JP3102246U

JP3102246U - パルス信号の波形なまり補正回路

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Publication number: JP3102246U
Application number: JP2003273088U
Authority: JP
Inventors: 善男樋口
Original assignee: Funai Electric Co Ltd
Current assignee: Funai Electric Co Ltd
Priority date: 2003-12-12
Filing date: 2003-12-12
Publication date: 2004-07-02
Anticipated expiration: 2009-12-12

Abstract

【課題】不要輻射のレベルを増加させることなく、デジタル音声信号の波形なまりを改善する。
【解決手段】デジタル音声信号であるパルス信号がベースに導かれ、エミッタからパルス信号を出力する第１のトランジスタＱ１と、第１のトランジスタＱ１のエミッタに一方の端子が接続されたフィルタ用インダクタＬ１と、フィルタ用インダクタＬ１の他方の端子と接地レベルとの間に接続されたフィルタ用コンデンサＣ２と、そのベースにはフィルタ用インダクタＬ１の他方の端子が接続された第２のトランジスタＱ２とを備え、フィルタ用インダクタＬ１の側から第１のトランジスタＱ１のエミッタを見たときのインピーダンスを、第１のトランジスタＱ１のエミッタの側からフィルタ用インダクタＬ１を見たときのインピーダンスより小さくしている。
【選択図】図１

Description

本考案は、デジタル音声信号の信号経路に設けられたパルス信号の波形なまり補正回路に係り、より詳細には、ローパスフィルタとしての特性とバンドパスフィルタとしての特性との双方の特性を有するフィルタを用いて波形なまりを補正するパルス信号の波形なまり補正回路に関するものである。

ＤＶＤ再生装置から出力される音声信号には、アナログ音声信号とデジタル音声信号との２種の信号がある。この２種の信号のうち、デジタル音声信号は、例えば、図５に示したように、内部にデジタル音声回路４を備えた信号処理ＩＣ３から出力され、ビーズコアＬ３と抵抗Ｒ９、および、抵抗Ｒ１０を介して、第１の基板１の端子１５に導かれている。そして、端子１５に導かれたデジタル音声信号は、信号線１２を介して、第２の基板９１の端子１６に導かれている。次いで、端子１６に導かれたデジタル音声信号は、抵抗Ｒ２１を介して、トランジスタＱ１１のベースに導かれ、低インピーダンスの信号に変換されてエミッタから出力されている。そして、エミッタから出力されたデジタル音声信号は、直流成分を除去するコンデンサＣ２３と、インピーダンスの整合を行う抵抗Ｒ２６とを介するとともに、インダクタＬ２１とコンデンサＣ２４とからなるトラップを介して、デジタル音声信号の出力端子（ＣＯＡＸＩＡＬ端子）６に導かれている。また、トラップの中心周波数は、出力端子６から送出される信号によって生じる不要輻射のレベルが、テレビ放送の周波数帯域において規格値を満たすようにするため、約１５０ＭＨｚに設定されている（第１の従来技術とする）。

また、図６に示すように、インダクタＬ２８とコンデンサＣ２８とからなるフィルタ９５の周波数特性については、以下のことが公知となっている。すなわち、抵抗Ｒ９８を、信号源９４をフィルタ９５の側たら見たときの出力インピーダンス（Ｚ９８とする）とみなし、抵抗Ｒ９８の側からフィルタ９５を見たときのインピーダンスをＺ９５により示すとする。このように示すとき、Ｚ９５＝Ｚ９８であるときには、フィルタ９５は、図２の（Ａ）に示すように、６ｄＢ／ｏｃｔの減衰特性を有するローパスフィルタとなる。そして、Ｚ９８＜Ｚ９５となるときには、Ｚ９８／Ｚ９５の値が小さくなる程に、フィルタ９５の特性が、図２の（Ｂ）、（Ｃ）、（Ｄ）と変化することが、Ｑメータを用いた測定における特性等、として知られている（第２の従来技術とする）。

また、インピーダンス変換を行うトランジスタとフィルタとを用いた回路として、以下に示す技術が提案されている（第３の従来技術とする）。すなわち、この技術においては、ＬＣフィルタに導かれる信号のインピーダンスを、ＬＣフィルタの入力インピーダンスに整合させるとともに、ＬＣフィルタから出力される信号を、ＬＣフィルタの出力インピーダンスに等しい回路によって受けるようになっている。すなわち、信号の入力端子とＬＣフィルタとの間に、エミッタフォロワ用のトランジスタを設けている。そして、前記トランジスタのエミッタとＬＣフィルタとの間に抵抗を挿入することによって、ＬＣフィルタの側から入力側を見たときのインピーダンスを、ＬＣフィルタの入力インピーダンスに等しくしている。また、ＬＣフィルタの出力がベースに導かれたエミッタフェロワ用のトランジスタを設けている。そして、前記トランジスタのベースと接地レベルとの間に、ＬＣフィルタの出力インピーダンスに等しい抵抗を接続することによって、ＬＣフィルタの側から出力側を見たときのインピーダンスを、ＬＣフィルタの出力インピーダンスに等しくしている（例えば、特許文献１参照）。

また、フィルタに用いるインダクタの性質の１つに、インダクタンスが小さくなるほどに、形状が小さくなるという性質があり、この性質を利用した技術が提案されている（第４の従来技術とする）。すなわち、この技術においては、フィルタ（ローパスフィルタやバンドパスフィルタ）に用いるインダクタに、インダクタンスの小さい素子を用いることによって、フィルタの形状を小型化している。その一方で、インダクタのインダクタンスを小さくする場合では、フィルタの入力インダクタンスは低くなる。一方、フィルタの特性は、フィルタの入力側から信号の入力端子の側を見たときのインピーダンスが、フィルタの入力インピーダンスと異なる場合には、所定の特性を得ることができない。このため、信号の入力端子とフィルタの入力との間に、高インピーダンス入力、低インピーダンス出力のインピーダンス変換手段を設け、フィルタの入力の側から信号の入力端子の側を見たときのインピーダンスが、フィルタの入力インピーダンスに等しくなるようにしている（例えば、特許文献２参照）。
特開平１１−１６８３４０号公報特開平６−２２４６９０号公報

しかしながら、第１の従来技術を用いた場合には、以下に示す問題を生じていた。すなわち、出力端子６から出力されるデジタル音声信号のパルスには、図３の６ａに示したように、立ち上がりや立ち下がりにおいて、信号波形になまりが生じる。このことは、デジタル音声回路４から出力端子６までの信号経路の周波数特性が、高い周波数の側にまで充分に延びていないことを示している。しかし、ビーズコアＬ３のインダクタンス値や抵抗Ｒ９，Ｒ１０の値、および、コンデンサＣ５の値については、抵抗Ｒ９と抵抗Ｒ１０とを接続するパターン１１や信号線１２からの不要輻射を低減するという目的があるために、変更することは困難となっている。このため、トラップを省略した構成（破線９２により囲まれたブロックにより示す構成）とすることが考えられている。図３の６ｂにより示す信号波形は、トラップを省略した場合の出力端子６の信号波形を示していて、波形なまりが充分に改善されたことを示している。

しかし、このときでは、信号経路の通過特性が、８０ＭＨｚを超える帯域においても、大きな減衰を与える特性とはならない。このため、出力端子６から送出されるデジタル音声信号のスペクトル分布においては、図４の（Ａ）に示したように、９０〜１０８ＭＨｚの範囲において高レベルの高調波７２ｂが生じることになる。また、１７０〜２００ＭＨｚ（商用放送の周波数帯域）の近傍においても、高レベルの高調波７３ｂが生じることになる。その結果、出力端子６に接続される信号線からの不要輻射のレベルが規定値を満たさないという問題が生じていた。このような傾向は、インバータを用いて波形なまりの整形を行う場合には、より顕著となって、不要輻射のレベルが増大するため、インバータを用いて整形することは困難となっている。

また、第２の従来技術は、フィルタの通過特性として知られた事項であるに過ぎないため、第１の従来技術における問題点、すなわち、デジタル音声信号における波形なまりの改善や高調波の低減に対しては、示唆するものとはなっていない。

第３の従来技術は、ローパスフィルタの特性を、設計値に一致する特性とするために、ローパスフィルタの入力側から信号の入力側を見たときのインピーダンスを、ローパスフィルタの入力側のインピーダンスに一致させる技術となっている。すなわち、ローパスフィルタの特性を最も良好とするための技術となっている。このため、第１の従来技術における問題点、つまり、トラップを用いたときには、トラップの特性が設計値通りとなる場合であっても、信号経路の与える減衰が周波数の高い側で大きくなることから、信号波形になまりが生じ、なまりを解消する場合には高調波のレベルが高くなるという問題点を解決しようとする場合には、適用することが困難な技術となっている。

また、第４の従来技術も、第３の従来技術と同様であり、ローパスフィルタやバンドパスフィルタの特性を、設計値に一致する特性とするために、フィルタの入力側から信号の入力側を見たときのインピーダンスを、フィルタの入力側のインピーダンスに一致させる技術となっている。すなわち、フィルタの特性を最も良好とするための技術となっている。このため、第１の従来技術における問題点、つまり、トラップを用いたときには、トラップの特性が設計値通りとなる場合であっても、信号経路の与える減衰が周波数の高い側で大きくなることから、信号波形になまりが生じ、なまりを解消する場合には高調波のレベルが高くなるという問題点を解決しようとする場合には、適用することが困難な技術となっている。

本考案は、上記の問題点を解決するため、インダクタとコンデンサとからなるローパスフィルタを、ローパスフィルタの入力インピーダンスより低いインピーダンスで駆動するときには、ローパスフィルタの特性とバンドパスフィルタの特性とを併せ持つ特性となり、この特性をパルス信号の伝送経路に適用する場合には、パルス信号の伝送における波形のなまりの改善と、不要スペクトル成分の低減という、互いに反する２つの特性の双方を満たすことが可能であることに着目して創案されたものであり、その目的は、不要輻射のレベルを増加させることなく、デジタル音声信号の波形なまりを改善することのでき、且つ、デジタル音声信号の信号経路が、信号線を介して接続された２つのプリント配線基板の双方に渡るため、デジタル音声信号の信号源から信号線までの信号経路にローパス特性を与えることによって、前記信号線からの不要輻射を抑制することが不可欠となる構成の場合に、より好適となるパルス信号の波形なまり補正回路を提供することにある。

また本考案は、インダクタとコンデンサとからなるローパスフィルタを、ローパスフィルタの入力インピーダンスより低いインピーダンスで駆動するときには、ローパスフィルタの特性とバンドパスフィルタの特性とを併せ持つ特性となり、この特性をパルス信号の伝送経路に適用する場合には、パルス信号の伝送における波形のなまりの改善と、不要スペクトル成分の低減という、互いに反する２つの特性の双方を満たすことが可能であることに着目して創案されたものであり、その目的は、不要輻射のレベルを増加させることなく、デジタル音声信号の波形なまりを改善することのできるパルス信号の波形なまり補正回路を提供することにある。

また上記目的に加え、デジタル音声信号の信号経路が、信号線を介して接続された２つのプリント配線基板の双方に渡るため、デジタル音声信号の信号源から信号線までの信号経路にローパス特性を与えることによって、前記信号線からの不要輻射を抑制することが不可欠となる構成の場合に、より好適となるパルス信号の波形なまり補正回路を提供することにある。

上記の課題を解決するため、本考案に係るパルス信号の波形なまり補正回路は、デジタル音声信号を出力する信号処理ＩＣとデジタル音声信号の高調波を低減する素子とが設けられた第１のプリント配線基板を有するＤＶＤ再生装置におけるデジタル音声信号の信号経路に設けられたパルス信号の波形なまり補正回路に適用している。そして、そのベースにはデジタル音声信号であるパルス信号が導かれ、エミッタからパルス信号を出力する第１のトランジスタと、第１のトランジスタのエミッタに一方の端子が接続されたフィルタ用インダクタと、フィルタ用インダクタの他方の端子と接地レベルとの間に接続されたフィルタ用コンデンサと、そのベースにはフィルタ用インダクタの他方の端子が接続された第２のトランジスタとを備え、フィルタ用インダクタの側から第１のトランジスタのエミッタを見たときのインピーダンスが、第１のトランジスタのエミッタの側からフィルタ用インダクタを見たときのインピーダンスより小さくされ、第１のトランジスタとフィルタ用インダクタとフィルタ用コンデンサと第２のトランジスタとは、第１のプリント配線基板にデジタル音声信号を伝送する信号線を介して接続された第２のプリント配線基板に設けられている。

すなわち、フィルタ用インダクタの側から第１のトランジスタのエミッタを見たときのインピーダンスを、第１のトランジスタのエミッタの側からフィルタ用インダクタを見たときのインピーダンスより小さくすると、フィルタ用インダクタとフィルタ用コンデンサとからなるフィルタの通過特性は、ローパスフィルタとしての特性と、並列共振回路としてのバンドパス特性とを併せて有する特性となる。従って、バンドパス特性の中心周波数を、デジタル音声信号の立ち上がりや立ち下がりの速度に強く関係する周波数帯域に一致させると、前記周波数帯域における信号の通過特性が良好となるので、デジタル音声信号の立ち上がりや立ち下がりの速度が速くなる。つまり、波形のなまりが解消される。また、ローパスフィルタとしての特性により、不要輻射が問題となる周波数帯域のスペクトル成分は低減される。また、デジタル音声信号の信号経路が、信号線を介して接続された第１および第２の２つのプリント配線基板の双方に渡るため、デジタル音声信号の信号源から信号線までの信号経路（第１のプリント配線基板に形成された信号経路）にローパス特性を与えることによって、前記信号線からの不要輻射を抑制することが不可欠となる場合には、デジタル音声信号に波形なまりが生じるので、波形なまりの防止は極めて効果的となる。

また本考案に係るパルス信号の波形なまり補正回路は、デジタル音声信号の信号経路に設けられたパルス信号の波形なまり補正回路に適用している。そして、そのベースにはデジタル音声信号であるパルス信号が導かれ、エミッタからパルス信号を出力する第１のトランジスタと、第１のトランジスタのエミッタに一方の端子が接続されたフィルタ用インダクタと、フィルタ用インダクタの他方の端子と接地レベルとの間に接続されたフィルタ用コンデンサと、そのベースにはフィルタ用インダクタの他方の端子が接続された第２のトランジスタとを備え、フィルタ用インダクタの側から第１のトランジスタのエミッタを見たときのインピーダンスが、第１のトランジスタのエミッタの側からフィルタ用インダクタを見たときのインピーダンスより小さくしている。

すなわち、フィルタ用インダクタの側から第１のトランジスタのエミッタを見たときのインピーダンスを、第１のトランジスタのエミッタの側からフィルタ用インダクタを見たときのインピーダンスより小さくすると、フィルタ用インダクタとフィルタ用コンデンサとからなるフィルタの通過特性は、ローパスフィルタとしての特性と、並列共振回路としてのバンドパス特性とを併せて有する特性となる。従って、バンドパス特性の中心周波数を、デジタル音声信号の立ち上がりや立ち下がりの速度に強く関係する周波数帯域に一致させると、前記周波数帯域における信号の通過特性が良好となるので、デジタル音声信号の立ち上がりや立ち下がりの速度が速くなる。つまり、波形のなまりが解消される。また、ローパスフィルタとしての特性により、不要輻射が問題となる周波数帯域のスペクトル成分は低減される。

また上記構成に加え、第１のトランジスタとフィルタ用インダクタとフィルタ用コンデンサと第２のトランジスタとは、デジタル音声信号を出力する信号処理ＩＣとデジタル音声信号における高調波を低減する素子とが設けられた第１のプリント配線基板に、デジタル音声信号を伝送する信号線を介して接続された第２のプリント配線基板に設けられている。すなわち、デジタル音声信号の信号経路が、信号線を介して接続された第１および第２の２つのプリント配線基板の双方に渡るため、デジタル音声信号の信号源から信号線までの信号経路（第１のプリント配線基板における信号経路）にローパス特性を与えることによって、前記信号線からの不要輻射を抑制することが不可欠となる構成の場合には、デジタル音声信号に波形なまりが生じるので、波形なまりの防止は極めて効果的となる。

本考案によれば、デジタル音声信号を出力する信号処理ＩＣとデジタル音声信号の高調波を低減する素子とが設けられた第１のプリント配線基板を有するＤＶＤ再生装置におけるデジタル音声信号の信号経路に設けられたパルス信号の波形なまり補正回路に適用されている。そして、エミッタからデジタル音声信号であるパルス信号を出力する第１のトランジスタと、第１のトランジスタのエミッタに一方の端子が接続されたフィルタ用インダクタと、フィルタ用インダクタの他方の端子と接地レベルとの間に接続されたフィルタ用コンデンサと、そのベースにはフィルタ用インダクタの他方の端子が接続された第２のトランジスタとを備え、フィルタ用インダクタの側から第１のトランジスタのエミッタを見たときのインピーダンスが、第１のトランジスタのエミッタの側からフィルタ用インダクタを見たときのインピーダンスより小さくしている。また、第１のトランジスタとフィルタ用インダクタとフィルタ用コンデンサと第２のトランジスタとは、第１のプリント配線基板にデジタル音声信号を伝送する信号線を介して接続された第２のプリント配線基板に設けられている。従って、フィルタ用インダクタとフィルタ用コンデンサとからなるフィルタの通過特性は、ローパスフィルタとしての特性と、並列共振回路としてのバンドパス特性とを併せて有する特性となる。そして、バンドパス特性は、デジタル音声信号の立ち上がりや立ち下がりの速度を速くする。また、ローパスフィルタとしての特性は、不要輻射が問題となる周波数帯域のスペクトル成分を低減する。また、デジタル音声信号の信号経路にローパス特性を与えることが不可欠となる場合には、デジタル音声信号に波形なまりが生じるので、波形なまりの防止は極めて効果的となる。このため、不要輻射のレベルを増加させることなく、デジタル音声信号の波形なまりを改善することができる。また、波形なまりの防止は、より好適なものとなる。

また本考案によれば、エミッタからパルス信号を出力する第１のトランジスタと、第１のトランジスタのエミッタに一方の端子が接続されたフィルタ用インダクタと、フィルタ用インダクタの他方の端子と接地レベルとの間に接続されたフィルタ用コンデンサと、そのベースにはフィルタ用インダクタの他方の端子が接続された第２のトランジスタとを備え、フィルタ用インダクタの側から第１のトランジスタのエミッタを見たときのインピーダンスを、第１のトランジスタのエミッタの側からフィルタ用インダクタを見たときのインピーダンスより小さくしている。従って、フィルタ用インダクタとフィルタ用コンデンサとからなるフィルタの通過特性は、ローパスフィルタとしての特性と、並列共振回路としてのバンドパス特性とを併せて有する特性となる。従って、バンドパス特性の中心周波数を、デジタル音声信号の立ち上がりや立ち下がりの速度に強く関係する周波数帯域に一致させると、前記周波数帯域における信号の通過特性が良好となるので、デジタル音声信号の立ち上がりや立ち下がりの速度が速くなる。また、ローパスフィルタとしての特性により、不要輻射が問題となる周波数帯域のスペクトル成分は低減される。このため、不要輻射のレベルを増加させることなく、デジタル音声信号の波形なまりを改善することができる。

またさらに、第１のトランジスタとフィルタ用インダクタとフィルタ用コンデンサと第２のトランジスタとは、デジタル音声信号を出力する信号処理ＩＣとデジタル音声信号における高調波を低減する素子とが設けられた第１のプリント配線基板に、デジタル音声信号を伝送する信号線を介して接続された第２のプリント配線基板に設けられている。すなわち、デジタル音声信号の信号経路にローパス特性を与えることが不可欠となって、デジタル音声信号に波形なまりが生じる場合には、波形なまりの防止は、より好適なものとなる。

以下、本考案の実施の形態について図を参照して説明する。

図１は、本考案に係るパルス信号の波形なまり補正回路の一実施形態を有する光ディスク再生装置（ＤＶＤ再生装置）のデジタル音声信号の経路の電気的接続を示す回路図であり、図５に示す従来技術と同一となるブロックには、図５における符号と同一符号を付与している。

大別すると、デジタル音声信号の経路は、第１のプリント配線基板（以下では、単に第１の基板と称する）１の側の経路と、第２のプリント配線基板（以下では、単に第２の基板と称する）２の側の経路とに分割されており、第１の基板１の側には、信号処理ＩＣ３、ビーズコアＬ３、抵抗Ｒ９，Ｒ１０、コンデンサＣ５が設けられている。また、第２の基板２の側には、２つのトランジスタＱ１，Ｑ２、フィルタ用インダクタＬ１、コンデンサＣ１〜Ｃ３、抵抗Ｒ１〜Ｒ７が設けられている。

詳細には、信号処理ＩＣ３は、ＤＶＤ等の光ディスクに記録された情報を読み取るピックアップからの信号を処理して得られたデジタル信号を復号化した後、エラー訂正を行うことによって、プログラムストリームを再生する。そして、再生したプログラムストリームのうちのオーディオストリームを、デジタル音声回路４を用いて伸長するとともに、伸長して得られたデジタル音声信号を、信号処理ＩＣ３の端子から出力する（外部のデジタル音声回路を用いるように設定された場合には、デジタル音声回路４からは、伸長しないデジタル音声信号が出力される）。

デジタル音声回路４から出力されたデジタル音声信号は、ビーズコアＬ３と抵抗Ｒ９、および、抵抗Ｒ１０を介して、第１の基板１に設けられたコネクタの端子１５に導かれている。また、抵抗Ｒ１０の端子のうち、抵抗Ｒ９に接続された側の端子と接地レベルとの間には、コンデンサＣ５が接続されている。そして、端子１５に導かれたデジタル音声信号は、信号線１２を介して、第２の基板２に設けられたコネクタの端子１６に導かれている。

なお、上記構成におけるビーズコアＬ３と抵抗Ｒ９とは、抵抗Ｒ９から抵抗Ｒ１０までのプリント配線パターン（以下では、単にパターンと称する）１１から放射される不要輻射を低減するための素子となっている。このため、ビーズコアＬ３および抵抗Ｒ９は、信号処理ＩＣ３の近傍位置に設けられている。また、また、抵抗Ｒ１０とコンデンサＣ５とは、信号線１２から放射される不要輻射の低減を行うための素子となっている。すなわち、コンデンサＣ５は、パターン１１のインダクタンス成分と協働することによってローパスフィルタを形成する。また、抵抗Ｒ１０は、ダンプ用の抵抗であり、伝送されるデジタル音声信号の波形の急峻な変化を緩和する。

コネクタの端子１６に導かれたデジタル音声信号は、ベース抵抗Ｒ１を介して、第１のトランジスタＱ１のベースに導かれている。また、ベース抵抗Ｒ１には、並列に、コンデンサＣ１が接続されている。そして、第１のトランジスタＱ１のコレクタはプラス電源に接続されている。また、第１のトランジスタＱ１のベースとプラス電源との間には抵抗Ｒ２が接続され、第１のトランジスタＱ１のベースと接地レベルとの間には抵抗Ｒ３が接続されている。そして、第１のトランジスタＱ１のエミッタは抵抗Ｒ４を介して接地されている。

また、第１のトランジスタＱ１のエミッタには、フィルタ用インダクタＬ１の一方の端子が接続されており、フィルタ用インダクタＬ１の他方の端子と接地レベルとの間にはフィルタ用コンデンサＣ２が接続されている。また、フィルタ用インダクタＬ１の他方の端子には、第２のトランジスタＱ２のベースが接続されている。

また、第２のトランジスタＱ２のコレクタはプラス電源に接続されており、エミッタは抵抗Ｒ５を介して接地されている。また、第２のトランジスタＱ２のエミッタは、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ６とを介して、出力端子６における信号側接触子（以下では、単に出力端子６と称する）に導かれている。また、出力端子６と接地レベルとの間には抵抗Ｒ７が接続されている。

なお、第２の基板２に設けられた回路が、本考案に係るパルス信号の波形なまり補正回路の一実施形態に対応する部分となっている。

以下に、各素子の作用について説明すると、第１のトランジスタＱ１は、導かれたデジタル音声信号を、低インピーダンスのデジタル音声信号にインピーダンス変換する。ベース抵抗Ｒ１は、第１のトランジスタＱ１のベースからデジタル音声回路４の側を見たときのインピーダンスを所定の値に設定する。また、コンデンサＣ１は、第１のトランジスタＱ１のベースに導かれるデジタル音声信号のレベルが下降するとき、第１のトランジスタＱ１のベースに蓄積された電荷の放出を速める。

抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３とは、第１のトランジスタＱ１に所定のベースバイアスを与える。また、抵抗Ｒ４は、第１のトランジスタＱ１のエミッタ電流を設定する。第２のトランジスタＱ２は、フィルタ用インダクタＬ１とフィルタ用コンデンサＣ２との接続点から出力されるデジタル音声信号を、高インピーダンスでもって受け取り、低インピーダンスの信号としてエミッタから出力する。抵抗Ｒ５は、第２のトランジスタＱ２のエミッタ直流を設定する。コンデンサＣ３は直流成分を除去し、抵抗Ｒ６は、外部から見たときの出力端子６のインピーダンスを、所定値である７５Ωに設定する。また、抵抗Ｒ７は、出力端子６の直流的なインピーダンスの上昇を抑制する。

フィルタ用インダクタＬ１とフィルタ用コンデンサＣ２とは、信号経路の周波数特性を補正することによって、出力端子６に接続された信号線からの不要輻射を抑制する。且つ、出力端子６から出力されるデジタル音声信号の立ち上がり、および、立ち下がりにおける波形なまりを補正する。このため、フィルタ用インダクタＬ１とフィルタ用コンデンサＣ２とにより形成されるフィルタを、第１のトランジスタＱ１のエミッタ側から見たときのインピーダンスをＺｆとし、第１のトランジスタＱ１のエミッタをフィルタ用インダクタＬ１の側から見たときのインピーダンスをＺｅとすると、（Ｚｅ＜Ｚｆ）となるように設定されている。

すなわち、本実施形態においては、各素子の値は、Ｒ９＝２２０Ω、Ｒ１０＝２７０Ω、Ｒ１＝２．２ｋΩ、Ｒ２＝２．２ｋΩ、Ｒ３＝３．３ｋΩ、Ｒ４＝１ｋΩ、Ｒ５＝２２０Ω、Ｒ６＝７５Ω、Ｒ７＝１００ｋΩ、Ｃ１＝１５ｐＦ、Ｃ２＝３３ｐＦ、Ｃ３＝１μＦ、Ｌ１＝０．２７μＨとなっている。

このため、第１のトランジスタＱ１のベースからデジタル音声回路４の側を見たときのインピーダンスは、バイアス用の抵抗Ｒ２，Ｒ３も含むため、約８００Ωとなっている。従って、第１のトランジスタＱ１のｈｆｅを約８０とすると、インピーダンスＺｅは約１０Ωとなる。一方、インピーダンスＺｆは、フィルタ用インダクタＬ１とフィルタ用コンデンサＣ２とからなるフィルタの共振周波数である約５５ＭＨｚにおいては、約１８０Ωとなる。

すなわち、フィルタ用インダクタＬ１の側から第１のトランジスタＱ１のエミッタを見たときのインピーダンスＺｅは、第１のトランジスタＱ１のエミッタの側からフィルタ用インダクタＬ１を見たときのインピーダンスＺｆに対して、約１／１８となっている。このため、フィルタ用インダクタＬ１とフィルタ用コンデンサＣ２とからなるフィルタの通過特性は、ローパスフィルタとしての特性と、並列共振回路としてのバンドパス特性とを併せて含む特性となる。すなわち、図２（Ｃ）に示す通過特性となる。

上記構成からなる実施形態の作用について、以下に説明する。

既に述べたように、図５に示した２種の従来技術のうち、ブロック９２に示す構成を用いた場合、出力端子６の信号波形は、図３の６ｂに示す形状となっている。一方、ブロック９２に示す回路を用いる場合、端子１６から出力端子６までの信号経路における通過特性は平坦であるので、端子１６に導かれるデジタル音声信号の波形は、６ｂに示す形状に近似した形状になっていると見なすことができる。このため、以下では、図１に示す端子１６に導かれる波形は、６ｂに示す形状になっているとして説明を行う。

フィルタ用インダクタＬ１とフィルタ用コンデンサＣ２とからなるフィルタ（以下では、補正用フィルタと称する）の共振周波数は、既に述べたように、約５５ＭＨｚとなっている（図２のｆ０により示す）。そして、この共振周波数の５５ＭＨｚは、デジタル音声信号の周波数（パルス間隔を周期と見なすときの周波数）の２０倍〜３０倍の周波数となっている。また、補正用フィルタの通過特性は、ローパスフィルタとしての特性と、バンドパスフィルタとしての特性との双方を併せ持った特性となっている。

以上のことから、共振周波数の近傍におけるスペクトル成分は増強される。また、共振周波数より周波数が高くなる側においては、スペクトル成分は抑制される。このため、以下に示す作用が生じることになる。

デジタル音声信号の周波数の２０〜３０倍の周波数範囲におけるスペクトル成分は、出力端子６から送出されるデジタル音声信号のパルスにおける立ち上がり速度や立ち下がり速度に強く関係する成分となっている。従って、補正用フィルタによって、デジタル音声信号の周波数の２０〜３０倍の周波数範囲におけるスペクトル成分が増強される（図４（Ａ）の７１ｂにより示したスペクトル成分が増強されて、（Ｂ）の７１ｃにより示したスペクトル成分になる）と、出力端子６から送出されるパルスの立ち上がりや立ち下がりの特性が改善されることになる。このため、出力端子６から出力されるデジタル音声信号の波形は、図３の６ｃに示す形状となり、立ち上がり期間ｔ１ｃは、端子１６に入力されるデジタル音声信号の立ち上がり期間ｔ１ｂより短くなる。また、同様に、デジタル音声信号６ｃにおける立ち下がり期間ｔ２ｃは、端子１６に入力されるデジタル音声信号の立ち下がり期間ｔ２ｂより短くなる。

また、端子１６に導かれたデジタル音声信号におけるオーバーシュート６１ｂやアンダーシュート６２ｂは、デジタル音声回路４の出力端子から端子１６までの信号経路における通過特性が、デジタル音声信号の周波数の２０〜３０倍の周波数範囲において、減衰を与える特性となっている（通過特性が、周波数の高い側にまで充分に延びていない特性となっている）ために生じている。従って、デジタル音声信号の周波数の２０〜３０倍の周波数範囲におけるスペクトル成分が増強されると、オーバーシュートやアンダーシュートは、６１ｃ、６２ｃに示したように、そのレベルが抑制されることになる。

また、共振周波数より周波数が高くなる側においては、スペクトル成分は抑制されるので、出力端子６から送出されるデジタル音声信号のスペクトル成分の分布は、図４の（Ｂ）に示すようになる。すなわち、９０〜１０８ＭＨｚの範囲におけるスペクトル成分は、補正用フィルタによって減衰される。従って、端子１６に導かれた信号においては、レベルが強かった９０〜１０８ＭＨｚの範囲のスペクトル成分７２ｂは、補正用フィルタによって減衰を与えられ、７２ｃに示すレベルまで低減する。また、１７０〜２００ＭＨｚの近傍におけるスペクトル成分も、補正用フィルタによって減衰される。従って、端子１６に導かれた信号においては、レベルが強かったスペクトル成分７３ｂも、補正用フィルタによって減衰を与えられ、７３ｃに示すレベルまで低減する。つまり、不要輻射のレベルが、規格値を充分に満たす値となる。

なお、本考案は上記実施形態に限定されず、ＺｅとＺｆとの関係については、ＺｆをＺｅの約１８倍とした場合について説明したが、その他の関係として、ＺｆをＺｅの３倍〜３０倍の範囲とするときでは、同様の効果を得ることができる。

本考案に係るパルス信号の波形なまり補正回路の一実施形態を有する光ディスク再生装置（ＤＶＤ再生装置）のデジタル音声信号の経路の電気的接続を示す回路図である。インダクタとコンデンサとにより構成されるフィルタの入力インピーダンスと、前記フィルタを駆動する駆動インピーダンスとの比率の変化に伴う通過特性の変化を示す説明図である。従来技術において出力されるデジタル音声信号の波形と、実施形態において出力されるデジタル音声信号の波形とを示す説明図である。従来技術において出力されるデジタル音声信号のスペクトル成分の分布と、実施形態において出力されるデジタル音声信号のスペクトル成分の分布とを示す説明図である。従来技術におけるデジタル音声信号の信号経路の電気的接続を示す回路図である。インダクタとコンデンサとからなるフィルタの周波数特性の変化の説明のために参照した回路図である。

符号の説明

１第１のプリント配線基板
２第２のプリント配線基板
３信号処理ＩＣ
１１プリント配線パターン
１２信号線
Ｃ２フィルタ用コンデンサ
Ｌ１フィルタ用インダクタ
Ｌ３ビーズコア
Ｑ１第１のトランジスタ
Ｑ２第２のトランジスタ
Ｒ１ベース抵抗

Claims

デジタル音声信号を出力する信号処理ＩＣとデジタル音声信号の高調波を低減する素子とが設けられた第１のプリント配線基板を有するＤＶＤ再生装置におけるデジタル音声信号の信号経路に設けられたパルス信号の波形なまり補正回路において、
そのベースにはデジタル音声信号であるパルス信号が導かれ、エミッタからパルス信号を出力する第１のトランジスタと、
第１のトランジスタのエミッタに一方の端子が接続されたフィルタ用インダクタと、
フィルタ用インダクタの他方の端子と接地レベルとの間に接続されたフィルタ用コンデンサと、
そのベースにはフィルタ用インダクタの他方の端子が接続された第２のトランジスタとを備え、
フィルタ用インダクタの側から第１のトランジスタのエミッタを見たときのインピーダンスが、第１のトランジスタのエミッタの側からフィルタ用インダクタを見たときのインピーダンスより小さくされ、
第１のトランジスタとフィルタ用インダクタとフィルタ用コンデンサと第２のトランジスタとは、第１のプリント配線基板にデジタル音声信号を伝送する信号線を介して接続された第２のプリント配線基板に設けられていることを特徴とするパルス信号の波形なまり補正回路。
デジタル音声信号の信号経路に設けられたパルス信号の波形なまり補正回路において、
そのベースにはデジタル音声信号であるパルス信号が導かれ、エミッタからパルス信号を出力する第１のトランジスタと、
第１のトランジスタのエミッタに一方の端子が接続されたフィルタ用インダクタと、
フィルタ用インダクタの他方の端子と接地レベルとの間に接続されたフィルタ用コンデンサと、
そのベースにはフィルタ用インダクタの他方の端子が接続された第２のトランジスタとを備え、
フィルタ用インダクタの側から第１のトランジスタのエミッタを見たときのインピーダンスが、第１のトランジスタのエミッタの側からフィルタ用インダクタを見たときのインピーダンスより小さくされていることを特徴とするパルス信号の波形なまり補正回路。
第１のトランジスタとフィルタ用インダクタとフィルタ用コンデンサと第２のトランジスタとは、デジタル音声信号を出力する信号処理ＩＣとデジタル音声信号における高調波を低減する素子とが設けられた第１のプリント配線基板に、デジタル音声信号を伝送する信号線を介して接続された第２のプリント配線基板に設けられていることを特徴とする請求項２記載のパルス信号の波形なまり補正回路。