JP3107518B2 - 自励式スイッチング電源装置 - Google Patents
自励式スイッチング電源装置Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、簡素な構成でコス
ト低減を可能とする、自励式スイッチング電源装置の出
力電圧制御のための回路技術に関する。
ト低減を可能とする、自励式スイッチング電源装置の出
力電圧制御のための回路技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】電源回路は、その駆動方式によって自励
発振方式と他励発振方式に大別され、自励発振方式は比
較的小容量の電源装置に採用される。この自励発振方式
（以下、自励式という）の電源装置の一例として、その
回路が図３に示すような構成を有するものが存在する。
図３において、１ａ、１ｂは、それぞれ高電位側と低電
位側の入力端子を示し、２ａ、２ｂは高電位側と低電位
側の出力端子を示しており、以下のような接続構成によ
り電源装置を形成している。
発振方式と他励発振方式に大別され、自励発振方式は比
較的小容量の電源装置に採用される。この自励発振方式
（以下、自励式という）の電源装置の一例として、その
回路が図３に示すような構成を有するものが存在する。
図３において、１ａ、１ｂは、それぞれ高電位側と低電
位側の入力端子を示し、２ａ、２ｂは高電位側と低電位
側の出力端子を示しており、以下のような接続構成によ
り電源装置を形成している。
【０００３】入力端子１ａをＰＮＰ型トランジスタによ
るスイッチングトランジスタＱ１のエミッタ及びトラン
スＴの帰還巻線（４次巻線）Ｎ４の一端に接続し、スイ
ッチングトランジスタＱ１のベースと帰還巻線Ｎ４の他
端との間に抵抗Ｒ２とコンデンサＣ３を接続する。スイ
ッチングトランジスタＱ１のコレクタはトランスＴの１
次巻線Ｎ１を介して入力端子１ｂに接続し、入力端子１
ａ、１ｂ間にコンデンサＣ１を接続する。トランスＴの
２次巻線Ｎ２の一端は整流ダイオードＤ１を介して出力
端子２ａに接続し、他端は出力端子２ｂに接続し、出力
端子２ａ、２ｂ間に平滑コンデンサＣ２を接続する。ト
ランスＴの検出巻線（３次巻線）Ｎ３の一端はダイオー
ドＤ２のカソードに接続し、検出巻線Ｎ３の他端は入力
端子１ｂに接続する。
るスイッチングトランジスタＱ１のエミッタ及びトラン
スＴの帰還巻線（４次巻線）Ｎ４の一端に接続し、スイ
ッチングトランジスタＱ１のベースと帰還巻線Ｎ４の他
端との間に抵抗Ｒ２とコンデンサＣ３を接続する。スイ
ッチングトランジスタＱ１のコレクタはトランスＴの１
次巻線Ｎ１を介して入力端子１ｂに接続し、入力端子１
ａ、１ｂ間にコンデンサＣ１を接続する。トランスＴの
２次巻線Ｎ２の一端は整流ダイオードＤ１を介して出力
端子２ａに接続し、他端は出力端子２ｂに接続し、出力
端子２ａ、２ｂ間に平滑コンデンサＣ２を接続する。ト
ランスＴの検出巻線（３次巻線）Ｎ３の一端はダイオー
ドＤ２のカソードに接続し、検出巻線Ｎ３の他端は入力
端子１ｂに接続する。
【０００４】ダイオードＤ２のアノードと検出巻線Ｎ３
の他端との間にコンデンサＣ５と抵抗Ｒ４を並列に接続
し、ダイオードＤ２のカソードをさらに定電圧ダイオー
ドＺＤ１のアノードに接続する。定電圧ダイオードＺＤ
１のカソードはＮＰＮ型の制御用トランジスタＱ２のベ
ースに接続し、制御用トランジスタＱ２のコレクタは抵
抗Ｒ３を介してスイッチングトランジスタＱ１のベース
に接続し、制御用トランジスタＱ２のエミッタは入力端
子１ｂに接続する。制御用トランジスタＱ２のベースと
入力端子１ａとの間にバイアス用の抵抗Ｒ１を接続し、
制御用トランジスタＱ１のベースと入力端子１ｂの間に
コンデンサＣ６を接続する。なお、ダイオードＤ１及び
ダイオードＤ２は、スイッチングトランジスタＱ２がオ
フ状態となった時に２次巻線Ｎ２あるいは検出巻線Ｎ３
に発生する電圧に対して、それぞれ順方向となるように
接続されているものとする。
の他端との間にコンデンサＣ５と抵抗Ｒ４を並列に接続
し、ダイオードＤ２のカソードをさらに定電圧ダイオー
ドＺＤ１のアノードに接続する。定電圧ダイオードＺＤ
１のカソードはＮＰＮ型の制御用トランジスタＱ２のベ
ースに接続し、制御用トランジスタＱ２のコレクタは抵
抗Ｒ３を介してスイッチングトランジスタＱ１のベース
に接続し、制御用トランジスタＱ２のエミッタは入力端
子１ｂに接続する。制御用トランジスタＱ２のベースと
入力端子１ａとの間にバイアス用の抵抗Ｒ１を接続し、
制御用トランジスタＱ１のベースと入力端子１ｂの間に
コンデンサＣ６を接続する。なお、ダイオードＤ１及び
ダイオードＤ２は、スイッチングトランジスタＱ２がオ
フ状態となった時に２次巻線Ｎ２あるいは検出巻線Ｎ３
に発生する電圧に対して、それぞれ順方向となるように
接続されているものとする。
【０００５】このような構成とした回路の概略の動作は
以下のようになっている。入力端子１ａ、１ｂ間に電圧
が印加されると、制御用トランジスタＱ２のベースには
抵抗Ｒ１を介して電流が流入し、制御用トランジスタＱ
２のコレクタ、エミッタ間が導通する。制御用トランジ
スタＱ２が導通状態となることによりスイッチングトラ
ンジスタＱ１のベースに電流が流れ始め、スイッチング
トランジスタＱ１のコレクタ、エミッタ間が導通する。
すると１次巻線Ｎ１に電流が流れ、トランスＴの各巻線
には、それぞれ図３中の極性印（・）側を高電位とした
電圧が発生する。この時、帰還巻線Ｎ４に発生する電圧
によりスイッチングトランジスタＱ１のベース、エミッ
タ間は一層の順方向バイアスを受け、スイッチングトラ
ンジスタＱ１はオン状態となる。
以下のようになっている。入力端子１ａ、１ｂ間に電圧
が印加されると、制御用トランジスタＱ２のベースには
抵抗Ｒ１を介して電流が流入し、制御用トランジスタＱ
２のコレクタ、エミッタ間が導通する。制御用トランジ
スタＱ２が導通状態となることによりスイッチングトラ
ンジスタＱ１のベースに電流が流れ始め、スイッチング
トランジスタＱ１のコレクタ、エミッタ間が導通する。
すると１次巻線Ｎ１に電流が流れ、トランスＴの各巻線
には、それぞれ図３中の極性印（・）側を高電位とした
電圧が発生する。この時、帰還巻線Ｎ４に発生する電圧
によりスイッチングトランジスタＱ１のベース、エミッ
タ間は一層の順方向バイアスを受け、スイッチングトラ
ンジスタＱ１はオン状態となる。
【０００６】１次巻線Ｎ１を流れる電流は、１次巻線Ｎ
１のインダクタンスにより時間と共に増加し、やがてそ
の時のベース電流によって決定されるスイッチングトラ
ンジスタＱ１の最大のコレクタ電流に等しい大きさに達
すると、その電流値は増加しなくなる。するとトランス
Ｔの各巻線に発生していた電圧の値が急激に低下し、ス
イッチングトランジスタＱ１のベース、エミッタ間の順
方向バイアスが低下する。この順方向バイアスの低下に
よってスイッチングトランジスタＱ１のコレクタ電流、
すなわち１次巻線Ｎ１を流れる電流が減少し、１次巻線
Ｎ１にはそれまでとは逆方向の電圧が発生する。この
時、トランスＴの各巻線に現れる電圧は極性印側を低電
位とする方向に反転し、帰還巻線Ｎ４に発生する電圧は
スイッチングトランジスタＱ１のベース、エミッタ間に
逆バイアスを与え、スイッチングトランジスタＱ１をオ
フ状態へ移行させる。
１のインダクタンスにより時間と共に増加し、やがてそ
の時のベース電流によって決定されるスイッチングトラ
ンジスタＱ１の最大のコレクタ電流に等しい大きさに達
すると、その電流値は増加しなくなる。するとトランス
Ｔの各巻線に発生していた電圧の値が急激に低下し、ス
イッチングトランジスタＱ１のベース、エミッタ間の順
方向バイアスが低下する。この順方向バイアスの低下に
よってスイッチングトランジスタＱ１のコレクタ電流、
すなわち１次巻線Ｎ１を流れる電流が減少し、１次巻線
Ｎ１にはそれまでとは逆方向の電圧が発生する。この
時、トランスＴの各巻線に現れる電圧は極性印側を低電
位とする方向に反転し、帰還巻線Ｎ４に発生する電圧は
スイッチングトランジスタＱ１のベース、エミッタ間に
逆バイアスを与え、スイッチングトランジスタＱ１をオ
フ状態へ移行させる。
【０００７】トランスＴに蓄積されていたエネルギーは
２次巻線Ｎ２より放出され、やがてトランスＴの各巻線
に発生していた極性印側を低電位とする電圧は、その値
を急激に低下させる。するとスイッチングトランジスタ
Ｑ１のベース、エミッタ間には、その順方向にコンデン
サＣ３の充電電圧が印加され、さらにスイッチングトラ
ンジスタＱ１のベースから制御用トランジスタＱ２のコ
レクタへ電流が流れ始める。その結果、スイッチングト
ランジスタＱ１のコレクタ、エミッタ間が導通し、１次
巻線Ｎ１に電流が流れる。この１次巻線Ｎ１を流れる電
流により、トランスＴの各巻線には極性印側を高電位と
した電圧が発生し、以後、前記した動作過程を繰り返
す。
２次巻線Ｎ２より放出され、やがてトランスＴの各巻線
に発生していた極性印側を低電位とする電圧は、その値
を急激に低下させる。するとスイッチングトランジスタ
Ｑ１のベース、エミッタ間には、その順方向にコンデン
サＣ３の充電電圧が印加され、さらにスイッチングトラ
ンジスタＱ１のベースから制御用トランジスタＱ２のコ
レクタへ電流が流れ始める。その結果、スイッチングト
ランジスタＱ１のコレクタ、エミッタ間が導通し、１次
巻線Ｎ１に電流が流れる。この１次巻線Ｎ１を流れる電
流により、トランスＴの各巻線には極性印側を高電位と
した電圧が発生し、以後、前記した動作過程を繰り返
す。
【０００８】ここでスイッチングトランジスタＱ１がオ
フ状態である時、トランスＴの検出巻線Ｎ３に発生する
電圧は２次巻線Ｎ２に発生する電圧に比例した値とな
る。そのためダイオードＤ２を介して充電されたコンデ
ンサＣ５の端子間電圧は、ほぼ出力電圧に相当した値と
なる。このコンデンサＣ５の端子間電圧が、基準電圧を
与える定電圧ダイオードＺＤ１を介して制御用トランジ
スタＱ２のベース、エミッタ間に印加されることによ
り、制御用トランジスタＱ２は出力電圧に応じてそのコ
レクタ電流を変化させるようになる。制御用トランジス
タＱ２のコレクタ電流の変化はスイッチングトランジス
タＱ１のべース電流及びコンデンサＣ３の充放電時間を
変化させ、スイッチングトランジスタＱ１のオンデュー
ティを出力電圧に応じて制御するようになる。このよう
な動作過程により、図３の回路の自励発振動作と定電圧
制御動作が行われる。
フ状態である時、トランスＴの検出巻線Ｎ３に発生する
電圧は２次巻線Ｎ２に発生する電圧に比例した値とな
る。そのためダイオードＤ２を介して充電されたコンデ
ンサＣ５の端子間電圧は、ほぼ出力電圧に相当した値と
なる。このコンデンサＣ５の端子間電圧が、基準電圧を
与える定電圧ダイオードＺＤ１を介して制御用トランジ
スタＱ２のベース、エミッタ間に印加されることによ
り、制御用トランジスタＱ２は出力電圧に応じてそのコ
レクタ電流を変化させるようになる。制御用トランジス
タＱ２のコレクタ電流の変化はスイッチングトランジス
タＱ１のべース電流及びコンデンサＣ３の充放電時間を
変化させ、スイッチングトランジスタＱ１のオンデュー
ティを出力電圧に応じて制御するようになる。このよう
な動作過程により、図３の回路の自励発振動作と定電圧
制御動作が行われる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】図３に示す回路は、そ
の出力電圧の制御をトランスに設けた３次巻線（検出巻
線）を利用するために３次側制御とも呼ばれる制御方式
を採用しており、安価で容易に絶縁型の電源装置が得ら
れることから、広く自励式の電源回路に使用されてい
る。しかしこの定電圧制御には、検出巻線Ｎ３にダイオ
ードＤ２、コンデンサＣ５によって形成される整流平滑
回路が必要であり、ここでコンデンサＣ５には大容量の
素子が要求される。また制御用トランジスタＱ２がノイ
ズによって誤動作を起こさないようにするために、実際
に回路を構成する時にはコンデンサＣ６を制御用トラン
ジスタＱ２のベース、エミッタ間に付加する必要が有
る。このコンデンサＣ５を大容量化することとコンデン
サＣ６を付加することの２つの要求事項は、図３に示す
構成の電源装置の一層のコスト低減を困難にさせてい
た。従って本発明は、定電圧制御のために大容量のコン
デンサを必要とせず、回路構成が簡素でコスト低減が可
能な自励式スイッチング電源装置を提供することを目的
とする。
の出力電圧の制御をトランスに設けた３次巻線（検出巻
線）を利用するために３次側制御とも呼ばれる制御方式
を採用しており、安価で容易に絶縁型の電源装置が得ら
れることから、広く自励式の電源回路に使用されてい
る。しかしこの定電圧制御には、検出巻線Ｎ３にダイオ
ードＤ２、コンデンサＣ５によって形成される整流平滑
回路が必要であり、ここでコンデンサＣ５には大容量の
素子が要求される。また制御用トランジスタＱ２がノイ
ズによって誤動作を起こさないようにするために、実際
に回路を構成する時にはコンデンサＣ６を制御用トラン
ジスタＱ２のベース、エミッタ間に付加する必要が有
る。このコンデンサＣ５を大容量化することとコンデン
サＣ６を付加することの２つの要求事項は、図３に示す
構成の電源装置の一層のコスト低減を困難にさせてい
た。従って本発明は、定電圧制御のために大容量のコン
デンサを必要とせず、回路構成が簡素でコスト低減が可
能な自励式スイッチング電源装置を提供することを目的
とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は、トランスの１
次巻線に接続したスイッチング素子にオン、オフ動作を
行わせることによりトランスの各巻線に電圧を誘起し、
トランスの帰還巻線に発生した電圧信号をスイッチング
素子の制御端子に入力して自励発振を行わせ、トランス
の２次巻線に発生した電圧より出力電圧を得る自励式ス
イッチング電源装置において、トランスの２次巻線に発
生する電圧に相当する電圧を得るための検出巻線、スイ
ッチング素子の制御端子に主電流路が接続され、検出巻
線に発生した電圧と基準電圧の差から得られる電圧信号
を受け取り、スイッチング素子のオンデューティを制御
する制御用トランジスタ、制御用トランジスタの制御端
子と入力端子との間に接続されたインピーダンス回路及
び、制御用トランジスタの制御端子と主電流路の一端と
の間に接続された容量素子、を具備することを特徴とす
る。
次巻線に接続したスイッチング素子にオン、オフ動作を
行わせることによりトランスの各巻線に電圧を誘起し、
トランスの帰還巻線に発生した電圧信号をスイッチング
素子の制御端子に入力して自励発振を行わせ、トランス
の２次巻線に発生した電圧より出力電圧を得る自励式ス
イッチング電源装置において、トランスの２次巻線に発
生する電圧に相当する電圧を得るための検出巻線、スイ
ッチング素子の制御端子に主電流路が接続され、検出巻
線に発生した電圧と基準電圧の差から得られる電圧信号
を受け取り、スイッチング素子のオンデューティを制御
する制御用トランジスタ、制御用トランジスタの制御端
子と入力端子との間に接続されたインピーダンス回路及
び、制御用トランジスタの制御端子と主電流路の一端と
の間に接続された容量素子、を具備することを特徴とす
る。
【００１１】
【発明の実施の形態】スイッチングトランジスタのベー
スと入力端子との間に制御用トランジスタの主電流路を
接続する。制御用トランジスタのベースは、基準電圧を
与える定電圧素子と整流素子を介してトランスの検出巻
線の一端に接続し、検出巻線の他端を制御用トランジス
タと入力端子の接続点に接続する。制御用トランジスタ
のベースと入力端子の間にバイアス用の抵抗素子を接続
し、制御用トランジスタのコレクタ、ベース間にコンデ
ンサを接続する。
スと入力端子との間に制御用トランジスタの主電流路を
接続する。制御用トランジスタのベースは、基準電圧を
与える定電圧素子と整流素子を介してトランスの検出巻
線の一端に接続し、検出巻線の他端を制御用トランジス
タと入力端子の接続点に接続する。制御用トランジスタ
のベースと入力端子の間にバイアス用の抵抗素子を接続
し、制御用トランジスタのコレクタ、ベース間にコンデ
ンサを接続する。
【００１２】
【実施例】簡素な構成でコスト低減を可能とした本発明
による自励式スイッチング電源装置の回路を図１に示し
た。図１の回路で図３の従来の回路と相違している所は
定電圧制御を行うための回路部分で、以下のような構成
としている。なお図１と図３の回路で同一の構成要素に
対しては同一の符号を付与してある。トランスＴの検出
巻線Ｎ３の一端はダイオードＤ２のカソードに接続し、
検出巻線Ｎ３の他端は入力端子１ｂに接続する。ダイオ
ードＤ２のアノードは定電圧ダイオードＺＤ１のアノー
ドに接続し、定電圧ダイオードＺＤ１のカソードは制御
用トランジスタＱ２のベースに接続する。制御用トラン
ジスタＱ２のコレクタは抵抗Ｒ３を介してスイッチング
トランジスタＱ１のベースに接続し、制御用トランジス
タＱ２のエミッタは入力端子１ｂに接続する。制御用ト
ランジスタＱ２のベースと入力端子１ａの間に抵抗Ｒ１
を接続し、制御用トランジスタＱ２のコレクタ、ベース
間にコンデンサＣ４を接続する。なお、上記した構成以
外の回路構成については、図１と図３で同一となってい
る。
による自励式スイッチング電源装置の回路を図１に示し
た。図１の回路で図３の従来の回路と相違している所は
定電圧制御を行うための回路部分で、以下のような構成
としている。なお図１と図３の回路で同一の構成要素に
対しては同一の符号を付与してある。トランスＴの検出
巻線Ｎ３の一端はダイオードＤ２のカソードに接続し、
検出巻線Ｎ３の他端は入力端子１ｂに接続する。ダイオ
ードＤ２のアノードは定電圧ダイオードＺＤ１のアノー
ドに接続し、定電圧ダイオードＺＤ１のカソードは制御
用トランジスタＱ２のベースに接続する。制御用トラン
ジスタＱ２のコレクタは抵抗Ｒ３を介してスイッチング
トランジスタＱ１のベースに接続し、制御用トランジス
タＱ２のエミッタは入力端子１ｂに接続する。制御用ト
ランジスタＱ２のベースと入力端子１ａの間に抵抗Ｒ１
を接続し、制御用トランジスタＱ２のコレクタ、ベース
間にコンデンサＣ４を接続する。なお、上記した構成以
外の回路構成については、図１と図３で同一となってい
る。
【００１３】この図１に示す回路の自励発振のための動
作は、図３の従来の回路と同じ動作過程によって行われ
るので、その説明は省略する。一方、図１の示す回路の
定電圧制御のための動作はコンデンサＣ４によって以下
のようになる。スイッチングトランジスタＱ１がオフ状
態である時、トランスＴの検出巻線Ｎ３には、その波高
値がほぼ出力電圧に相当する電圧が発生する。この時、
検出巻線Ｎ３に発生した電圧と定電圧ダイオードＺＤ１
に与えられる基準電圧との電圧差によって、制御用トラ
ンジスタＱ２のベースから定電圧ダイオードＺＤ１の方
向に電流が流れる。この電流によってコンデンサＣ４
は、制御用トランジスタＱ２のコレクタ側の端子が高電
位となるように充電される。
作は、図３の従来の回路と同じ動作過程によって行われ
るので、その説明は省略する。一方、図１の示す回路の
定電圧制御のための動作はコンデンサＣ４によって以下
のようになる。スイッチングトランジスタＱ１がオフ状
態である時、トランスＴの検出巻線Ｎ３には、その波高
値がほぼ出力電圧に相当する電圧が発生する。この時、
検出巻線Ｎ３に発生した電圧と定電圧ダイオードＺＤ１
に与えられる基準電圧との電圧差によって、制御用トラ
ンジスタＱ２のベースから定電圧ダイオードＺＤ１の方
向に電流が流れる。この電流によってコンデンサＣ４
は、制御用トランジスタＱ２のコレクタ側の端子が高電
位となるように充電される。
【００１４】ここでコンデンサＣ４は、図１の中では制
御用トランジスタＱ２のコレクタ、ベース間に接続され
ているが、この構成ではトランジスタ素子のミラー効果
によって、コンデンサＣ４の静電容量の値に制御用トラ
ンジスタＱ２の電流増幅率βを乗じた大きさの静電容量
を有する容量素子が、制御用トランジスタＱ２のベー
ス、エミッタ間に接続されていると見なすこともでき
る。このことから、コンデンサＣ４の充電電圧によって
は制御用トランジスタＱ２の動作状態が変化することが
理解される。コンデンサＣ４の充電電圧は、制御用トラ
ンジスタＱ２のベースから定電圧ダイオードＺＤ１の方
向へ流れる電流の大きさ、すなわち出力電圧の大きさに
よって変化し、これにより制御用トランジスタＱ２の動
作状態は出力電圧によって決定されることになる。従っ
て制御用トランジスタＱ２は、出力電圧に応じてスイッ
チングトランジスタＱ１のベース電流及びコンデンサＣ
３の充放電時間を変化させ、その結果としてスイッチン
グトランジスタＱ１のオンデューティを制御する。
御用トランジスタＱ２のコレクタ、ベース間に接続され
ているが、この構成ではトランジスタ素子のミラー効果
によって、コンデンサＣ４の静電容量の値に制御用トラ
ンジスタＱ２の電流増幅率βを乗じた大きさの静電容量
を有する容量素子が、制御用トランジスタＱ２のベー
ス、エミッタ間に接続されていると見なすこともでき
る。このことから、コンデンサＣ４の充電電圧によって
は制御用トランジスタＱ２の動作状態が変化することが
理解される。コンデンサＣ４の充電電圧は、制御用トラ
ンジスタＱ２のベースから定電圧ダイオードＺＤ１の方
向へ流れる電流の大きさ、すなわち出力電圧の大きさに
よって変化し、これにより制御用トランジスタＱ２の動
作状態は出力電圧によって決定されることになる。従っ
て制御用トランジスタＱ２は、出力電圧に応じてスイッ
チングトランジスタＱ１のベース電流及びコンデンサＣ
３の充放電時間を変化させ、その結果としてスイッチン
グトランジスタＱ１のオンデューティを制御する。
【００１５】このように図１に示す回路では、制御用ト
ランジスタＱ２のコレクタ、ベース間に接続したコンデ
ンサＣ４は、図３の回路におけるコンデンサＣ５と同様
に、図１の回路の定電圧制御動作に寄与している。これ
に加えて、ミラー効果によって制御用トランジスタＱ２
のベース、エミッタ間に容量素子が等価的に存在すると
見なされることから、このコンデンサＣ４は、図３の回
路におけるコンデンサＣ６と同様に、制御用トランジス
タＱ２の誤動作防止に寄与することも明らかである。そ
して先にも述べたように、ミラー効果によって制御用ト
ランジスタＱ２のベース、エミッタ間に等価的に存在す
る容量素子は、コンデンサＣ４の実際の静電容量に電流
増幅率βをを乗じた値の静電容量を有すると見なされる
ため、コンデンサＣ４には、図３のコンデンサＣ５、Ｃ
６に比べてはるかに小さい静電容量を有する素子を使用
することが可能となる。
ランジスタＱ２のコレクタ、ベース間に接続したコンデ
ンサＣ４は、図３の回路におけるコンデンサＣ５と同様
に、図１の回路の定電圧制御動作に寄与している。これ
に加えて、ミラー効果によって制御用トランジスタＱ２
のベース、エミッタ間に容量素子が等価的に存在すると
見なされることから、このコンデンサＣ４は、図３の回
路におけるコンデンサＣ６と同様に、制御用トランジス
タＱ２の誤動作防止に寄与することも明らかである。そ
して先にも述べたように、ミラー効果によって制御用ト
ランジスタＱ２のベース、エミッタ間に等価的に存在す
る容量素子は、コンデンサＣ４の実際の静電容量に電流
増幅率βをを乗じた値の静電容量を有すると見なされる
ため、コンデンサＣ４には、図３のコンデンサＣ５、Ｃ
６に比べてはるかに小さい静電容量を有する素子を使用
することが可能となる。
【００１６】さらに図１に示す回路では、定電圧制御の
ための基準電圧を定電圧ダイオードＺＤ１により得てお
り、その定電圧ダイオードＺＤ１とダイオードＤ２が相
互のアノードを接続した形で直列接続されている。この
構成によれば、ダイオードＤ２の順方向降下電圧の温度
特性が定電圧ダイオードＺＤ１のツェナー電圧の温度特
性を相殺し、その基準電圧値の変動を抑制するように作
用する。このため図１の回路構成では、従来、定電圧ダ
イオード素子を基準電圧源として使用する場合において
問題となっていた、周囲温度に対する出力電圧の安定度
が補償され、改善されるという付帯効果を得ることがで
きる。
ための基準電圧を定電圧ダイオードＺＤ１により得てお
り、その定電圧ダイオードＺＤ１とダイオードＤ２が相
互のアノードを接続した形で直列接続されている。この
構成によれば、ダイオードＤ２の順方向降下電圧の温度
特性が定電圧ダイオードＺＤ１のツェナー電圧の温度特
性を相殺し、その基準電圧値の変動を抑制するように作
用する。このため図１の回路構成では、従来、定電圧ダ
イオード素子を基準電圧源として使用する場合において
問題となっていた、周囲温度に対する出力電圧の安定度
が補償され、改善されるという付帯効果を得ることがで
きる。
【００１７】図２には本発明の別の実施例による自励式
スイッチング電源装置の回路を示した。図２の回路は図
１の回路と比較してトランスＴの巻線構造が異なってお
り、具体的には、３枚の鍔によって２つの巻線巻装部を
形成したトランス装置を使用し、第１の巻線巻装部に１
次巻線Ｎ１、２次巻線Ｎ２、帰還巻線Ｎ４の各巻線を巻
回し、第２の巻線巻装部に巻線Ｎ５、検出巻線Ｎ６を巻
回したものとしている。ここで、第１の巻線巻装部の各
巻線と第２の巻線巻装部の各巻線は中央の鍔（磁性体）
によって仕切られ、磁気的結合は非常に小さいものとす
る。トランス装置において同一の巻線巻装部に数多くの
巻線を巻回すると、製品毎の各巻線間の結合にバラツキ
が発生する。このため、検出巻線（図１中のＮ３）を使
用することで定電圧制御を行う電源装置の出力電圧が、
製品によって多少の誤差を生じるという事態が起こる。
スイッチング電源装置の回路を示した。図２の回路は図
１の回路と比較してトランスＴの巻線構造が異なってお
り、具体的には、３枚の鍔によって２つの巻線巻装部を
形成したトランス装置を使用し、第１の巻線巻装部に１
次巻線Ｎ１、２次巻線Ｎ２、帰還巻線Ｎ４の各巻線を巻
回し、第２の巻線巻装部に巻線Ｎ５、検出巻線Ｎ６を巻
回したものとしている。ここで、第１の巻線巻装部の各
巻線と第２の巻線巻装部の各巻線は中央の鍔（磁性体）
によって仕切られ、磁気的結合は非常に小さいものとす
る。トランス装置において同一の巻線巻装部に数多くの
巻線を巻回すると、製品毎の各巻線間の結合にバラツキ
が発生する。このため、検出巻線（図１中のＮ３）を使
用することで定電圧制御を行う電源装置の出力電圧が、
製品によって多少の誤差を生じるという事態が起こる。
【００１８】図２の実施例の回路はこの欠点を改善した
もので、２次巻線Ｎ２と巻線Ｎ５を並列接続することに
より、直接、２次巻線Ｎ２に発生する電圧を巻線Ｎ５に
印加し、その巻線Ｎ５に印加された電圧に相当する電圧
を検出巻線Ｎ６に発生させるようにしている。つまり図
２の検出巻線Ｎ６には、図１における検出巻線Ｎ３と同
様に、２次巻線Ｎ２に発生する電圧に相当する電圧が得
られることになる。ここで巻線Ｎ５と検出巻線Ｎ６は、
同一の巻線巻装部に巻回される巻線が２つだけであるの
で、結合を高く、しかも結合のバラツキを小さくするこ
とができ、これにより電源装置の出力電圧が製品によっ
て誤差を生じるという事態を回避することができる。こ
の図２に示した回路の動作は図１の回路と同じであるの
で、動作の説明は省略する。
もので、２次巻線Ｎ２と巻線Ｎ５を並列接続することに
より、直接、２次巻線Ｎ２に発生する電圧を巻線Ｎ５に
印加し、その巻線Ｎ５に印加された電圧に相当する電圧
を検出巻線Ｎ６に発生させるようにしている。つまり図
２の検出巻線Ｎ６には、図１における検出巻線Ｎ３と同
様に、２次巻線Ｎ２に発生する電圧に相当する電圧が得
られることになる。ここで巻線Ｎ５と検出巻線Ｎ６は、
同一の巻線巻装部に巻回される巻線が２つだけであるの
で、結合を高く、しかも結合のバラツキを小さくするこ
とができ、これにより電源装置の出力電圧が製品によっ
て誤差を生じるという事態を回避することができる。こ
の図２に示した回路の動作は図１の回路と同じであるの
で、動作の説明は省略する。
【００１９】なお、図１、図２に示す本発明の実施例で
は、スイッチング素子としてＰＮＰ型バイポーラトラン
ジスタを使用した電源装置について例示している。しか
し、スイッチング素子としてＮＰＮ型トランジスタを使
用した電源装置に対しても本発明を適用することは可能
である。ただし、その場合の具体的な構成として、図
１、図２の回路における制御用トランジスタＱ２にはＰ
ＮＰ型トランジスタを使用し、各素子に印加される電圧
が逆となるように各素子及び巻線の極性を反転させる必
要がある。
は、スイッチング素子としてＰＮＰ型バイポーラトラン
ジスタを使用した電源装置について例示している。しか
し、スイッチング素子としてＮＰＮ型トランジスタを使
用した電源装置に対しても本発明を適用することは可能
である。ただし、その場合の具体的な構成として、図
１、図２の回路における制御用トランジスタＱ２にはＰ
ＮＰ型トランジスタを使用し、各素子に印加される電圧
が逆となるように各素子及び巻線の極性を反転させる必
要がある。
【００２０】また、スイッチングトランジスタＱ１、制
御用トランジスタＱ２にＭＯＳ ＦＥＴ等の他の半導体
素子を使用しても構わない。そして、図２におけるトラ
ンスＴは、第１の巻線巻装部に１次巻線Ｎ１、２次巻線
Ｎ２、帰還巻線Ｎ４を巻回し、第２の巻線巻装部に巻線
Ｎ５、検出巻線Ｎ６を巻回した一つのトランス装置を使
用した場合を想定している。しかし、図２の回路におい
て、一つの独立したトランス装置に１次巻線Ｎ１、２次
巻線Ｎ２、帰還巻線Ｎ４を巻回し、他の独立したトラン
ス装置に巻線Ｎ５、検出巻線Ｎ６を巻回した構成として
も良い。
御用トランジスタＱ２にＭＯＳ ＦＥＴ等の他の半導体
素子を使用しても構わない。そして、図２におけるトラ
ンスＴは、第１の巻線巻装部に１次巻線Ｎ１、２次巻線
Ｎ２、帰還巻線Ｎ４を巻回し、第２の巻線巻装部に巻線
Ｎ５、検出巻線Ｎ６を巻回した一つのトランス装置を使
用した場合を想定している。しかし、図２の回路におい
て、一つの独立したトランス装置に１次巻線Ｎ１、２次
巻線Ｎ２、帰還巻線Ｎ４を巻回し、他の独立したトラン
ス装置に巻線Ｎ５、検出巻線Ｎ６を巻回した構成として
も良い。
【００２１】
【発明の効果】以上に述べたように本発明は、スイッチ
ング素子のベースに制御用トランジスタを接続し、制御
用トランジスタのベースと検出巻線の一端との間に定電
圧ダイオードと整流用のダイオードを直列に接続し、制
御用トランジスタのコレクタ、ベース間にコンデンサを
接続する構成を特徴としている。この制御用トランジス
タのコレクタ、ベース間に接続されたコンデンサは、従
来の電源装置における定電圧制御用のコンデンサと誤動
作防止用のコンデンサの両方の機能を合わせ持ち、しか
もその静電容量は小さくて済む。このため本発明によれ
ば、従来の電源装置で必要としていた大きな静電容量の
コンデンサを必要とせず、合わせて回路構成も簡素なた
め、自励式スイッチング電源装置のコスト低減が可能と
なる。さらに、定電圧制御用の基準電圧源として定電圧
ダイオードを使用しても、出力電圧の安定度が高い自励
式スイッチング電源装置とすることができるという効果
も合わせて得ることができる。
ング素子のベースに制御用トランジスタを接続し、制御
用トランジスタのベースと検出巻線の一端との間に定電
圧ダイオードと整流用のダイオードを直列に接続し、制
御用トランジスタのコレクタ、ベース間にコンデンサを
接続する構成を特徴としている。この制御用トランジス
タのコレクタ、ベース間に接続されたコンデンサは、従
来の電源装置における定電圧制御用のコンデンサと誤動
作防止用のコンデンサの両方の機能を合わせ持ち、しか
もその静電容量は小さくて済む。このため本発明によれ
ば、従来の電源装置で必要としていた大きな静電容量の
コンデンサを必要とせず、合わせて回路構成も簡素なた
め、自励式スイッチング電源装置のコスト低減が可能と
なる。さらに、定電圧制御用の基準電圧源として定電圧
ダイオードを使用しても、出力電圧の安定度が高い自励
式スイッチング電源装置とすることができるという効果
も合わせて得ることができる。
【図１】 本発明による自励式スイッチング電源装置の
実施例の回路図。
実施例の回路図。
【図２】 本発明による自励式スイッチング電源装置の
他の実施例の回路図。
他の実施例の回路図。
【図３】 従来の自励式スイッチング電源装置の一例の
回路図。
回路図。
１ａ、１ｂ 入力端子 ２ａ、２ｂ 出力端子 Ｃ４ コンデンサ Ｄ２ ダイオード Ｎ１ １次巻線 Ｎ２ ２次巻線 Ｎ３ 検出巻線 Ｎ４ 帰還巻線 Ｎ５ 巻線 Ｎ６ 検出巻線 Ｑ１ スイッチングトランジスタ Ｑ２ 制御用トランジスタ Ｔ トランス ＺＤ１ 定電圧ダイオード
Claims (3)
- 【請求項１】 トランスの１次巻線に接続したスイッチ
ング素子にオン、オフ動作を行わせることにより該トラ
ンスの各巻線に電圧を誘起し、該トランスの帰還巻線に
発生した電圧信号を該スイッチング素子の制御端子に入
力して自励発振を行わせ、該トランスの２次巻線に発生
した電圧より出力電圧を得る自励式スイッチング電源装
置において、 該トランスの２次巻線と磁気的に結合し、該２次巻線に
発生する電圧に相当する電圧が得られる検出巻線、 該スイッチング素子の制御端子に主電流路が接続され、
該検出巻線に発生した電圧と基準電圧の差から得られる
電圧信号を受け取り、該スイッチング素子のオンデュー
ティを制御する制御用トランジスタ、 該制御用トランジスタの制御端子と入力端子との間に接
続されたインピーダンス回路及び、 該制御用トランジスタの制御端子と主電流路の一端との
間に接続された容量素子、を具備することを特徴とする
自励式スイッチング電源装置。 - 【請求項２】 トランスの１次巻線に接続したスイッチ
ング素子にオン、オフ動作を行わせることにより該トラ
ンスの各巻線に電圧を誘起し、該トランスの帰還巻線に
発生した電圧信号を該スイッチング素子の制御端子に入
力して自励発振を行わせ、該トランスの２次巻線に発生
した電圧より出力電圧を得る自励式スイッチング電源装
置において、 該トランスの２次巻線と電気的に接続された巻線と磁気
的に結合し、該２次巻線に発生する電圧に相当する電圧
が得られる検出巻線、 該スイッチング素子の制御端子に主電流路が接続され、
該検出巻線に発生した電圧と基準電圧の差から得られる
電圧信号を受け取り、該スイッチング素子のオンデュー
ティを制御する制御用トランジスタ、 該制御用トランジスタの制御端子と入力端子との間に接
続されたインピーダンス回路及び、 該制御用トランジスタの制御端子と主電流路の一端との
間に接続された容量素子、を具備することを特徴とする
自励式スイッチング電源装置。 - 【請求項３】 前記基準電圧を得るための基準電圧源と
して、定電圧ダイオードを使用することを特徴とする、
請求項１あるいは請求項２に記載した自励式スイッチン
グ電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08207618A JP3107518B2 (ja) | 1996-07-19 | 1996-07-19 | 自励式スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08207618A JP3107518B2 (ja) | 1996-07-19 | 1996-07-19 | 自励式スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1042557A JPH1042557A (ja) | 1998-02-13 |
| JP3107518B2 true JP3107518B2 (ja) | 2000-11-13 |
Family
ID=16542781
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP08207618A Expired - Fee Related JP3107518B2 (ja) | 1996-07-19 | 1996-07-19 | 自励式スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3107518B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8303901B2 (en) | 2001-05-25 | 2012-11-06 | Ibiden Co., Ltd. | Alumina-silica-based fiber, ceramic fiber, ceramic fiber complex, retaining seal material, production method thereof, and alumina fiber complex production method |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104467488A (zh) * | 2014-11-28 | 2015-03-25 | 成都创图科技有限公司 | 一种光束激发式逻辑保护非线性负反馈开关稳压电源 |
-
1996
- 1996-07-19 JP JP08207618A patent/JP3107518B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8303901B2 (en) | 2001-05-25 | 2012-11-06 | Ibiden Co., Ltd. | Alumina-silica-based fiber, ceramic fiber, ceramic fiber complex, retaining seal material, production method thereof, and alumina fiber complex production method |
| US8540941B2 (en) | 2001-05-25 | 2013-09-24 | Ibiden Co., Ltd. | Alumina-silica-based fiber, ceramic fiber, ceramic fiber complex, retaining seal material, production method thereof, and alumina fiber complex production method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH1042557A (ja) | 1998-02-13 |
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