JP3156331B2 - 測定装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、導入したアナログ信号
の大きさに応じた信号を得る測定装置に関するものであ
る。一般に測定装置は、入力バッファアンプを設けてい
るが、この入力バッファアンプの入力インピーダンス
と、バイアス電流は、測定値に誤差を与える。本願は、
主として前記誤差要因の影響を低減できる測定装置に関
する。
の大きさに応じた信号を得る測定装置に関するものであ
る。一般に測定装置は、入力バッファアンプを設けてい
るが、この入力バッファアンプの入力インピーダンス
と、バイアス電流は、測定値に誤差を与える。本願は、
主として前記誤差要因の影響を低減できる測定装置に関
する。
【０００２】
【従来の技術】測定対象の信号発生源から電圧、電流等
のアナログ信号を導入し、これをデジタル信号に変換し
て測定する測定装置がある。このような測定装置におい
ては、通常、入力部には演算増幅器等を用いて構成した
バッファアンプが用いられる。理想的なバッファアンプ
は、入力インピーダンスＲaが無限大で、入力部のバイ
アス電流Ｉaが０である。しかし現実のアンプは、各々
或る有限の値を持つので、測定値に誤差が生じる。
のアナログ信号を導入し、これをデジタル信号に変換し
て測定する測定装置がある。このような測定装置におい
ては、通常、入力部には演算増幅器等を用いて構成した
バッファアンプが用いられる。理想的なバッファアンプ
は、入力インピーダンスＲaが無限大で、入力部のバイ
アス電流Ｉaが０である。しかし現実のアンプは、各々
或る有限の値を持つので、測定値に誤差が生じる。
【０００３】例えば、バッファアンプに或る値のバイア
ス電流Ｉaがあると、このバイアス電流Ｉaは、測定端子
に接続された測定対象の信号発生源に流れる。信号発生
源は、出力インピーダンスＲsを持っているので、この
バイアス電流が流れることで、 Ｖbias＝Ｉa・Ｒs (1) の電圧が、信号発生源の出力端子に発生する。このよう
に発生した(1)式の電圧Ｖbiasは、信号発生源の本来の
出力電圧Ｖiに重畳して、測定装置に加えられるので、
測定誤差となる。
ス電流Ｉaがあると、このバイアス電流Ｉaは、測定端子
に接続された測定対象の信号発生源に流れる。信号発生
源は、出力インピーダンスＲsを持っているので、この
バイアス電流が流れることで、 Ｖbias＝Ｉa・Ｒs (1) の電圧が、信号発生源の出力端子に発生する。このよう
に発生した(1)式の電圧Ｖbiasは、信号発生源の本来の
出力電圧Ｖiに重畳して、測定装置に加えられるので、
測定誤差となる。
【０００４】また、誤接続などによる過大入力から測定
装置の入力回路部の破損を防ぐため、通常、バッファア
ンプの前に入力保護回路が設けられる。理想的な入力保
護回路は、測定端子間から測定装置の中を見込んだ時
の、並列インピーダンスが無限大、直列インピーダンス
が０である。しかし現実の入力保護回路は、各々有限の
値を持つ。その結果、測定誤差が発生する。
装置の入力回路部の破損を防ぐため、通常、バッファア
ンプの前に入力保護回路が設けられる。理想的な入力保
護回路は、測定端子間から測定装置の中を見込んだ時
の、並列インピーダンスが無限大、直列インピーダンス
が０である。しかし現実の入力保護回路は、各々有限の
値を持つ。その結果、測定誤差が発生する。
【０００５】図２は、従来の測定装置の入力部を示した
ブロック図である。同図において、７は入力バッファア
ンプ（以下、単に入力アンプと記す）であり、理想アン
プ９と、この理想アンプ９の外部に接続されたバイアス
電流源Ｉ+，Ｉ-と、入力インピーダンスＲ+，Ｒ-で等価
的に表される。理想アンプ９は、入力インピーダンスが
無限大であり、バイアス電流は、０である。
ブロック図である。同図において、７は入力バッファア
ンプ（以下、単に入力アンプと記す）であり、理想アン
プ９と、この理想アンプ９の外部に接続されたバイアス
電流源Ｉ+，Ｉ-と、入力インピーダンスＲ+，Ｒ-で等価
的に表される。理想アンプ９は、入力インピーダンスが
無限大であり、バイアス電流は、０である。
【０００６】５は入力保護回路であり、この等価直列イ
ンピーダンスをＲPで表している。このような構成で
は、入力保護回路５のインピーダンスＲPには、バイア
ス電流Ｉ+から別れた電流Ｉiが流れる。従って、図２の
理想アンプ９の(+)入力端子には、(2)式で表される電圧
ＶAが加えられることになる。ＲSは測定対象１の出力イ
ンピーダンスである。 ＶA＝（ＲP＋ＲS）・Ｉi (2) この電圧ＶAは、バイアス電流Ｉ+に起因して発生するも
のであり、測定対象１の電圧ＶOに重畳されて、測定装
置に加えられるから測定誤差になる。
ンピーダンスをＲPで表している。このような構成で
は、入力保護回路５のインピーダンスＲPには、バイア
ス電流Ｉ+から別れた電流Ｉiが流れる。従って、図２の
理想アンプ９の(+)入力端子には、(2)式で表される電圧
ＶAが加えられることになる。ＲSは測定対象１の出力イ
ンピーダンスである。 ＶA＝（ＲP＋ＲS）・Ｉi (2) この電圧ＶAは、バイアス電流Ｉ+に起因して発生するも
のであり、測定対象１の電圧ＶOに重畳されて、測定装
置に加えられるから測定誤差になる。
【０００７】このような誤差は、(3)式で示すような値
の抵抗ＲP’を(-)入力端子に接続することで低減でき
る。 ＲP’＝ＲP＋ＲS (3) 即ち、この(-)入力端子の抵抗ＲP’にも、バイアス電流
Ｉ-から別れた電流Ｉiが流れる（通常の演算増幅器で
は、Ｉ+＝Ｉ-である）。従って、この時、抵抗ＲP’に
発生する電圧をＶBとすると、 ＶB＝ＲP’・Ｉi (4) である。ここで(3)式の関係より、ＶA＝ＶB となるの
で、理想アンプ９の(+)、(-)入力端子間の電圧Ｖd＝ＶA
−ＶB＝０ となり、バイアス電流Ｉ+，Ｉ-の影響は、
除去される。
の抵抗ＲP’を(-)入力端子に接続することで低減でき
る。 ＲP’＝ＲP＋ＲS (3) 即ち、この(-)入力端子の抵抗ＲP’にも、バイアス電流
Ｉ-から別れた電流Ｉiが流れる（通常の演算増幅器で
は、Ｉ+＝Ｉ-である）。従って、この時、抵抗ＲP’に
発生する電圧をＶBとすると、 ＶB＝ＲP’・Ｉi (4) である。ここで(3)式の関係より、ＶA＝ＶB となるの
で、理想アンプ９の(+)、(-)入力端子間の電圧Ｖd＝ＶA
−ＶB＝０ となり、バイアス電流Ｉ+，Ｉ-の影響は、
除去される。
【０００８】しかし、測定対象１の出力インピーダンス
ＲSは、個々の測定対象毎にその値が異なるので、(3)式
の関係にあるキャンセル用の抵抗値ＲP’を測定装置の
設計段階で定めることは、不可能である。このため、従
来の測定装置では、便宜的に ＲP’＝ＲP である抵抗ＲP’を設けていた。即ち、従来装置では、
測定対象１の出力インピーダンスＲSにより生じる誤差
のキャンセルは、行われていなかった。
ＲSは、個々の測定対象毎にその値が異なるので、(3)式
の関係にあるキャンセル用の抵抗値ＲP’を測定装置の
設計段階で定めることは、不可能である。このため、従
来の測定装置では、便宜的に ＲP’＝ＲP である抵抗ＲP’を設けていた。即ち、従来装置では、
測定対象１の出力インピーダンスＲSにより生じる誤差
のキャンセルは、行われていなかった。
【０００９】一方、プロセスコントロール等の分野で
は、熱電対によってフィールドの温度計測を行う場合、
一般に熱電対と測定装置とは長いケーブルで接続され、
また、避雷器が設けられる。このような場合、ケーブル
の長さや避雷器の有無などによって、測定装置から測定
対象１側（熱電対側）をみた出力インピーダンスＲ
S（図２参照）は、０〜500Ω程度の値をとり、更にその
値は、温度等の要因によって変動する。
は、熱電対によってフィールドの温度計測を行う場合、
一般に熱電対と測定装置とは長いケーブルで接続され、
また、避雷器が設けられる。このような場合、ケーブル
の長さや避雷器の有無などによって、測定装置から測定
対象１側（熱電対側）をみた出力インピーダンスＲ
S（図２参照）は、０〜500Ω程度の値をとり、更にその
値は、温度等の要因によって変動する。
【００１０】ここで熱電対の起電力は数十mV程度である
ので、バイアス電流Ｉ+に起因する電流Ｉi（図２参照）
の値によっては、抵抗ＲSでの電圧降下が、測定誤差と
して問題となる。そこで、熱電対を用いて温度測定を行
う場合（または、熱電対に限らず、微小な検出信号を導
入する場合）、プロセスコントロール等の分野では、バ
イアス電流が小さく、かつ入力インピーダンスの高い高
価なアンプを入力アンプ７として用いることで、測定誤
差の絶対値を抑えていた。
ので、バイアス電流Ｉ+に起因する電流Ｉi（図２参照）
の値によっては、抵抗ＲSでの電圧降下が、測定誤差と
して問題となる。そこで、熱電対を用いて温度測定を行
う場合（または、熱電対に限らず、微小な検出信号を導
入する場合）、プロセスコントロール等の分野では、バ
イアス電流が小さく、かつ入力インピーダンスの高い高
価なアンプを入力アンプ７として用いることで、測定誤
差の絶対値を抑えていた。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】一方、近年、測定器や
プロセス制御の分野では、装置の電子回路部分をＩＣ化
することが行われている。つまり、従来ではディスクリ
ートで組み立てていた或る電子回路部分を、１個のＩＣ
に置き換えることで、装置の高性能化、小型化、低価格
化、を図ることが行われている。このようにＩＣ化の観
点から図２の測定装置を見た場合、大きな問題がある。
プロセス制御の分野では、装置の電子回路部分をＩＣ化
することが行われている。つまり、従来ではディスクリ
ートで組み立てていた或る電子回路部分を、１個のＩＣ
に置き換えることで、装置の高性能化、小型化、低価格
化、を図ることが行われている。このようにＩＣ化の観
点から図２の測定装置を見た場合、大きな問題がある。
【００１２】即ち、入力アンプ７として、バイアス電流
が小さく、且つ入力インピーダンスの高い増幅器をＩＣ
により実現しようとすると、その製造に特殊なＩＣプロ
セスやトリミング工程を要する。つまり、従来の図２の
回路（即ち、入力アンプ７としてバイアス電流が小さ
く、かつ入力インピーダンスの高いアンプを必要とする
回路）は、ＩＣ化に不適切な構成である。
が小さく、且つ入力インピーダンスの高い増幅器をＩＣ
により実現しようとすると、その製造に特殊なＩＣプロ
セスやトリミング工程を要する。つまり、従来の図２の
回路（即ち、入力アンプ７としてバイアス電流が小さ
く、かつ入力インピーダンスの高いアンプを必要とする
回路）は、ＩＣ化に不適切な構成である。
【００１３】本発明の目的は、ありふれた性能の入力ア
ンプを用いても、この入力アンプのバイアス電流や入力
インピーダンスが、測定誤差にならない測定装置を提供
することである。
ンプを用いても、この入力アンプのバイアス電流や入力
インピーダンスが、測定誤差にならない測定装置を提供
することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明は、測定端子に接
続された出力インピーダンスＲSを持つ信号発生源の内
部電圧ＶOを測定する装置において、測定対象の信号を
導入する入力端子におけるバイアス電流がＩa、入力イ
ンピーダンスがＲaである入力アンプと、この入力アン
プの出力信号をデジタル信号へ変換するＡＤ変換器と、
異なる既知の抵抗値を持ち、一端がそれぞれ共通電位に
接続された２本の抵抗(R,r)と、前記測定端子(17)に一
端が接続された抵抗(RP)と、前記３本の抵抗の他端をそ
れぞれ選択して、入力アンプの前記入力端子へ導く第１
スイッチ手段(SWa)と、定電流(IS)を出力する定電流源
(12)と、この定電流源(12)が出力する定電流(IS)を前記
測定端子(17)に加える第２スイッチ手段(SWS)と、前記
ＡＤ変換器の出力信号を導入するとともに前記２つのス
イッチ手段の切替えを制御し、第１スイッチ手段で前記
２本の抵抗(R,r)をそれぞれ選択した時のＡＤ変換器の
出力から入力アンプのバイアス電流Ｉaと入力インピー
ダンスＲaを算出し、第１スイッチ手段で抵抗(RP)を選
択し且つ第２スイッチ手段をオンとオフさせた時のＡＤ
変換器のそれぞれの出力値と前記算出したＩaとＲaの値
とから信号発生源の内部電圧ＶOの値を算出するマイク
ロプロセッサと、を備えるようにしたものである。
続された出力インピーダンスＲSを持つ信号発生源の内
部電圧ＶOを測定する装置において、測定対象の信号を
導入する入力端子におけるバイアス電流がＩa、入力イ
ンピーダンスがＲaである入力アンプと、この入力アン
プの出力信号をデジタル信号へ変換するＡＤ変換器と、
異なる既知の抵抗値を持ち、一端がそれぞれ共通電位に
接続された２本の抵抗(R,r)と、前記測定端子(17)に一
端が接続された抵抗(RP)と、前記３本の抵抗の他端をそ
れぞれ選択して、入力アンプの前記入力端子へ導く第１
スイッチ手段(SWa)と、定電流(IS)を出力する定電流源
(12)と、この定電流源(12)が出力する定電流(IS)を前記
測定端子(17)に加える第２スイッチ手段(SWS)と、前記
ＡＤ変換器の出力信号を導入するとともに前記２つのス
イッチ手段の切替えを制御し、第１スイッチ手段で前記
２本の抵抗(R,r)をそれぞれ選択した時のＡＤ変換器の
出力から入力アンプのバイアス電流Ｉaと入力インピー
ダンスＲaを算出し、第１スイッチ手段で抵抗(RP)を選
択し且つ第２スイッチ手段をオンとオフさせた時のＡＤ
変換器のそれぞれの出力値と前記算出したＩaとＲaの値
とから信号発生源の内部電圧ＶOの値を算出するマイク
ロプロセッサと、を備えるようにしたものである。
【００１５】
【作用】第１スイッチ手段で、２本の抵抗(R,r)をそれ
ぞれ選択すると、ＡＤ変換器のそれぞれの出力（ADRとA
Dr）には、 ADR＝Ｉa・（Ｒ//Ｒa） ADr＝Ｉa・（ｒ//Ｒa） の関係がある。従ってこの２式から入力アンプのバイア
ス電流Ｉaと入力インピーダンスＲaは算出できる。
ぞれ選択すると、ＡＤ変換器のそれぞれの出力（ADRとA
Dr）には、 ADR＝Ｉa・（Ｒ//Ｒa） ADr＝Ｉa・（ｒ//Ｒa） の関係がある。従ってこの２式から入力アンプのバイア
ス電流Ｉaと入力インピーダンスＲaは算出できる。
【００１６】第１スイッチ手段で抵抗(RP)を選択し且つ
第２スイッチ手段をオフさせた時のＡＤ変換器の出力値
ADOには、
第２スイッチ手段をオフさせた時のＡＤ変換器の出力値
ADOには、
【数１】 の関係が成立する。
【００１７】また第１スイッチ手段で抵抗(RP)を選択し
且つ第２スイッチ手段をオンさせた時のＡＤ変換器の出
力値ADSには、
且つ第２スイッチ手段をオンさせた時のＡＤ変換器の出
力値ADSには、
【数２】 の関係が成立する。上式で、ＲS以外は測定値または既
知の定数なので、ＲSを算出できる。
知の定数なので、ＲSを算出できる。
【００１８】ここで得られたＲSの値と前式により、信
号発生源21の内部電圧ＶOの値を算出できる。
号発生源21の内部電圧ＶOの値を算出できる。
【００１９】
【実施例】図１は本発明に係る測定装置の要部構成例を
示す図である。同図において、20は本発明の測定装置で
あり、測定端子17と19を備えている。この測定装置20
は、これから説明するように、測定端子17，19に接続さ
れた出力インピーダンスＲSを持つ信号発生源21の内部
電圧ＶOを入力アンプ11のバイアス電流Ｉaと入力インピ
ーダンスＲaの影響を受けることなく測定できる。21は
信号発生源であり、出力インピーダンスＲS、内部電圧
ＶOを持つものである。このような信号発生源の例とし
て、例えば熱電対等がある。
示す図である。同図において、20は本発明の測定装置で
あり、測定端子17と19を備えている。この測定装置20
は、これから説明するように、測定端子17，19に接続さ
れた出力インピーダンスＲSを持つ信号発生源21の内部
電圧ＶOを入力アンプ11のバイアス電流Ｉaと入力インピ
ーダンスＲaの影響を受けることなく測定できる。21は
信号発生源であり、出力インピーダンスＲS、内部電圧
ＶOを持つものである。このような信号発生源の例とし
て、例えば熱電対等がある。
【００２０】11は入力アンプであり、図１の例では、
(+)入力端子に測定対象の信号を導いている。一方、(-)
入力端子は、直接、共通電位に接続される。なお、或る
抵抗を介して(-)入力端子を共通電位に接続しても本発
明は成立するが、ここでは発明を分かりやすく説明する
ため、(-)入力端子が、直接、共通電位に接続された例
で説明する。また、図１とは逆に、(-)入力端子に測定
対象の信号を導き、(+)入力端子を共通電位に接続して
も本発明は成立する。また、入力アンプ11に設けられる
帰還回路の図示は省略している。
(+)入力端子に測定対象の信号を導いている。一方、(-)
入力端子は、直接、共通電位に接続される。なお、或る
抵抗を介して(-)入力端子を共通電位に接続しても本発
明は成立するが、ここでは発明を分かりやすく説明する
ため、(-)入力端子が、直接、共通電位に接続された例
で説明する。また、図１とは逆に、(-)入力端子に測定
対象の信号を導き、(+)入力端子を共通電位に接続して
も本発明は成立する。また、入力アンプ11に設けられる
帰還回路の図示は省略している。
【００２１】測定対象の信号を導入する(+)入力端子に
おけるバイアス電流をＩa、入力インピーダンスをＲaと
すると、本発明では、これらＩaとＲaの値がありふれた
数値の入力アンプであっても、測定値に影響を受けな
い。なお、図１においては、(-)入力端子を直接、共通
電位に接続したため、図２で説明した(-)入力端子の入
力インピーダンスＲ-は、ショートされる。従って、図
１ではＲ-の図示を省略した。また、(-)入力端子におけ
るバイアス電流Ｉ-も入力インピーダンスＲ-がショート
されているため、何ら電圧を誘起させない。従って、図
１では、(-)入力端子におけるバイアス電流Ｉ-の図示も
省略した。また、13は、理想アンプであり、これについ
ては、図２で既述したものと同様である。
おけるバイアス電流をＩa、入力インピーダンスをＲaと
すると、本発明では、これらＩaとＲaの値がありふれた
数値の入力アンプであっても、測定値に影響を受けな
い。なお、図１においては、(-)入力端子を直接、共通
電位に接続したため、図２で説明した(-)入力端子の入
力インピーダンスＲ-は、ショートされる。従って、図
１ではＲ-の図示を省略した。また、(-)入力端子におけ
るバイアス電流Ｉ-も入力インピーダンスＲ-がショート
されているため、何ら電圧を誘起させない。従って、図
１では、(-)入力端子におけるバイアス電流Ｉ-の図示も
省略した。また、13は、理想アンプであり、これについ
ては、図２で既述したものと同様である。
【００２２】10は入力アンプ11のアナログ出力信号をデ
ジタル信号へ変換するＡＤ変換器である。Ｒとｒは、値
が互いに異なる抵抗であり、その値はそれぞれ既知であ
る。そして一端がそれぞれ共通電位に接続され、他端
は、スイッチSWaの切替え接点に接続されている。な
お、ここでは、ｒ<< Ｒ に設定されている。抵抗Ｒ
Pは、例えば、図２で説明した入力保護回路（図１で図
示せず）の等価直列インピーダンスであり、その一端は
測定端子17に接続され、他端はスイッチSWaの切替え接
点に接続されている。スイッチSWaの固定接点は、入力
アンプ11の(+)入力端子に接続されている。
ジタル信号へ変換するＡＤ変換器である。Ｒとｒは、値
が互いに異なる抵抗であり、その値はそれぞれ既知であ
る。そして一端がそれぞれ共通電位に接続され、他端
は、スイッチSWaの切替え接点に接続されている。な
お、ここでは、ｒ<< Ｒ に設定されている。抵抗Ｒ
Pは、例えば、図２で説明した入力保護回路（図１で図
示せず）の等価直列インピーダンスであり、その一端は
測定端子17に接続され、他端はスイッチSWaの切替え接
点に接続されている。スイッチSWaの固定接点は、入力
アンプ11の(+)入力端子に接続されている。
【００２３】12は定電流ＩSを出力する定電流源であ
り、その一端は、共通電位に接続される。定電流源12の
他端は、スイッチSWSを介して測定端子17に接続され
る。なお、測定端子19は、共通電位に接続される。15は
マイクロプロセッサ（以下、単にμＰ15と記す）であ
り、ＡＤ変換器10の出力信号を導入するとともに２つの
スイッチSWaとSWSの切替えを制御する。そして、後述す
る演算を行い、信号発生源21の内部電圧ＶOの値を算出
する。
り、その一端は、共通電位に接続される。定電流源12の
他端は、スイッチSWSを介して測定端子17に接続され
る。なお、測定端子19は、共通電位に接続される。15は
マイクロプロセッサ（以下、単にμＰ15と記す）であ
り、ＡＤ変換器10の出力信号を導入するとともに２つの
スイッチSWaとSWSの切替えを制御する。そして、後述す
る演算を行い、信号発生源21の内部電圧ＶOの値を算出
する。
【００２４】以上のように構成された図１装置の動作を
説明する。
説明する。
【００２５】＜Ａ＞ μＰ15は、スイッチSWaを制御
して抵抗Ｒを入力アンプ11の入力端子に接続する。その
結果、入力アンプ11の(+)入力端子には、抵抗Ｒと入力
インピーダンスＲaの並列抵抗（Ｒ//Ｒa）が接続された
ことになる。従って、この並列抵抗にバイアス電流Ｉa
が流れるので、(5)式の右辺で表される電圧が入力アン
プ11から出力され、この時のＡＤ変換器10の出力をADR
とすると、 ADR＝Ｉa・（Ｒ//Ｒa） (5) で表される。
して抵抗Ｒを入力アンプ11の入力端子に接続する。その
結果、入力アンプ11の(+)入力端子には、抵抗Ｒと入力
インピーダンスＲaの並列抵抗（Ｒ//Ｒa）が接続された
ことになる。従って、この並列抵抗にバイアス電流Ｉa
が流れるので、(5)式の右辺で表される電圧が入力アン
プ11から出力され、この時のＡＤ変換器10の出力をADR
とすると、 ADR＝Ｉa・（Ｒ//Ｒa） (5) で表される。
【００２６】＜Ｂ＞ μＰ15は、スイッチSWaを制御
して抵抗ｒを入力アンプ11の入力端子に接続する。その
結果、入力アンプ11の(+)入力端子には、抵抗ｒと入力
インピーダンスＲaの並列抵抗（ｒ//Ｒa）が接続された
ことになる。従って、(6)式の右辺で表される電圧が入
力アンプ11から出力され、この時のＡＤ変換器10の出力
をADrとすると、 ADr＝Ｉa・（ｒ//Ｒa） (6) で表される。
して抵抗ｒを入力アンプ11の入力端子に接続する。その
結果、入力アンプ11の(+)入力端子には、抵抗ｒと入力
インピーダンスＲaの並列抵抗（ｒ//Ｒa）が接続された
ことになる。従って、(6)式の右辺で表される電圧が入
力アンプ11から出力され、この時のＡＤ変換器10の出力
をADrとすると、 ADr＝Ｉa・（ｒ//Ｒa） (6) で表される。
【００２７】＜Ｃ＞ このように、(5)式と(6)式の関
係があるので、μＰ15は、(7),(8)式より、入力アンプ
のバイアス電流Ｉaと入力インピーダンスＲaを算出す
る。 Ｒa＝(ADR−ADr)・Ｒ・ｒ／（Ｒ・ADr−ｒ・ADR） (7) Ｉa＝(R-r)・ADR・ADr／（ADR−ADr)・Ｒ・ｒ (8)
係があるので、μＰ15は、(7),(8)式より、入力アンプ
のバイアス電流Ｉaと入力インピーダンスＲaを算出す
る。 Ｒa＝(ADR−ADr)・Ｒ・ｒ／（Ｒ・ADr−ｒ・ADR） (7) Ｉa＝(R-r)・ADR・ADr／（ADR−ADr)・Ｒ・ｒ (8)
【００２８】＜Ｄ＞ μＰ15は、スイッチSWaを制御し
て抵抗ＲPを入力アンプ11の入力端子に接続する。つま
り、信号発生源21からの信号を入力アンプ11に導く。且
つμＰ15は、スイッチSWSをオフに制御する。この時の
ＡＤ変換器10の出力値をADOとする。ADOは、図１の回路
において、信号発生源21の内部電圧ＶOのみが存在する
場合(イ)とバイアス電流Ｉaのみが存在する場合(ロ)と
の重ね合わせにより、(9)式として表現される。
て抵抗ＲPを入力アンプ11の入力端子に接続する。つま
り、信号発生源21からの信号を入力アンプ11に導く。且
つμＰ15は、スイッチSWSをオフに制御する。この時の
ＡＤ変換器10の出力値をADOとする。ADOは、図１の回路
において、信号発生源21の内部電圧ＶOのみが存在する
場合(イ)とバイアス電流Ｉaのみが存在する場合(ロ)と
の重ね合わせにより、(9)式として表現される。
【数３】
【数４】
【数５】
【００２９】＜Ｅ＞ μＰ15は、スイッチSWaを制御し
て抵抗ＲPを入力アンプ11の入力端子へ接続し、信号発
生源21からの信号を入力アンプ11に導く。且つμＰ15
は、スイッチSWSをオンに制御し、定電流源12からの電
流ＩSを新たに加える。即ち、＜Ｄ＞の場合に対して、
測定入力端子17における電流を強制的に変化させる。こ
の時のＡＤ変換器10の出力値をADSとすると、ADSは、図
１の回路において、電流ＩSのみが存在する場合(ハ)と
信号発生源21の内部電圧ＶOとバイアス電流Ｉaが存在し
て電流ＩSが存在しない場合との重ね合わせにより、(1
0)式として表現される。
て抵抗ＲPを入力アンプ11の入力端子へ接続し、信号発
生源21からの信号を入力アンプ11に導く。且つμＰ15
は、スイッチSWSをオンに制御し、定電流源12からの電
流ＩSを新たに加える。即ち、＜Ｄ＞の場合に対して、
測定入力端子17における電流を強制的に変化させる。こ
の時のＡＤ変換器10の出力値をADSとすると、ADSは、図
１の回路において、電流ＩSのみが存在する場合(ハ)と
信号発生源21の内部電圧ＶOとバイアス電流Ｉaが存在し
て電流ＩSが存在しない場合との重ね合わせにより、(1
0)式として表現される。
【数６】
【数７】 (10)式において、ＲS以外は測定値または既知の定数な
のでＲSを算出でき、これを(9)式に用いることでＶOが
求まる。
のでＲSを算出でき、これを(9)式に用いることでＶOが
求まる。
【００３０】なお、この＜Ｅ＞項で既述したように、定
電流源12の作用は、測定端子17における電流値を変化さ
せることである。従って、図３のように抵抗RPと入力ア
ンプ11の間のラインに定電流ISを加えても本発明は成立
する。図３が図１と異なる点は、定電流源12の加える位
置が異なるだけである。なお、図３では、入力アンプ11
以降の構成の図示を省略した。
電流源12の作用は、測定端子17における電流値を変化さ
せることである。従って、図３のように抵抗RPと入力ア
ンプ11の間のラインに定電流ISを加えても本発明は成立
する。図３が図１と異なる点は、定電流源12の加える位
置が異なるだけである。なお、図３では、入力アンプ11
以降の構成の図示を省略した。
【００３１】図３の回路において、スイッチＳＷSがオ
ンのとき、(10)式の代わりに(11)式が成立し、ここから
ＲSを求めることができる。すなわち、図３の回路のＡ
Ｄ変換器10の出力値をＡＤ'Sとすると、ＡＤ'Sは、図３
の回路において、電流ＩSのみが存在する場合(ニ)と信
号発生源21の内部電圧ＶOとバイアス電流Ｉaが存在して
電流ＩSが存在しない場合との重ね合わせにより、(11)
式として表現される。スイッチＳＷSがオフのときには
(9)式が成立するので、ＲSを用いてＶOを求めることが
できる。従って、信号発生源の内部電圧ＶOの値と出力
インピーダンスＲSを算出できる。
ンのとき、(10)式の代わりに(11)式が成立し、ここから
ＲSを求めることができる。すなわち、図３の回路のＡ
Ｄ変換器10の出力値をＡＤ'Sとすると、ＡＤ'Sは、図３
の回路において、電流ＩSのみが存在する場合(ニ)と信
号発生源21の内部電圧ＶOとバイアス電流Ｉaが存在して
電流ＩSが存在しない場合との重ね合わせにより、(11)
式として表現される。スイッチＳＷSがオフのときには
(9)式が成立するので、ＲSを用いてＶOを求めることが
できる。従って、信号発生源の内部電圧ＶOの値と出力
インピーダンスＲSを算出できる。
【数８】
【数９】
【００３２】
【００３３】なお、図１では(-)入力端子を直接共通電
位に接続した例で説明したが、或る値の抵抗RBを介して
共通電位に接続しても本発明は成立する。その理由を説
明する。この場合、この抵抗RBに(-)入力端子における
バイアス電流Ｉ-が流れて、オフセット電圧ＶOFF＝RB・
Ｉ-が発生する。このオフセット電圧ＶOFFは、(+)入力
端子に加えられる信号へ重畳されるが、直流値であるた
め容易にこれをキャンセルできる。例えば、このオフセ
ット電圧ＶOFFを予め測定しておき、マイナスＶO FFを入
力アンプ11に加える方法やμＰ15にて、オフセット電圧
ＶOFFの相当分だけ減算するようにしてもよい。
位に接続した例で説明したが、或る値の抵抗RBを介して
共通電位に接続しても本発明は成立する。その理由を説
明する。この場合、この抵抗RBに(-)入力端子における
バイアス電流Ｉ-が流れて、オフセット電圧ＶOFF＝RB・
Ｉ-が発生する。このオフセット電圧ＶOFFは、(+)入力
端子に加えられる信号へ重畳されるが、直流値であるた
め容易にこれをキャンセルできる。例えば、このオフセ
ット電圧ＶOFFを予め測定しておき、マイナスＶO FFを入
力アンプ11に加える方法やμＰ15にて、オフセット電圧
ＶOFFの相当分だけ減算するようにしてもよい。
【００３４】また、上述した＜Ｄ＞のADOと、＜Ｅ＞のA
DSの差にμＰ15で着目し、この差が大きい場合、信号発
生源21と測定装置20の結線異常であると判断し、μＰ15
からアラームを出すこともできる。
DSの差にμＰ15で着目し、この差が大きい場合、信号発
生源21と測定装置20の結線異常であると判断し、μＰ15
からアラームを出すこともできる。
【００３５】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、測
定対象の電圧ＶOは、実測値に基づいて算出されたもの
であり、信号発生源21の出力インピーダンスＲS、入力
保護回路の直列インピーダンスRP、入力アンプ11のバイ
アス電流Ia、及び入力アンプ11の入力インピーダンスRa
の影響を受けない。そして、必要に応じて、上記＜Ａ＞
〜＜Ｆ＞の動作を繰り返すことで、最新のデータに基づ
いて演算を行うことができ、温度変化や経時変化などの
影響も低減できる。従って、ありふれた性能の入力アン
プを用いても、この入力アンプのバイアス電流や入力イ
ンピーダンスが、測定誤差にならず、ＩＣ化を容易に行
うことができる。
定対象の電圧ＶOは、実測値に基づいて算出されたもの
であり、信号発生源21の出力インピーダンスＲS、入力
保護回路の直列インピーダンスRP、入力アンプ11のバイ
アス電流Ia、及び入力アンプ11の入力インピーダンスRa
の影響を受けない。そして、必要に応じて、上記＜Ａ＞
〜＜Ｆ＞の動作を繰り返すことで、最新のデータに基づ
いて演算を行うことができ、温度変化や経時変化などの
影響も低減できる。従って、ありふれた性能の入力アン
プを用いても、この入力アンプのバイアス電流や入力イ
ンピーダンスが、測定誤差にならず、ＩＣ化を容易に行
うことができる。
【図１】本発明に係る測定装置の構成例を示す図
【図２】従来の測定装置の構成例を示す図
【図３】本発明に係る測定装置の別の構成例を示す図
10 ＡＤ変換器 11 入力アンプ 12 定電流源 15 マイクロプロセッサ 17，19 測定端子 20 測定装置 SWa，SWS スイッチ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01R 19/00 - 19/32 G01K 7/00 G01K 7/02 G01K 7/20
Claims (1)
- 【請求項１】測定端子に接続された出力インピーダンス
ＲSを持つ信号発生源の内部電圧ＶOを測定する装置にお
いて、 測定対象の信号を導入する入力端子におけるバイアス電
流がＩa、入力インピーダンスがＲaである入力アンプ
と、 この入力アンプの出力信号をデジタル信号へ変換するＡ
Ｄ変換器と、 異なる既知の抵抗値を持ち、一端がそれぞれ共通電位に
接続された２本の抵抗(R,r)と、 前記測定端子(17)に一端が接続された抵抗(RP)と、 前記３本の抵抗の他端をそれぞれ選択して、入力アンプ
の前記入力端子へ導く第１スイッチ手段(SWa)と、 定電流(IS)を出力する定電流源(12)と、 この定電流源(12)が出力する定電流(IS)を前記測定端子
(17)に加える第２スイッチ手段(SWS)と、 前記ＡＤ変換器の出力信号を導入するとともに前記２つ
のスイッチ手段の切替えを制御し、第１スイッチ手段で
前記２本の抵抗(R,r)をそれぞれ選択した時のＡＤ変換
器の出力から入力アンプのバイアス電流Ｉaと入力イン
ピーダンスＲaを算出し、第１スイッチ手段で抵抗(RP)
を選択し且つ第２スイッチ手段をオンとオフさせた時の
ＡＤ変換器のそれぞれの出力値と前記算出したＩaとＲa
の値とから信号発生源の内部電圧ＶOの値を算出するマ
イクロプロセッサと、 を備えた測定装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP912192A JP3156331B2 (ja) | 1992-01-22 | 1992-01-22 | 測定装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP912192A JP3156331B2 (ja) | 1992-01-22 | 1992-01-22 | 測定装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05196654A JPH05196654A (ja) | 1993-08-06 |
| JP3156331B2 true JP3156331B2 (ja) | 2001-04-16 |
Family
ID=11711808
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP912192A Expired - Fee Related JP3156331B2 (ja) | 1992-01-22 | 1992-01-22 | 測定装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3156331B2 (ja) |
-
1992
- 1992-01-22 JP JP912192A patent/JP3156331B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05196654A (ja) | 1993-08-06 |
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