CN115864810A - 电源电路、变压器、驱动芯片、电源系统及电子装置 - Google Patents

Abstract

本申请提供了一种电源电路、变压器、驱动芯片、电源系统及电子装置，电源电路包括第一功率开关、变压器、辅助网络单元和驱动芯片；变压器至少包括主级绕组和辅助绕组，变压器的辅助绕组与变压器的主级绕组具有相同的同名端；驱动芯片用于控制流过辅助网络单元的第一控制电流，并将第一控制电流耦合至变压器的主级绕组，变压器的主级绕组将第一控制电流转换为与第一控制电流的方向相反的第二控制电流，并通过第二控制电流使第一功率开关的状态在第一功率开关的两端电压的差值为零电压或接近零电压时再切换。使得电源电路能以更低开关损耗，更高频率工作，进而解决了现有技术中如何减小功率开关的开关损耗的问题。

Description

电源电路、变压器、驱动芯片、电源系统及电子装置

技术领域

本申请涉及电源电路技术领域，具体而言，涉及一种电源电路、变压器、驱动芯片、电源系统及电子装置。

背景技术

包含电感的现有技术电源转换电路简化结构图如图1A(a)所示，包括：控制模块CPU，输出电容，负载R；功率级电路，由电感L1、二极管D1和功率开关MP组成；

包含变压器的现有技术电源转换电路简化结构图如图1A(b)所示，包括：控制模块CPU，输出电容，负载R；功率级电路，由变压器T1、二极管D1和功率开关MP组成；

如图1B的(a)和(b)所示，展示了现有技术电源转换电路的电位变化，为了实现高效率控制，现有技术电源转换电路通常采用准谐振的控制方式，就是在功率开关MP的漏端电压SW谐振到最低点后，功率开关MP才导通下一个周期。

但即使功率开关MP漏端电压SW谐振到最低点，功率开关MP漏端电压在大多数情况下，仍然是一绝对值很高的电压，因此功率管开关仍然会产生很大的开关损耗Ploss＝0.5×Coss×Vds²×f，其中Coss＝Cds+Cgd为功率开关MP输出寄生电容，Vds电压为功率开关MP导通时刻源漏两端电压，f为功率开关工作频率。特别是功率开关工作在高输入电压高频率时，其开关损耗是总损耗的主要来源。因此减小功率开关开关损耗有着非常必要现实意义。

发明内容

本申请的主要目的在于提供一种电源电路、变压器、驱动芯片、电源系统及电子装置，以解决现有技术中如何减小功率开关的开关损耗的问题。

根据本发明实施例的一个方面，提供了一种电源电路，电源电路包括第一功率开关、变压器、辅助网络单元和驱动芯片；变压器至少包括主级绕组和辅助绕组，所述变压器的主级绕组与所述第一功率开关耦接，所述变压器的辅助绕组与所述变压器的主级绕组耦接，所述变压器的辅助绕组与所述变压器的主级绕组具有相同的同名端；辅助网络单元与所述变压器的辅助绕组耦接；驱动芯片分别与所述辅助网络单元和所述第一功率开关电连接，所述驱动芯片用于控制流过所述辅助网络单元的第一控制电流，并将所述第一控制电流耦合至所述变压器的主级绕组，所述变压器的主级绕组将所述第一控制电流转换为与所述第一控制电流的方向相反的第二控制电流，并通过所述第二控制电流使所述第一功率开关的状态在所述第一功率开关的两端电压的差值为零电压或接近零电压时再切换。

可选地，所述辅助网络单元包括可关断受控电流源，可关断受控电流源与所述变压器的辅助绕组串联耦接，其中，在所述第一功率开关的状态由截止状态切换成导通状态之前，所述可关断受控电流源产生所述第一控制电流，所述第一控制电流通过所述变压器的辅助绕组耦合至所述变压器的主级绕组后，产生所述第二控制电流，所述第二控制电流使得所述第一功率开关的两端电压的差值减小至零电压或者接近零电压之后，所述第一功率开关的状态再切换至导通状态。

可选地，所述辅助网络单元还包括储能电容，所述储能电容耦接至所述可关断受控电流源和所述变压器的辅助绕组的同名端之间，或者所述储能电容与所述变压器的辅助绕组的非同名端串联耦接。

可选地，所述可关断受控电流源包括第二功率开关。

可选地，所述第一功率开关的一端与所述变压器的主级绕组的同名端串联耦接，所述第一功率开关的另一端接地。

可选地，所述第一功率开关的一端与所述变压器的主级绕组的非同名端串联耦接，所述第一功率开关的另一端与电压源电连接。

根据本发明实施例的另一方面，还提供了一种应用于任意一种所述电源电路的变压器，所述辅助网络单元包括第二功率开关，变压器包括：辅助绕组和主级绕组，所述变压器的辅助绕组与所述变压器的主级绕组具有相同的同名端，所述变压器的主级绕组与所述第一功率开关耦接，所述变压器的辅助绕组与所述第二功率开关耦接。

根据本发明实施例的另一方面，还提供了一种应用于任意一种所述电源电路的驱动芯片，所述辅助网络单元包括第二功率开关，驱动芯片包括：控制电路所述控制电路与所述第一功率开关的控制端电连接，所述第一功率开关的一端与所述变压器主级绕组串联耦接，所述控制电路与所述第二功率开关的控制端电连接，所述第二功率开关的一端与所述变压器的辅助绕组串联耦接；所述第一功率开关位于所述驱动芯片的内部，且所述第二功率开关位于所述驱动芯片的外部，或者所述第一功率开关位于所述驱动芯片的外部，且所述第二功率开关位于所述驱动芯片的内部。

根据本发明实施例的另一方面，还提供了一种应用于任意一种所述电源电路的电源系统，所述辅助网络单元包括第二功率开关，所述第一功率开关和所述第二功率开关具有相同参考地；所述变压器的辅助绕组与所述第二功率开关串联耦接；所述变压器的主级绕组的同名端与所述第一功率开关串联耦接；或者所述变压器的主级绕组的非同名端与所述第一功率开关串联耦接。

根据本发明实施例的另一方面，还提供了一种电子装置，电子装置包括任意一种所述电源电路。

在本发明实施例中，通过第一功率开关、辅助网络单元和驱动芯片以及至少包括主级绕组和辅助绕组的变压器，使得电源电路能以更低开关损耗，更高频率工作，不仅可以降低电源电路温度和散热成本，还可提高电源电路效率和可靠性，减小电源电路体积，进而解决了现有技术中如何减小功率开关的开关损耗的问题。

附图说明

构成本申请的一部分的说明书附图用来提供对本申请的进一步理解，本申请的示意性实施例及其说明用于解释本申请，并不构成对本申请的不当限定。在附图中：

图1A示出了现有方案的电源转换电路的示意图；

图1B示出了现有方案的电源转换电路的电位示意图；

图2示出了根据本申请的实施例的第一种电源电路的示意图；

图3示出了根据本申请的实施例的辅助网络单元、主级绕组和辅助绕组的连接示意图；

图4示出了根据本申请的实施例的第二种电源电路的示意图；

图5示出了根据本申请的实施例的可关断受控电流源的示意图；

图6示出了根据本申请的实施例的第三种电源电路的示意图；

图7示出了根据本申请的实施例的第一功率开关、第二功率开关和驱动芯片的连接示意图；

图8示出了根据本申请的实施例的低侧Buck架构的示意图；

图9示出了根据本申请的实施例的Buck-Boost架构的示意图；

图10示出了根据本申请的实施例的BOOST架构的示意图；

图11示出了根据本申请的实施例的反激Fly-back结构的示意图；

图12示出了根据本申请的实施例的高侧Buck/半桥驱动结构的示意图；

图13示出了根据本申请的实施例的半桥反激驱动架构的示意图；

图14示出了根据本申请的实施例的半桥谐振驱动架构的示意图；

具体实施方式

需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。下面将参考附图并结合实施例来详细说明本申请。

为了使本技术领域的人员更好地理解本申请方案，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分的实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本申请保护的范围。

需要说明的是，本申请的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本申请的实施例。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。

应该理解的是，当元件(诸如层、膜、区域、或衬底)描述为在另一元件“上”时，该元件可直接在该另一元件上，或者也可存在中间元件。而且，在说明书以及权利要求书中，当描述有元件“连接”至另一元件时，该元件可“直接连接”至该另一元件，或者通过第三元件“连接”至该另一元件。

正如背景技术中所说的，现有技术中了实现高效率控制，现有技术电源转换电路通常采用准谐振的控制方式，就是在功率开关MP的漏端电压SW谐振到最低点后，功率开关MP才导通下一个周期，但即使功率开关MP漏端电压SW谐振到最低点，功率开关MP漏端电压在大多数情况下，仍然是一绝对值很高的电压，因此功率管开关仍然会产生很大的开关损耗Ploss＝0.5×Coss×Vds²×f，其中Coss＝Cds+Cgd为功率开关MP输出寄生电容，Vds电压为功率开关MP导通时刻源漏两端电压，f为功率开关工作频率，特别是功率开关工作在高输入电压高频率时，其开关损耗是总损耗的主要来源，因此减小功率开关开关损耗有着非常必要现实意义，为了解决现有技术中如何减小功率开关的开关损耗的问题，本申请的一种典型的实施方式中，提供了一种电源电路、变压器、驱动芯片、电源系统及电子装置。

根据本申请的实施例，提供了一种电源电路，如图2所示，电源电路包括第一功率开关SW1、变压器T1、辅助网络单元Q1和驱动芯片CPU1；变压器T1至少包括主级绕组Lp和辅助绕组La，上述变压器T1的主级绕组Lp与上述第一功率开关SW1耦接，上述变压器T1的辅助绕组La与上述变压器T1的主级绕组Lp耦接，上述变压器T1的辅助绕组La与上述变压器T1的主级绕组Lp具有相同的同名端；辅助网络单元Q1与上述变压器T1的辅助绕组La耦接；驱动芯片CPU1分别与上述辅助网络单元Q1和上述第一功率开关SW1电连接，上述驱动芯片CPU1用于控制流过上述辅助网络单元Q1的第一控制电流Iaux，并将上述第一控制电流Iaux耦合至上述变压器T1的主级绕组Lp，上述变压器T1的主级绕组Lp将上述第一控制电流Iaux转换为与上述第一控制电流Iaux的方向相反的第二控制电流Ipri，并通过上述第二控制电流Ipri使上述第一功率开关SW1的状态在上述第一功率开关SW1的两端电压的差值为零电压或接近零电压时再切换。变压器T1的辅助绕组La与变压器T1的主级绕组Lp的耦接方式为磁耦接。

变压器的两个绕组的同名端是这样规定的：具有磁耦合的两绕组，当电流分别从两绕组各自的某端同时流入(或流出)时，若两者产生的磁通相助，则这两端叫作变压器绕组的同名端，用黑点“·”或星号“*”作标记。同名端的位置可以自行定义，可以把流入端称为同名端，也可以把流出端称为同名端。

上述电源电路中，通过第一功率开关、辅助网络单元和驱动芯片以及至少包括主级绕组和辅助绕组的变压器，使得电源电路能以更低开关损耗，更高频率工作，不仅可以降低电源电路温度和散热成本，还可提高电源电路效率和可靠性，减小电源电路体积，进而解决了现有技术中如何减小功率开关的开关损耗的问题。

即辅助网络单元提供电流Iaux并耦合到变压器的主级绕组产生Ipri，使第一功率开关源漏端电压差值减小，使电源转换电路第一功率开关在零电压或近似零电压时进行切换。

如图2所示，第一功率开关包括寄生电容Cds和开关MP，在第一功率开关从截止状态切换成导通状态之前，由辅助绕组电流Iaux(即第一控制电流)感应出来的变压器主级绕组电流Ipri(即第二控制电流)从开关MP输出寄生电容Cds上抽取电流，使开关MP两端电压Vds减小，当Vds电压减小到零电压或接近零电压时，开关MP再从截止状态切换成导通状态，就能够实现电源转换电路工作在零电压切换。

在本申请的一种实施例中，如图2所示，上述辅助网络单元Q1包括可关断受控电流源IS，可关断受控电流源IS与上述变压器T1的辅助绕组La串联耦接，其中，在上述第一功率开关SW1的状态由截止状态切换成导通状态之前，上述可关断受控电流源IS产生上述第一控制电流Iaux，上述第一控制电流Iaux通过上述变压器T1的辅助绕组La耦合至上述变压器T1的主级绕组Lp后，产生上述第二控制电流Ipri，上述第二控制电流Ipri使得上述第一功率开关SW1的两端电压的差值减小至零电压或者接近零电压之后，上述第一功率开关SW1的状态再切换至导通状态。

在本申请的一种实施例中，如图3所示，上述辅助网络单元Q1还包括储能电容，上述储能电容耦接至上述可关断受控电流源IS和上述变压器T1的辅助绕组La的同名端之间，或者上述储能电容与上述变压器T1的辅助绕组La的非同名端串联耦接。

在第一功率开关SW1由截止状态切换成导通状态之前，可关断受控电流源产生一可关断受控电流Iaux流过辅助绕组La，通过耦合到主级绕组Lp产生电流Ipri，使与主级绕组Lp串联耦接的第一开关MP源漏两端电压Vds减小到零或接近零电压后再进入导通状态，实现电源转换电路工作在零电压切换；或辅助网络还包括一储能电容Ca与变压器辅助绕组La，可关断受控电流源串联耦接，在第一功率开关MP由截止状态切换成导通状态之前，可关断受控电流源产生一受控电流Iaux，流过辅助绕组La和储能电容Ca，通过变压器耦合到主级绕组Lp产生电流Ipri，使与主级绕组Lp串联耦接的第一开关MP的源漏两端电压Vds减小到零或接近零电压后再进入导通状态，实现电源转换电路工作在零电压切换。

如图4所示，第一功率开关SW1与主级绕组Lp的非同名端耦接，第一功率开关包括寄生电容Cds和开关MP，在第一功率开关从截止状态切换成导通状态之前，由辅助绕组电流Iaux(即第一控制电流)感应出来的变压器的主级电流Ipri(即第二控制电流)对第一功率开关MP输出寄生电容Coss反向充电，使第一功率开关MP两端电压Vds减小，当Vds电压减小到零电压或接近零电压时，第一功率开关MP再从截止状态切换成导通状态，就能够实现电源转换电路工作在零电压切换。

在本申请的一种实施例中，上述可关断受控电流源包括第二功率开关。

在图5(a)中，可关断受控电流源由第二功率开关MA组成，第二功率开关可为N型MOSFET或是NPN型三极管，第二功率开关MA物理尺寸(宽长比W/L或是发射极面积)决定了电流源电流值，通过第二功率开关MA控制端，可控制上述可关断受控电流源产生电流Iaux，并且在第一功率开关MP导通前关断Iaux；

在图5(b)中，可关断受控电流源由第二功率开关MA组成，第二功率开关可为P型MOSFET或是PNP型三极管，第二功率开关MA物理尺寸(宽长比W/L或是发射极面积)决定了电流源电流值，通过第二功率开关MA控制端，可控制上述可关断受控电流源产生电流Iaux，并且在第一功率开关MP导通前关断Iaux；

在图5(c)中，可关断受控电流源由第二功率开关MA与电阻R1串联组成，第二功率开关MA可为N型MOSFET或是NPN型三极管，电阻阻值R1决定了电流源电流值，通过第二功率开关MA控制端，可控制上述可关断受控电流源产生电流Iaux，并且在第一功率开关MP导通前关断Iaux；

在图5(d)中，可关断受控电流源由第二功率开关MA与电阻R1串联组成，第二功率开关MA可为P型MOSFET或是PNP型三极管，电阻阻值R1决定了电流源电流值，通过第二功率开关MA控制端，可控制上述可关断受控电流源产生电流Iaux，并且在第一功率开关MP导通前关断Iaux；

在图5(e)中，上述可关断受控电流源由运放Q2，第二功率开关，基准电压和电阻R组成的电流调节器组成，第二功率开关MA可为N型MOSFET或是NPN型三极管，电阻阻值和基准电压决定了电流源电流值，通过第二功率开关控制端，可控制上述可关断受控电流源产生电流Iaux，并且在第一功率开关MP导通前关断Iaux；

在图5(f)中，上述可关断受控电流源由运放Q2，第二功率开关，一基准电压和一电阻组成的电流调节器组成，第二功率开关MA可为P型MOSFET或是PNP型三极管，电阻阻值和基准电压决定了电流源电流值，通过第二功率开关控制端，可控制上述可关断受控电流源产生电流Iaux，并且在第一功率开关MP导通前关断Iaux；运放Q2和第二功率开关组成电压跟随器，运放输入同相端电压与反相端电压相等，所以相当于运放把同相端电压Vref施加到电阻R1上，产生电流Iaux＝Vref/R1，通过控制第二功率开关控制端Vctl，可以关断Iaux电流；

在图5(g)中，上述可关断受控电流源受控于电源转换电路的第一功率开关SW1两端电压差值Vds和第二功率开关MA，第二功率开关MA可为N型MOSFET或是NPN型三极管，上述电压差值Vds决定了电流源电流值，通过第二功率开关控制端，可控制上述可关断受控电流源产生电流Iaux，并且在第一功率开关MP导通前关断Iaux；

在图5(h)中，上述可关断受控电流源受控于电源电路的第一功率开关SW1两端电压差值Vds和第二功率开关MA，第二功率开关MA可为P型MOSFET或是PNP型三极管，上述电压差值Vds决定了可关断受控电流源的电流值，通过第二功率开关控制端，可控制上述可关断受控电流源产生电流Iaux，并且在第一功率开关MP导通前关断Iaux。VCCS相当于一个电压控制电流源，通过取样第一功率开关两端电压Vds来产生一个与Vds电压成比例K的电流Iaux＝K×Vds，通过控制第二功率开关控制端Vctl，可以关断Iaux电流。

在本申请的一种实施例中，上述第一功率开关SW1的一端与上述变压器T1的主级绕组Lp的同名端串联耦接，上述第一功率开关SW1的另一端接地。

在本申请的一种实施例中，上述第一功率开关SW1的一端与上述变压器T1的主级绕组Lp的非同名端串联耦接，上述第一功率开关SW1的另一端与电压源电连接。

在图6(a)中，上述第一功率开关SW1漏端与变压器主级绕组Lp同名端耦接，源端与地耦接，在第一开关MP由截止状态切换成导通状态之前，辅助网络中可关断受控电流源产生流出辅助绕组同名端的电流Iaux通过变压器耦合到主级绕组Lp，使变压器主级绕组Lp产生流入其同名端电流Ipri，该电流使开关MP两端电压的差值减小(第一功率开关为低侧NMOS)；

在图6(b)中，上述第一功率开关SW1源端与变压器主级绕组Lp非同名端耦接，漏端与电源转换电路输入电压耦接，在第一功率开关MP由截止状态切换成导通状态之前，辅助网络中可关断受控电流源产生流出辅助绕组同名端的电流Iaux通过变压器耦合到主级绕组，使变压器主级绕组产生流入其同名端电流Ipri，该电流使开关MP两端电压的差值减小(第一功率开关为高侧NMOS)；

在图6(c)中，上述第一功率开关SW1漏端与变压器主级绕组Lp非同名端耦接，源端与电源转换电路输入电压耦接，在第一功率开关由截止状态切换成导通状态之前，辅助网络中可关断受控电流源产生流出辅助绕组同名端的电流Iaux，通过变压器耦合到主级绕组，使变压器主级绕组产生流入其同名端电流Ipri，该电流使开关MP两端电压的差值减小(第一功率开关为PMOS)。

本申请还提供了一种应用于任意一种上述电源电路的变压器，上述辅助网络单元包括第二功率开关，变压器包括：辅助绕组和主级绕组，上述变压器的辅助绕组与上述变压器的主级绕组具有相同的同名端，上述变压器的主级绕组与上述第一功率开关耦接，上述变压器的辅助绕组与上述第二功率开关耦接。通过第一功率开关、辅助网络单元和驱动芯片以及至少包括主级绕组和辅助绕组的变压器，使得电源电路能以更低开关损耗，更高频率工作，不仅可以降低电源电路温度和散热成本，还可提高电源电路效率和可靠性，减小电源电路体积，进而解决了现有技术中如何减小功率开关的开关损耗的问题。

本申请还提供了一种应用于任意一种上述电源电路的驱动芯片，上述辅助网络单元包括第二功率开关，驱动芯片包括控制电路和至少两个引出引脚，分别为第一引出引脚和第二引出引脚；上述控制电路与上述第一功率开关的控制端电连接，上述第一功率开关的一端与上述变压器主级绕组串联耦接，上述控制电路与上述第二功率开关的控制端电连接，上述第二功率开关的一端与上述变压器的辅助绕组串联耦接；上述第一功率开关位于上述驱动芯片的内部，且上述第二功率开关位于上述驱动芯片的外部，或者上述第一功率开关位于上述驱动芯片的外部，且上述第二功率开关位于上述驱动芯片的内部，或者上述第一功率开关和上述第二功率开关均位于上述驱动芯片的外部，或者上述第一功率开关和上述第二功率开关均位于上述驱动芯片的内部，上述第一引出引脚可以为上述第一功率开关的控制端，或者为上述第一功率开关的两端(即一端和另一端)中的一端，上述第二引出引脚可以为上述第二功率开关的控制端，或者为上述第二功率开关的两端(即一端和另一端)中的一端。通过第一功率开关、辅助网络单元和驱动芯片以及至少包括主级绕组和辅助绕组的变压器，使得电源电路能以更低开关损耗，更高频率工作，不仅可以降低电源电路温度和散热成本，还可提高电源电路效率和可靠性，减小电源电路体积，进而解决了现有技术中如何减小功率开关的开关损耗的问题。

如图7所示，在图7(a)中，上述电源电路中第一功率开关SW1和第二功率开关MP都位于驱动芯片CPU1内部，CP为控制电路；在图7(a)中，上述电源电路中第一功率开关SW1和第二功率开关MP都位于驱动芯片CPU1外部；在图7(a)中，上述电源电路中第二功率开关MP位于驱动芯片CPU1内部，第一功率开关SW1位于驱动芯片CPU1外部；在图7(a)中，上述电源电路中第一功率开关SW1位于驱动芯片CPU1内部，第二功率开关MP位于驱动芯片CPU1外部。

本申请还提供了一种应用于任意一种上述电源电路的电源系统，上述辅助网络单元包括第二功率开关，上述第一功率开关和上述第二功率开关具有相同参考地；上述变压器的辅助绕组与上述第二功率开关串联耦接；上述变压器的主级绕组的同名端与上述第一功率开关串联耦接；或者上述变压器的主级绕组的非同名端与上述第一功率开关串联耦接。通过第一功率开关、辅助网络单元和驱动芯片以及至少包括主级绕组和辅助绕组的变压器，使得电源电路能以更低开关损耗，更高频率工作，不仅可以降低电源电路温度和散热成本，还可提高电源电路效率和可靠性，减小电源电路体积，进而解决了现有技术中如何减小功率开关的开关损耗的问题。

本申请还提供了一种电子装置，电子装置包括任意一种上述电源电路。通过第一功率开关、辅助网络单元和驱动芯片以及至少包括主级绕组和辅助绕组的变压器，使得电源电路能以更低开关损耗，更高频率工作，不仅可以降低电源电路温度和散热成本，还可提高电源电路效率和可靠性，减小电源电路体积，进而解决了现有技术中如何减小功率开关的开关损耗的问题。

如图8所示，电源转换电路为降压Buck型电源转换电路(Buck为降压型电路)，包括输入滤波电容CIN，输出电容CO，续流二极管D1和驱动芯片Q5；还包括由相同同名端位置的辅助绕组La和主级绕组Lp组成的变压器T1，以及检测主级绕组Lp电流的电流检测电阻Rcs。与变压器T1的主级绕组Lp的同名端耦接的第一功率开关位于驱动芯片Q5内部，与变压器T1的辅助绕组La的同名端耦接的辅助网络单元位也于驱动芯片Q5内部；主级绕组Lp的非同名端与输出电容Co耦接，辅助绕组La的非同名端与一能为辅助网络单元提供电流的电压节点VA耦接(比如，VA节点为输入电压VIN)。

在第一功率开关的状态由截止状态切换成导通状态之前，驱动芯片Q5控制辅助网络单元产生的流过变压器T1的辅助绕组La的第一控制电流Iaux，并将第一控制电流Iaux耦合至变压器T1的主级绕组Lp，变压器T1的主级绕组Lp将第一控制电流Iaux转换为与第一控制电流Iaux的方向相反的第二控制电流Ipri，并通过第二控制电流Ipri使第一功率开关的状态在第一功率开关的两端电压的差值为零电压或接近零电压时再切换。使得电源电路能以更低开关损耗，更高频率工作，不仅可以降低电源电路温度和散热成本，还可提高电源电路效率和可靠性，减小电源电路体积，进而解决了现有技术中如何减小功率开关的开关损耗的问题。

如图9所示，电源转换电路为升降压Buck-Boost型电源转换电路(Buck-Boost为升降压型电路)，包括输入滤波电容CIN，输出电容CO，续流二极管D1和驱动芯片Q5；还包括由相同同名端位置的辅助绕组La和主级绕组Lp组成的变压器T1，以及检测主级绕组Lp电流的电流检测电阻Rcs。与变压器T1的主级绕组Lp的同名端耦接的第一功率开关位于驱动芯片Q5内部，与变压器T1的辅助绕组La的同名端耦接的辅助网络单元位也于驱动芯片Q5内部；主级绕组Lp的非同名端与输入电容CIN耦接，辅助绕组La的非同名端与一能为辅助网络单元提供电流的电压节点VA耦接(比如，VA节点为输入电压VIN)。

在第一功率开关的状态由截止状态切换成导通状态之前，驱动芯片Q5控制辅助网络单元产生的流过变压器T1的辅助绕组La的第一控制电流Iaux，并将第一控制电流Iaux耦合至变压器T1的主级绕组Lp，变压器T1的主级绕组Lp将第一控制电流Iaux转换为与第一控制电流Iaux的方向相反的第二控制电流Ipri，并通过第二控制电流Ipri使第一功率开关的状态在第一功率开关的两端电压的差值为零电压或接近零电压时再切换。使得电源电路能以更低开关损耗，更高频率工作，不仅可以降低电源电路温度和散热成本，还可提高电源电路效率和可靠性，减小电源电路体积，进而解决了现有技术中如何减小功率开关的开关损耗的问题。

如图10所示，电源转换电路为升压Boost型电源转换电路(Boost为升压型电路)，与升降压BuckBoost型电源转换电路的区别是，升降压BuckBoost型电源转换电路输出电容CO的参考零电位为输入电压VIN，升压Boost型电源转换电路输出电容CO的参考零电位和驱动芯片Q5的参考零电位相同。

如图11所示，电源转换电路为反激fly-back型电源转换电路(fly-back为反激电路)，包括输入滤波电容CIN，输出电容CO，续流二极管D1和驱动芯片Q5；还包括由相同同名端位置的辅助绕组La和主级绕组Lp，以及同名端位置相反的次级绕组Ls组成的变压器T1，和检测主级绕组Lp电流的电流检测电阻Rcs。与变压器T1的主级绕组Lp的同名端耦接的第一功率开关位于驱动芯片Q5内部，与变压器T1的辅助绕组La的同名端耦接的辅助网络单元位也于驱动芯片Q5内部；主级绕组Lp的非同名端与输入电容CIN耦接，辅助绕组La的非同名端与一能为辅助网络单元提供电流的电压节点VA耦接(比如，VA节点为输入电压VIN)，次级绕组Ls通过续流二极管D1与输出电容耦接。

在第一功率开关的状态由截止状态切换成导通状态之前，驱动芯片Q5控制辅助网络单元产生的流过变压器T1的辅助绕组La的第一控制电流Iaux，并将第一控制电流Iaux耦合至变压器T1的主级绕组Lp，变压器T1的主级绕组Lp将第一控制电流Iaux转换为与第一控制电流Iaux的方向相反的第二控制电流Ipri，并通过第二控制电流Ipri使第一功率开关的状态在第一功率开关的两端电压的差值为零电压或接近零电压时再切换。使得电源电路能以更低开关损耗，更高频率工作，不仅可以降低电源电路温度和散热成本，还可提高电源电路效率和可靠性，减小电源电路体积，进而解决了现有技术中如何减小功率开关的开关损耗的问题。

如图12所示，电源转换电路为半桥驱动型电源转换电路，包括输入滤波电容CIN，输出电容CO和驱动芯片Q5；还包括由相同同名端位置的辅助绕组La和主级绕组Lp组成的变压器T1。与变压器T1的主级绕组Lp的非同名端耦接的第一功率开关位于驱动芯片Q5内部，与变压器T1的辅助绕组La的同名端耦接的辅助网络单元位也于驱动芯片Q5内部；主级绕组Lp的非同名端与输出电容CO耦接，辅助绕组La的非同名端与一能为辅助网络单元提供电流的电压节点VA耦接(比如，VA节点为输入电压VIN)。

在第一功率开关的状态由截止状态切换成导通状态之前，驱动芯片Q5控制辅助网络单元产生的流过变压器T1的辅助绕组La的第一控制电流Iaux，并将第一控制电流Iaux耦合至变压器T1的主级绕组Lp，变压器T1的主级绕组Lp将第一控制电流Iaux转换为与第一控制电流Iaux的方向相反的第二控制电流Ipri，并通过第二控制电流Ipri使第一功率开关的状态在第一功率开关的两端电压的差值为零电压或接近零电压时再切换。使得电源电路能以更低开关损耗，更高频率工作，不仅可以降低电源电路温度和散热成本，还可提高电源电路效率和可靠性，减小电源电路体积，进而解决了现有技术中如何减小功率开关的开关损耗的问题。

如图13所示，电源转换电路为半桥反激fly-back型电源转换电路，包括输入滤波电容CIN，输出电容CO，续流二极管D1，谐振电容Cr和驱动芯片Q5；还包括由相同同名端位置的辅助绕组La和主级绕组Lp，以及同名端位置相反的次级绕组Ls组成的变压器T1。与变压器T1的主级绕组Lp的非同名端耦接的第一功率开关位于驱动芯片Q5内部，与变压器T1的辅助绕组La的同名端耦接的辅助网络单元位也于驱动芯片Q5内部；主级绕组Lp的非同名端与谐振电容Cr耦接，辅助绕组La的非同名端与一能为辅助网络单元提供电流的电压节点VA耦接(比如，VA节点为输入电压VIN)，次级绕组Ls通过续流二极管D1与输出电容耦接。

在第一功率开关的状态由截止状态切换成导通状态之前，驱动芯片Q5控制辅助网络单元产生的流过变压器T1的辅助绕组La的第一控制电流Iaux，并将第一控制电流Iaux耦合至变压器T1的主级绕组Lp，变压器T1的主级绕组Lp将第一控制电流Iaux转换为与第一控制电流Iaux的方向相反的第二控制电流Ipri，并通过第二控制电流Ipri使第一功率开关的状态在第一功率开关的两端电压的差值为零电压或接近零电压时再切换。使得电源电路能以更低开关损耗，更高频率工作，不仅可以降低电源电路温度和散热成本，还可提高电源电路效率和可靠性，减小电源电路体积，进而解决了现有技术中如何减小功率开关的开关损耗的问题。

如图14所示，电源转换电路为半桥谐振型电源转换电路，包括输入滤波电容CIN，输出电容CO，续流二极管D1和D2，谐振电容Cr和驱动芯片Q5；还包括由相同同名端位置的辅助绕组La和主级绕组Lp，以及同名端位置相反的第一次级绕组Ls1和第二次级绕组Ls2组成的变压器T1。与变压器T1的主级绕组Lp的非同名端耦接的第一功率开关位于驱动芯片Q5内部，与变压器T1的辅助绕组La的同名端耦接的辅助网络单元位也于驱动芯片Q5内部；主级绕组Lp的非同名端与谐振电容Cr耦接，辅助绕组La的非同名端与一能为辅助网络单元提供电流的电压节点VA耦接(比如，VA节点为输入电压VIN)，第一次级绕组Ls1通过续流二极管D1与输出电容耦接，第二次级绕组Ls2通过续流二极管D2与输出电容耦接。

在第一功率开关的状态由截止状态切换成导通状态之前，驱动芯片Q5控制辅助网络单元产生的流过变压器T1的辅助绕组La的第一控制电流Iaux，并将第一控制电流Iaux耦合至变压器T1的主级绕组Lp，变压器T1的主级绕组Lp将第一控制电流Iaux转换为与第一控制电流Iaux的方向相反的第二控制电流Ipri，并通过第二控制电流Ipri使第一功率开关的状态在第一功率开关的两端电压的差值为零电压或接近零电压时再切换。使得电源电路能以更低开关损耗，更高频率工作，不仅可以降低电源电路温度和散热成本，还可提高电源电路效率和可靠性，减小电源电路体积，进而解决了现有技术中如何减小功率开关的开关损耗的问题。

需要说明的是，上述的电连接可以是直接电连接，也可以是间接电连接，直接电连接就是指两个器件直接连接，间接电连接就是指相连接的A与B之间还连接有其余类似电容、电阻等器件。磁耦接，是相对于电耦接而言的耦接方式，两个物体电耦接或是电连接，需要将这两个物体以物理直接或者是物理间接的方式连接起来以后才能形成电气通路。变压器的主级绕组和辅助绕组之间，或者是变压器的主级绕组和变压器的次级绕组之间没有直接的物理连接，通过磁场耦合来传输信号的耦接方式叫做磁耦接。

还需要说明的是，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、商品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、商品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括要素的过程、方法、商品或者设备中还存在另外的相同要素。

从以上的描述中，可以看出，本申请上述的实施例实现了如下技术效果：

1)、本申请的电源电路，通过第一功率开关、辅助网络单元和驱动芯片以及至少包括主级绕组和辅助绕组的变压器，使得电源电路能以更低开关损耗，更高频率工作，不仅可以降低电源电路温度和散热成本，还可提高电源电路效率和可靠性，减小电源电路体积，进而解决了现有技术中如何减小功率开关的开关损耗的问题。

2)、本申请的变压器，通过第一功率开关、辅助网络单元和驱动芯片以及至少包括主级绕组和辅助绕组的变压器，使得电源电路能以更低开关损耗，更高频率工作，不仅可以降低电源电路温度和散热成本，还可提高电源电路效率和可靠性，减小电源电路体积，进而解决了现有技术中如何减小功率开关的开关损耗的问题。

3)、本申请的驱动芯片，通过第一功率开关、辅助网络单元和驱动芯片以及至少包括主级绕组和辅助绕组的变压器，使得电源电路能以更低开关损耗，更高频率工作，不仅可以降低电源电路温度和散热成本，还可提高电源电路效率和可靠性，减小电源电路体积，进而解决了现有技术中如何减小功率开关的开关损耗的问题。

4)、本申请的电源系统，通过第一功率开关、辅助网络单元和驱动芯片以及至少包括主级绕组和辅助绕组的变压器，使得电源电路能以更低开关损耗，更高频率工作，不仅可以降低电源电路温度和散热成本，还可提高电源电路效率和可靠性，减小电源电路体积，进而解决了现有技术中如何减小功率开关的开关损耗的问题。

5)、本申请的电子装置，通过第一功率开关、辅助网络单元和驱动芯片以及至少包括主级绕组和辅助绕组的变压器，使得电源电路能以更低开关损耗，更高频率工作，不仅可以降低电源电路温度和散热成本，还可提高电源电路效率和可靠性，减小电源电路体积，进而解决了现有技术中如何减小功率开关的开关损耗的问题。

以上所述仅为本申请的优选实施例而已，并不用于限制本申请，对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种电源电路，其特征在于，包括：

第一功率开关；

变压器，至少包括主级绕组和辅助绕组，所述变压器的主级绕组与所述第一功率开关耦接，所述变压器的辅助绕组与所述变压器的主级绕组耦接，所述变压器的辅助绕组与所述变压器的主级绕组具有相同的同名端；

辅助网络单元，与所述变压器的辅助绕组串联耦接；

驱动芯片，分别与所述辅助网络单元和所述第一功率开关电连接，所述驱动芯片用于控制流过所述辅助网络单元的第一控制电流，并将所述第一控制电流耦合至所述变压器的主级绕组，所述变压器的主级绕组将所述第一控制电流转换为与所述第一控制电流的方向相反的第二控制电流，并通过所述第二控制电流使所述第一功率开关的状态在所述第一功率开关的两端电压的差值为零电压或接近零电压时再切换。

2.根据权利要求1所述的电源电路，其特征在于，所述辅助网络单元包括：

可关断受控电流源，与所述变压器的辅助绕组串联耦接，其中，在所述第一功率开关的状态由截止状态切换成导通状态之前，所述可关断受控电流源产生所述第一控制电流，所述第一控制电流通过所述变压器的辅助绕组耦合至所述变压器的主级绕组后，产生所述第二控制电流，所述第二控制电流使得所述第一功率开关的两端电压的差值减小至零电压或者接近零电压之后，所述第一功率开关的状态再切换至导通状态。

3.根据权利要求2所述的电源电路，其特征在于，所述辅助网络单元还包括：储能电容，所述储能电容耦接至所述可关断受控电流源和所述变压器的辅助绕组的同名端之间，或者所述储能电容与所述变压器的辅助绕组的非同名端串联耦接。

4.根据权利要求2所述的电源电路，其特征在于，所述可关断受控电流源包括第二功率开关。

5.根据权利要求1所述的电源电路，其特征在于，所述第一功率开关的一端与所述变压器的主级绕组的同名端串联耦接，所述第一功率开关的另一端接地。

6.根据权利要求1所述的电源电路，其特征在于，所述第一功率开关的一端与所述变压器的主级绕组的非同名端串联耦接，所述第一功率开关的另一端与电压源电连接。

7.一种应用于权利要求1至6中任一项所述电源电路的变压器，其特征在于，所述辅助网络单元包括第二功率开关，变压器包括：辅助绕组和主级绕组，所述变压器的辅助绕组与所述变压器的主级绕组具有相同的同名端，所述变压器的主级绕组与所述第一功率开关耦接，所述变压器的辅助绕组与所述第二功率开关耦接。

8.一种应用于权利要求1至6中任一项所述电源电路的驱动芯片，其特征在于，所述辅助网络单元包括第二功率开关，驱动芯片包括：控制电路；所述控制电路与所述第一功率开关的控制端电连接，所述第一功率开关的一端与所述变压器主级绕组串联耦接，所述控制电路与所述第二功率开关的控制端电连接，所述第二功率开关的一端与所述变压器的辅助绕组串联耦接；

所述第一功率开关位于所述驱动芯片的内部，且所述第二功率开关位于所述驱动芯片的外部，或者所述第一功率开关位于所述驱动芯片的外部，且所述第二功率开关位于所述驱动芯片的内部，或者所述第一功率开关和所述第二功率开关均位于所述驱动芯片的外部，或者所述第一功率开关和所述第二功率开关均位于所述驱动芯片的内部。

9.一种应用于权利要求1至6中任一项所述电源电路的电源系统，其特征在于，所述辅助网络单元包括第二功率开关，所述第一功率开关和所述第二功率开关具有相同参考地；

所述变压器的辅助绕组与所述第二功率开关串联耦接；

所述变压器的主级绕组的同名端与所述第一功率开关串联耦接；

或者所述变压器的主级绕组的非同名端与所述第一功率开关串联耦接。

10.一种电子装置，其特征在于，包括权利要求1至6中任一项所述电源电路。

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