JP3100637B2 - 多重位相並列処理を持つディジタルビームフォーマ - Google Patents
多重位相並列処理を持つディジタルビームフォーマInfo
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- JP3100637B2 JP3100637B2 JP06522106A JP52210694A JP3100637B2 JP 3100637 B2 JP3100637 B2 JP 3100637B2 JP 06522106 A JP06522106 A JP 06522106A JP 52210694 A JP52210694 A JP 52210694A JP 3100637 B2 JP3100637 B2 JP 3100637B2
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- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10K—SOUND-PRODUCING DEVICES; METHODS OR DEVICES FOR PROTECTING AGAINST, OR FOR DAMPING, NOISE OR OTHER ACOUSTIC WAVES IN GENERAL; ACOUSTICS NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G10K11/00—Methods or devices for transmitting, conducting or directing sound in general; Methods or devices for protecting against, or for damping, noise or other acoustic waves in general
- G10K11/18—Methods or devices for transmitting, conducting or directing sound
- G10K11/26—Sound-focusing or directing, e.g. scanning
- G10K11/34—Sound-focusing or directing, e.g. scanning using electrical steering of transducer arrays, e.g. beam steering
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- Ultra Sonic Daignosis Equipment (AREA)
- Investigating Or Analyzing Materials By The Use Of Ultrasonic Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 関係する出願との参照関係 本出願と同じ代理人に委託され、そしてこれと同時に
出願された、部分的なビーム形成と題する、米国特許出
願第93 Ｐ 7417号が、関係する出願である。
出願された、部分的なビーム形成と題する、米国特許出
願第93 Ｐ 7417号が、関係する出願である。
発明の背景 1.発明の分野 本発明は、ディジタル信号処理技術、すなわちアナロ
グ−ディジタルコンバータ、ディジタルメモリ、加算
器、乗算器、フィルタ等、を用いる時間ドメイン受信ビ
ームフォーマに、そしてより特定化すれば、医療用超音
波診断装置内のディジタル受信ビーム形成のための装置
に関する。
グ−ディジタルコンバータ、ディジタルメモリ、加算
器、乗算器、フィルタ等、を用いる時間ドメイン受信ビ
ームフォーマに、そしてより特定化すれば、医療用超音
波診断装置内のディジタル受信ビーム形成のための装置
に関する。
2.本発明の背景 装置内のビーム形成の目的は、他の場所からのノイズ
および干渉信号の存在する中にあって、望ましい場所か
ら到達した信号の受信を改善するために狭いビームを形
成することにある。ビーム形成は、エネルギー送信また
は受信の間に実行される。本発明は、受信の間のビーム
の形成に関する。
および干渉信号の存在する中にあって、望ましい場所か
ら到達した信号の受信を改善するために狭いビームを形
成することにある。ビーム形成は、エネルギー送信また
は受信の間に実行される。本発明は、受信の間のビーム
の形成に関する。
ビーム形成は多くの用途、すなわちレーダー、ソナ
ー、通信、地球物理学、宇宙物理学等、において有益で
ある。本発明は、超音波結像におけるビーム形成に関す
る。医療用超音波結像装置を用いて、患者の身体内の解
剖学的構造が表示され、そして分析されることができ
る。この装置は、極めて高い周波数（標準的には2MHzか
ら10MHz）の音波を患者内に送信し、そして次に試験さ
れている身体内の構造から反射されたエコーを処理す
る。この装置の目的は、戻ってきたエコーを表示および
／または分析することである。医療用超音波診断装置に
よって用いられるディスプレイには多くの型式が存在す
るが、おそらく最も一般的に使用されているものの１つ
は、試験されている解剖学的構造の選択された断面の二
次元イメージである。動作のこの重要なモードは、エコ
ーまたはＢモードと呼ばれている。動作のこのモードを
用いて、患者の中のかなりの数の解剖学的欠陥が検出さ
れる。さらに、そのような欠陥のサイズもよりまたはわ
ずかに精密に決定することができる。動作のこのモード
においては、選択された断面からの全てのエコーが処理
され、そして表示される。動作のこのモードにおける実
行に関して最もクリティカルな動作パラメータは、分解
能セルのサイズである。分解能セルのサイズは、ダイナ
ミックな焦点あわせおよびダイナミックな（整合され
た）フィルタを設けることによって減少（それによって
分解能を向上させる）させることができる。これらの技
術はアナログビームフォーマよりもディジタルビームフ
ォーマにおいて設ける方が容易である。
ー、通信、地球物理学、宇宙物理学等、において有益で
ある。本発明は、超音波結像におけるビーム形成に関す
る。医療用超音波結像装置を用いて、患者の身体内の解
剖学的構造が表示され、そして分析されることができ
る。この装置は、極めて高い周波数（標準的には2MHzか
ら10MHz）の音波を患者内に送信し、そして次に試験さ
れている身体内の構造から反射されたエコーを処理す
る。この装置の目的は、戻ってきたエコーを表示および
／または分析することである。医療用超音波診断装置に
よって用いられるディスプレイには多くの型式が存在す
るが、おそらく最も一般的に使用されているものの１つ
は、試験されている解剖学的構造の選択された断面の二
次元イメージである。動作のこの重要なモードは、エコ
ーまたはＢモードと呼ばれている。動作のこのモードを
用いて、患者の中のかなりの数の解剖学的欠陥が検出さ
れる。さらに、そのような欠陥のサイズもよりまたはわ
ずかに精密に決定することができる。動作のこのモード
においては、選択された断面からの全てのエコーが処理
され、そして表示される。動作のこのモードにおける実
行に関して最もクリティカルな動作パラメータは、分解
能セルのサイズである。分解能セルのサイズは、ダイナ
ミックな焦点あわせおよびダイナミックな（整合され
た）フィルタを設けることによって減少（それによって
分解能を向上させる）させることができる。これらの技
術はアナログビームフォーマよりもディジタルビームフ
ォーマにおいて設ける方が容易である。
幾つかの診療用途においては、解剖学的欠陥は比較的
小さく、そして大きなエコーによって影が投じられる。
しかし、血管内または付近の小さな解剖学的欠陥は、欠
陥内を流れる速度における比較的大きな変化を生じさせ
ることによってそれ自体明らかにされる。ドップラーシ
フトエコー処理技術が移動する物体の速度を決めるため
に用いられることは知られている。血液流に関するドッ
プラーシフトの表示は、比較的小さな解剖学上の異常を
より容易に検出することを可能とする。キムによって出
願された米国特許第4,800,891号において説明されてい
るような、カラーフローとして今や一般的に知られてい
る、動作のこのモードは、血液速度に関するドップラー
情報を解剖学的構造の大きな選択された断面から収集す
ることを可能としている。しかし、充分に高いフレーム
レートにおいて正確な高い分解能をもって血液流イメー
ジを出現させるために充分な超音波データを得ることは
難しい。小さな断面領域から血液流の速度に関するより
精密なドップラー情報を得るためには、例えば、1986年
６月に発行されたヒューレットパッカートジャーナルの
35ページから40ページに示されているハルバーグとシー
レによる文献から知られるような、ドップラー処理技術
が用いられる。この技術を用いることによって、より多
くの時間を選択された小さな領域に振り向けることが可
能となった。このドップラーデータは普通FFT技術によ
って処理され、そしてスペクトルによって表示される。
ドップラーデータはまた可聴信号としても提供される。
小さく、そして大きなエコーによって影が投じられる。
しかし、血管内または付近の小さな解剖学的欠陥は、欠
陥内を流れる速度における比較的大きな変化を生じさせ
ることによってそれ自体明らかにされる。ドップラーシ
フトエコー処理技術が移動する物体の速度を決めるため
に用いられることは知られている。血液流に関するドッ
プラーシフトの表示は、比較的小さな解剖学上の異常を
より容易に検出することを可能とする。キムによって出
願された米国特許第4,800,891号において説明されてい
るような、カラーフローとして今や一般的に知られてい
る、動作のこのモードは、血液速度に関するドップラー
情報を解剖学的構造の大きな選択された断面から収集す
ることを可能としている。しかし、充分に高いフレーム
レートにおいて正確な高い分解能をもって血液流イメー
ジを出現させるために充分な超音波データを得ることは
難しい。小さな断面領域から血液流の速度に関するより
精密なドップラー情報を得るためには、例えば、1986年
６月に発行されたヒューレットパッカートジャーナルの
35ページから40ページに示されているハルバーグとシー
レによる文献から知られるような、ドップラー処理技術
が用いられる。この技術を用いることによって、より多
くの時間を選択された小さな領域に振り向けることが可
能となった。このドップラーデータは普通FFT技術によ
って処理され、そしてスペクトルによって表示される。
ドップラーデータはまた可聴信号としても提供される。
ビーム形成の品質は、超音波結像装置の動作のこれま
で説明されたモードの正確さ、分解能および他のパラメ
ータに大きな影響を与える。一般的なビームフォーマ
は、特定の方向から超音波ビームフォーマ上に入射する
超音波圧力場の信号伝搬遅延に整合させるために、電子
的な時間遅延を備えている。この時間遅延（または空間
的処理）は、背景ノイズおよび方向性干渉に関するコヒ
ーレント波面の振幅を拡大させる。アナログビームフォ
ーマにおいては、このことはアナログ遅延線および加算
ネットワークを用いて行われる。これらのアナログコン
ポーネントは、多くの異なる方法において最近の超音波
診断装置を制限しており、（そしてそのためにこれは望
ましいことではない）。それらは比較的高価であり、不
安定であり、そして環境条件および経年によって影響さ
れる。アナログコンポーネントはまた、注意深い製造お
よび組立を必要とする。アナログ遅延線の使用もまた、
最近の超音波装置の望ましい柔軟性を制限する。前に説
明された動作の主要なモードをサポートするために、ア
ナログビームフォーマにおいては多くの妥協が行われて
きた。さらにまた、リアルタイムの超音波装置のフレー
ムレートを増加させるために必要な、並列処理は、もし
ビームフォーマがアナログ処理技術を用いて行われるの
であれば、極めて高価なものである。
で説明されたモードの正確さ、分解能および他のパラメ
ータに大きな影響を与える。一般的なビームフォーマ
は、特定の方向から超音波ビームフォーマ上に入射する
超音波圧力場の信号伝搬遅延に整合させるために、電子
的な時間遅延を備えている。この時間遅延（または空間
的処理）は、背景ノイズおよび方向性干渉に関するコヒ
ーレント波面の振幅を拡大させる。アナログビームフォ
ーマにおいては、このことはアナログ遅延線および加算
ネットワークを用いて行われる。これらのアナログコン
ポーネントは、多くの異なる方法において最近の超音波
診断装置を制限しており、（そしてそのためにこれは望
ましいことではない）。それらは比較的高価であり、不
安定であり、そして環境条件および経年によって影響さ
れる。アナログコンポーネントはまた、注意深い製造お
よび組立を必要とする。アナログ遅延線の使用もまた、
最近の超音波装置の望ましい柔軟性を制限する。前に説
明された動作の主要なモードをサポートするために、ア
ナログビームフォーマにおいては多くの妥協が行われて
きた。さらにまた、リアルタイムの超音波装置のフレー
ムレートを増加させるために必要な、並列処理は、もし
ビームフォーマがアナログ処理技術を用いて行われるの
であれば、極めて高価なものである。
ディジタルコンポーネントの特性および信頼性の向上
およびコストの減少は、古典的アナログビーム形成に比
較してディジタルビーム形成がより多く選択される可能
性を示している。精密さ、安定性および柔軟性は、ディ
ジタル信号処理技術の主要な利点である。現在の標準的
なディジタル回路は、30MHzを越えるナイキストレート
で働くことができる。それらのサンプリング周波数は最
近の超音波信号のRFサンプリングおよび一次的処理のた
めには充分に高いものである。しかし、ディジタルビー
ムフォーマにおける伝搬遅延に適切に整合させるために
必要とされるサンプリングレートは、正確な信号再構築
のためにはナイキストレートよりも数倍大きなものであ
り、すなわちこれは100MHzを越えるものである。必要と
される精密さに結合されたそれらの処理速度は、現在利
用できるアナログ−ディジタルコンバータ（ADC）の実
行れレベルよりも上にある。残りのディジタル機能（例
えばADC以外）は、標準的なディジタルコンポーネント
を用いる並列処理によってそれらの速度において実行す
ることが可能である。
およびコストの減少は、古典的アナログビーム形成に比
較してディジタルビーム形成がより多く選択される可能
性を示している。精密さ、安定性および柔軟性は、ディ
ジタル信号処理技術の主要な利点である。現在の標準的
なディジタル回路は、30MHzを越えるナイキストレート
で働くことができる。それらのサンプリング周波数は最
近の超音波信号のRFサンプリングおよび一次的処理のた
めには充分に高いものである。しかし、ディジタルビー
ムフォーマにおける伝搬遅延に適切に整合させるために
必要とされるサンプリングレートは、正確な信号再構築
のためにはナイキストレートよりも数倍大きなものであ
り、すなわちこれは100MHzを越えるものである。必要と
される精密さに結合されたそれらの処理速度は、現在利
用できるアナログ−ディジタルコンバータ（ADC）の実
行れレベルよりも上にある。残りのディジタル機能（例
えばADC以外）は、標準的なディジタルコンポーネント
を用いる並列処理によってそれらの速度において実行す
ることが可能である。
1979年６月に発行されたIEEEの会報、第67巻第６号の
904ページ−919ページに載せられている論文においてプ
リドハムおよびムッチによって提案された方法は、ディ
ジタル補間を使用することによりディジタルビーム形成
におけるADCのために必要とされる高速サンプリングを
容易にした。受け取られたエコーは、ナイキスト周波
数、f0、を満足するかまたはそれを越える間隔において
サンプルされることのみが必要である。ADCサンプリン
グレートにおけるこの節減のための価格は、ディジタル
処理要求において相応して増加する。ビーム形成のため
に必要とされる微細遅延の増加は、ディジタル補間を用
いて発現される。公知のように、ディジタル補間の前
に、データはゼロにパッドされ（例えばデータにゼロが
散在され）る必要があり、これによってデータレートが
向上される。プリドハムおよびムッチは、２つの代替的
アプローチを提案した。その第１は、プレビーム形成補
間アプローチであり、各受け取られたチャンネルに関す
る補間フィルタがADCおよびゼロパッディング回路の後
に、しかしビーム形成回路の前に設けられる。第２は、
ポストビーム形成補間アプローチであり、補間フィルタ
はビーム形成の後に設けられる。ビーム形成の後のフィ
ルタリングは、ビーム形成は線形動作であるために可能
である。第１のアプローチにおいては、信号処理要求
は、補間フィルタが各受け取られたチャンネルに関して
必要であるために、理想的ではない。第２のアプローチ
においては、フィルタリングが各チャンネルに関してよ
りも単に一度だけ行われるので、第１のアプローチにお
いて必要とされる処理と比較すれば補間フィルタリング
のために必要とされるディジタル処理は減少する。ディ
ジタル処理要求は補間フィルタを、ディジタルビームフ
ォーマの後の受信回路のディジタルフィルタ内に組み合
わせることによってさらに減少する。しかし、ビーム形
成信号処理は、ビームフォーマ処理レート（すなわち必
要とされる時間遅延を発生するために必要となるレー
ト）が信号ナイキストレートよりもかなり高いために、
理想的なものではない。
904ページ−919ページに載せられている論文においてプ
リドハムおよびムッチによって提案された方法は、ディ
ジタル補間を使用することによりディジタルビーム形成
におけるADCのために必要とされる高速サンプリングを
容易にした。受け取られたエコーは、ナイキスト周波
数、f0、を満足するかまたはそれを越える間隔において
サンプルされることのみが必要である。ADCサンプリン
グレートにおけるこの節減のための価格は、ディジタル
処理要求において相応して増加する。ビーム形成のため
に必要とされる微細遅延の増加は、ディジタル補間を用
いて発現される。公知のように、ディジタル補間の前
に、データはゼロにパッドされ（例えばデータにゼロが
散在され）る必要があり、これによってデータレートが
向上される。プリドハムおよびムッチは、２つの代替的
アプローチを提案した。その第１は、プレビーム形成補
間アプローチであり、各受け取られたチャンネルに関す
る補間フィルタがADCおよびゼロパッディング回路の後
に、しかしビーム形成回路の前に設けられる。第２は、
ポストビーム形成補間アプローチであり、補間フィルタ
はビーム形成の後に設けられる。ビーム形成の後のフィ
ルタリングは、ビーム形成は線形動作であるために可能
である。第１のアプローチにおいては、信号処理要求
は、補間フィルタが各受け取られたチャンネルに関して
必要であるために、理想的ではない。第２のアプローチ
においては、フィルタリングが各チャンネルに関してよ
りも単に一度だけ行われるので、第１のアプローチにお
いて必要とされる処理と比較すれば補間フィルタリング
のために必要とされるディジタル処理は減少する。ディ
ジタル処理要求は補間フィルタを、ディジタルビームフ
ォーマの後の受信回路のディジタルフィルタ内に組み合
わせることによってさらに減少する。しかし、ビーム形
成信号処理は、ビームフォーマ処理レート（すなわち必
要とされる時間遅延を発生するために必要となるレー
ト）が信号ナイキストレートよりもかなり高いために、
理想的なものではない。
装置が信号ナイキストレートにおいて動作するディジ
タル回路によって作り上げられることができるように、
信号処理レートを最小化するディジタルビーム形成のた
めの装置を提供することが、本発明の１つの目的であ
る。超音波診断装置内にそのような装置を組み合わせる
ことは、ディジタルビーム形成の全ての利点、すなわち
動作の種々のモードの柔軟性、並列チャンネルビーム形
成、ダイナミック焦点あわせ、整合されたフィルタリン
グ等を、信号処理データレートを最小にして提供できる
ものである。
タル回路によって作り上げられることができるように、
信号処理レートを最小化するディジタルビーム形成のた
めの装置を提供することが、本発明の１つの目的であ
る。超音波診断装置内にそのような装置を組み合わせる
ことは、ディジタルビーム形成の全ての利点、すなわち
動作の種々のモードの柔軟性、並列チャンネルビーム形
成、ダイナミック焦点あわせ、整合されたフィルタリン
グ等を、信号処理データレートを最小にして提供できる
ものである。
発明の概要 本発明の原理によれば、発明者によって取り上げられ
た利点は、ディジタルビームフォーマにおけるディジタ
ルハードウェアの動作の速度は信号データの多重位相を
設け、そして次にＮ並列加算パスにおいて多重位相デー
タを処理することによって減少させることができるとい
う事実に基づいている。この技術によれば、必要なビー
ム形成遅延を形成するための個々のディジタル回路の動
作の速度は一般的なポストビーム形成補間計画に比べて
増加することはなく、その結果、これによって実行デー
タレートが係数Ｎだけ増加し、そして係数Ｎだけ遅延量
子化エラーが減少するという結果をもたらす。
た利点は、ディジタルビームフォーマにおけるディジタ
ルハードウェアの動作の速度は信号データの多重位相を
設け、そして次にＮ並列加算パスにおいて多重位相デー
タを処理することによって減少させることができるとい
う事実に基づいている。この技術によれば、必要なビー
ム形成遅延を形成するための個々のディジタル回路の動
作の速度は一般的なポストビーム形成補間計画に比べて
増加することはなく、その結果、これによって実行デー
タレートが係数Ｎだけ増加し、そして係数Ｎだけ遅延量
子化エラーが減少するという結果をもたらす。
本発明の別の特色によれば、並列加算パス内の多重デ
ータは、データ加算、データパスおよびビーム形成回路
の試験を単純化するためにシリアル加算される。
ータは、データ加算、データパスおよびビーム形成回路
の試験を単純化するためにシリアル加算される。
本発明の更に別の特色によれば、並列処理のための通
常のペナルティ、つまり動作の複雑さ、は並列加算パス
内の冗長性の都合良い使用によって回避される。データ
加算のために必要とされる回路は、並列加算パスのすべ
てに対して同じ加算回路を多重使用することにより減少
される。
常のペナルティ、つまり動作の複雑さ、は並列加算パス
内の冗長性の都合良い使用によって回避される。データ
加算のために必要とされる回路は、並列加算パスのすべ
てに対して同じ加算回路を多重使用することにより減少
される。
本発明のこれらの、そして別の特色と利点とは、望ま
しい実施例の以下の説明から、そして請求の範囲から、
明らかになるであろう。
しい実施例の以下の説明から、そして請求の範囲から、
明らかになるであろう。
本発明を充分に理解するために、本発明の望ましい実
施例の以下の詳細な説明と、そして添付図面が備えられ
ている。
施例の以下の詳細な説明と、そして添付図面が備えられ
ている。
図面類の簡単な説明 第１図は、ディジタルビームフォーマおよび、各受信
チャンネルからのデータサンプルのシリアル加算を持
つ、従来技術による超音波結像装置を描いた機能ブロッ
ク図であり、 第２図は、ヒルトイン試験回路に含まれるように変更
された第１図のディジタルビームフォーマにおけるデー
タサンプルのシリアル加算を形成する機能ブロック図で
あり、 第３図は、本発明の原理によって構成されたディジタ
ルビームフォーマのための多重位相並列処理装置を機能
ブロック図として描いた図であり、これは第１図の実施
例と比較すると、ビーム形成の精密さを二重化するため
の装置の図であり、 第４図は、第３図に描かれているように本発明の原理
によって構成された、しかし４位相データおよび４並列
加算パスを持つ、ディジタルビームフォーマのためのダ
イナミック遅延時間コントローラのブロック図であり、 第５図は、本発明によってビーム形成を行うために、
第４図に示された４つの位相の別々の１つずつに、３つ
の隣接する受信チャンネルのための連続するデータサン
プルの割り当てを絵画的に示した図であり、 第６図は、第４図に示されたディジタルビームフォー
マのためのデータサンプルの整列、補間、およびデシメ
ーションのために使用される、FIRフィルタの詳細なブ
ロック図であり、 第７図は、部分的なビームフォーマおよび、各部分的
なビームフォーマからの信号サンプルのシリアル加算を
含む、本発明のさらに別の特色によって構成されたディ
ジタルビームフォーマの機能ブロック図である。
チャンネルからのデータサンプルのシリアル加算を持
つ、従来技術による超音波結像装置を描いた機能ブロッ
ク図であり、 第２図は、ヒルトイン試験回路に含まれるように変更
された第１図のディジタルビームフォーマにおけるデー
タサンプルのシリアル加算を形成する機能ブロック図で
あり、 第３図は、本発明の原理によって構成されたディジタ
ルビームフォーマのための多重位相並列処理装置を機能
ブロック図として描いた図であり、これは第１図の実施
例と比較すると、ビーム形成の精密さを二重化するため
の装置の図であり、 第４図は、第３図に描かれているように本発明の原理
によって構成された、しかし４位相データおよび４並列
加算パスを持つ、ディジタルビームフォーマのためのダ
イナミック遅延時間コントローラのブロック図であり、 第５図は、本発明によってビーム形成を行うために、
第４図に示された４つの位相の別々の１つずつに、３つ
の隣接する受信チャンネルのための連続するデータサン
プルの割り当てを絵画的に示した図であり、 第６図は、第４図に示されたディジタルビームフォー
マのためのデータサンプルの整列、補間、およびデシメ
ーションのために使用される、FIRフィルタの詳細なブ
ロック図であり、 第７図は、部分的なビームフォーマおよび、各部分的
なビームフォーマからの信号サンプルのシリアル加算を
含む、本発明のさらに別の特色によって構成されたディ
ジタルビームフォーマの機能ブロック図である。
望ましい実施例の詳細な説明 最近の医療用超音波装置は、多重トランスジューサ素
子を持つプローブを使用しており、そしてそのため多重
信号処理チャンネルを持つビームフォーマを有してい
る。チャンネルの数は64、128、および256にさえもなる
ことがある。ビームフォーマ信号処理チャンネルの全て
を単独の回路ボード上に設けることは一般的には実際的
ではない。このため、受信ビームフォーマは普通、幾つ
かのグループに分割される。各グループは、幾つかの数
の受信チャンネル（例えば８または16チャンネル）を含
む部分的なビームフォーマである。ターゲットからのエ
コー信号は、プローブのトランスジューサ素子によって
受け取られる。各素子は、異なる受信チャンネルに接続
される。各受信チャンネルにおいて、トランスジューサ
素子からの信号は増幅され、そして次に一様なレート、
f0、においてディジタル化される。
子を持つプローブを使用しており、そしてそのため多重
信号処理チャンネルを持つビームフォーマを有してい
る。チャンネルの数は64、128、および256にさえもなる
ことがある。ビームフォーマ信号処理チャンネルの全て
を単独の回路ボード上に設けることは一般的には実際的
ではない。このため、受信ビームフォーマは普通、幾つ
かのグループに分割される。各グループは、幾つかの数
の受信チャンネル（例えば８または16チャンネル）を含
む部分的なビームフォーマである。ターゲットからのエ
コー信号は、プローブのトランスジューサ素子によって
受け取られる。各素子は、異なる受信チャンネルに接続
される。各受信チャンネルにおいて、トランスジューサ
素子からの信号は増幅され、そして次に一様なレート、
f0、においてディジタル化される。
シリアルデータ加算パスを含むビームフォーマを持つ
電子操作型超音波診断装置が、第１図に示されている超
音波プローブ１は、トランスジューサ素子T1からTMのア
レーからなっている。説明を単純化するためにＭ＝４と
仮定するが、しかし前に説明されたようにこれはより大
きなものであることができる。４つのパルスジェネレー
タ10から13は、よく知られているように、素子T1からT4
は試験される身体の組織内に超音波信号を送信させるよ
う、トリガ信号によって一般的な駆動パルスを発生す
る。試験される組織内から反射された超音波エコー信号
は、同じトランスジューサ素子T1からT4によって受け取
られる。エコーに応じて各素子から発現された信号は、
増幅器14から17のそれぞれの１つによって増幅され、そ
して次に並列受信チャンネル２から５において、一様な
レート、f0、でADC20から23のそれぞれの１つによって
ディジタル化される。並列な受信チャンネルから受信さ
れたディジタルデータは、メモリ24から27にそれぞれ蓄
積される。メモリ24から27、から読み出されたデータ
は、加算器30から33を含むシリアル加算パスによって先
行する並列受信チャンネルからのデータに直列的に加え
られる。加算器出力における和は、次のチャンネルにそ
れらが送られる前にラッチ34から37によって一次的に蓄
積される。加算器30−33によるデータのシリアル加算で
生じる信号処理時間遅延を配慮し、そして補償するため
に、時間遅延がメモリ24から27の読み出しまたは書き込
みを遅延させることによって発現される。シリアル加算
は信号処理データパスを単純化させる。最後の加算器33
の出力に発現される形成されたビーム信号は、検出器６
によって検出される。ディスプレイ９上にデータを示す
ために、よく知られているように、ディジタルスキャン
コンバータ（DSC）を用いてディジタルデータ信号をビ
デオ信号に変換することが必要である。装置の全ての制
御はコントローラ８によって発生される制御信号によっ
て行われる。
電子操作型超音波診断装置が、第１図に示されている超
音波プローブ１は、トランスジューサ素子T1からTMのア
レーからなっている。説明を単純化するためにＭ＝４と
仮定するが、しかし前に説明されたようにこれはより大
きなものであることができる。４つのパルスジェネレー
タ10から13は、よく知られているように、素子T1からT4
は試験される身体の組織内に超音波信号を送信させるよ
う、トリガ信号によって一般的な駆動パルスを発生す
る。試験される組織内から反射された超音波エコー信号
は、同じトランスジューサ素子T1からT4によって受け取
られる。エコーに応じて各素子から発現された信号は、
増幅器14から17のそれぞれの１つによって増幅され、そ
して次に並列受信チャンネル２から５において、一様な
レート、f0、でADC20から23のそれぞれの１つによって
ディジタル化される。並列な受信チャンネルから受信さ
れたディジタルデータは、メモリ24から27にそれぞれ蓄
積される。メモリ24から27、から読み出されたデータ
は、加算器30から33を含むシリアル加算パスによって先
行する並列受信チャンネルからのデータに直列的に加え
られる。加算器出力における和は、次のチャンネルにそ
れらが送られる前にラッチ34から37によって一次的に蓄
積される。加算器30−33によるデータのシリアル加算で
生じる信号処理時間遅延を配慮し、そして補償するため
に、時間遅延がメモリ24から27の読み出しまたは書き込
みを遅延させることによって発現される。シリアル加算
は信号処理データパスを単純化させる。最後の加算器33
の出力に発現される形成されたビーム信号は、検出器６
によって検出される。ディスプレイ９上にデータを示す
ために、よく知られているように、ディジタルスキャン
コンバータ（DSC）を用いてディジタルデータ信号をビ
デオ信号に変換することが必要である。装置の全ての制
御はコントローラ８によって発生される制御信号によっ
て行われる。
第２図に示されるように、ビルトイン試験装置は、並
列受信チャンネルの各グループに関して備えられてい
る。データトランスミッタ44が、データ加算パスの最初
に接続され、そしてデータレシーバ45がデータ加算パス
の最後に接続される。コントローラ８は、データトラン
スミッタ44のためにディジタル試験データの前もって決
められたパターンをセットし、これは次にデータパスに
よって処理され、そしてデータレシーバ45によって受け
取られる。次にコントローラ８は、これがデータ加算の
後の予期されるデータと一致しているかどうかを知るた
めに、受信されたデータを分析する。ビーム形成モード
においては、メモリ24−27からのデータのシリアル加算
が乱されないようにするため、複数のゼロがデータトラ
ンスミッタ44によって発生される。
列受信チャンネルの各グループに関して備えられてい
る。データトランスミッタ44が、データ加算パスの最初
に接続され、そしてデータレシーバ45がデータ加算パス
の最後に接続される。コントローラ８は、データトラン
スミッタ44のためにディジタル試験データの前もって決
められたパターンをセットし、これは次にデータパスに
よって処理され、そしてデータレシーバ45によって受け
取られる。次にコントローラ８は、これがデータ加算の
後の予期されるデータと一致しているかどうかを知るた
めに、受信されたデータを分析する。ビーム形成モード
においては、メモリ24−27からのデータのシリアル加算
が乱されないようにするため、複数のゼロがデータトラ
ンスミッタ44によって発生される。
ダイナミック焦点あわせ遅延に関する量子化エラーを
よりわずかにするために、本発明の１つの特色によれ
ば、新しいビームフォーマ補間配置が備えられる。前に
説明されたように、一般的なビームフォーマ補間におい
ては、もしデータレートがＮの係数だけ増加するなら
ば、加算器の処理速度およびクロック周波数は、同じ係
数だけ増加する。より高い周波数クロックおよび高い速
度の加算器の使用を避けるために、新しいビームフォー
マ補間装置は、多重位相メモリ読み出し機構を用いてお
り、これは、１）量子化エラーを減少させ、そして２）
ビームフォーマ処理を通して同じクロック周波数、f0、
の使用を許容するものである。この装置を用いて、受信
チャンネルのグループは単独の補間デシメーションフィ
ルタを用いて組み合わせることができ、これによって受
信されたチャンネルの各グループを用いる部分的なビー
ムを形成する。
よりわずかにするために、本発明の１つの特色によれ
ば、新しいビームフォーマ補間配置が備えられる。前に
説明されたように、一般的なビームフォーマ補間におい
ては、もしデータレートがＮの係数だけ増加するなら
ば、加算器の処理速度およびクロック周波数は、同じ係
数だけ増加する。より高い周波数クロックおよび高い速
度の加算器の使用を避けるために、新しいビームフォー
マ補間装置は、多重位相メモリ読み出し機構を用いてお
り、これは、１）量子化エラーを減少させ、そして２）
ビームフォーマ処理を通して同じクロック周波数、f0、
の使用を許容するものである。この装置を用いて、受信
チャンネルのグループは単独の補間デシメーションフィ
ルタを用いて組み合わせることができ、これによって受
信されたチャンネルの各グループを用いる部分的なビー
ムを形成する。
多重位相メモリ読み出し装置を持つ新しいビームフォ
ーマが第３図に描かれている。メモリ24から27への書き
込みデータはサンプリングレート、すなわちf0、と同じ
レートでクロックされる。読み出しクロックもまた、f0
であるが、しかしこれは一様ではない。付加的遅延時間
が必要であるとき、読み出しは幾つかのクロックにおい
て停止する。このことは、1/f0の遅延時間調節、ここで
は粗遅延ユニットとして参照される、を与える。遅延時
間の量子化エラーをさらに減少させるために、読み出し
データはＮの並列加算パスP1およびP2（第３図において
はＮ＝２）内に蓄積され、粗遅延ユニットの（ｎ−１）
/Nの遅延時間を微調整、ｎ＝１、‥‥、Ｎ、する。各並
列加算パスは読み出しデータの異なる位相を表してい
る。このため、読み出しデータを次の位相にシフトする
ことによって、遅延調節は、1/（Ｎ f0）となり、ここ
では微遅延ユニットとして参照される。多重位相読み出
しを用いることによって、ダイナミック受信焦点あわせ
が微遅延ユニットを用いて調節されることが可能であ
る。与えられたチャンネルからの各データサンプルは位
相P1およびP2の単に一方に向けられる。しかし、選択さ
れた並列加算パスへデータを向ける前に、これを隣接チ
ャンネルからのデータサンプルに加えることが必要であ
る。セレクタ70から77、50から53、加算器30から33およ
びラッチ60から67は、並列加算パスに備えられたデータ
サンプルに関する方向付けおよびシリアル加算を実行す
る。例えば、メモリ25からのデータが位相P1に向けられ
るならば、位相P1のラッチ60からのデータはセレクタ51
を通して加算器31に渡される。同時に、セレクタ75は、
ラッチ64からの位相P2からのデータをラッチ65に与え
る。次に、セレクタ71は、加算器31からのデータを選択
し、そしてそのデータをラッチ61に向けさせる。コント
ローラ80−83はＮ位相のいずれに、メモリ25から27、か
らのデータが向けられるべきかを判断し、そしてそれに
従ってそれらに結びついているセレクタおよびラッチを
制御する。補間デシメーションフィルタ90は、多重位相
データを組み合わせ、そして次に超音波装置の残りの部
分に装置クロックレート、f0、において組み合わせられ
たデータを出力する。
ーマが第３図に描かれている。メモリ24から27への書き
込みデータはサンプリングレート、すなわちf0、と同じ
レートでクロックされる。読み出しクロックもまた、f0
であるが、しかしこれは一様ではない。付加的遅延時間
が必要であるとき、読み出しは幾つかのクロックにおい
て停止する。このことは、1/f0の遅延時間調節、ここで
は粗遅延ユニットとして参照される、を与える。遅延時
間の量子化エラーをさらに減少させるために、読み出し
データはＮの並列加算パスP1およびP2（第３図において
はＮ＝２）内に蓄積され、粗遅延ユニットの（ｎ−１）
/Nの遅延時間を微調整、ｎ＝１、‥‥、Ｎ、する。各並
列加算パスは読み出しデータの異なる位相を表してい
る。このため、読み出しデータを次の位相にシフトする
ことによって、遅延調節は、1/（Ｎ f0）となり、ここ
では微遅延ユニットとして参照される。多重位相読み出
しを用いることによって、ダイナミック受信焦点あわせ
が微遅延ユニットを用いて調節されることが可能であ
る。与えられたチャンネルからの各データサンプルは位
相P1およびP2の単に一方に向けられる。しかし、選択さ
れた並列加算パスへデータを向ける前に、これを隣接チ
ャンネルからのデータサンプルに加えることが必要であ
る。セレクタ70から77、50から53、加算器30から33およ
びラッチ60から67は、並列加算パスに備えられたデータ
サンプルに関する方向付けおよびシリアル加算を実行す
る。例えば、メモリ25からのデータが位相P1に向けられ
るならば、位相P1のラッチ60からのデータはセレクタ51
を通して加算器31に渡される。同時に、セレクタ75は、
ラッチ64からの位相P2からのデータをラッチ65に与え
る。次に、セレクタ71は、加算器31からのデータを選択
し、そしてそのデータをラッチ61に向けさせる。コント
ローラ80−83はＮ位相のいずれに、メモリ25から27、か
らのデータが向けられるべきかを判断し、そしてそれに
従ってそれらに結びついているセレクタおよびラッチを
制御する。補間デシメーションフィルタ90は、多重位相
データを組み合わせ、そして次に超音波装置の残りの部
分に装置クロックレート、f0、において組み合わせられ
たデータを出力する。
第４図は、４位相データ（P1からP4）、およびそのた
めエコーデータのために４並列加算パスを、そしてダイ
ナミック遅延時間コントローラ80を持つビームフォーマ
の望ましい実施例を示している。ダイナミック遅延時間
コントローラ80は、メモリ読み出し制御信号Ｒおよびセ
レクタ制御信号S1−S4を通して、各クロックにおいて各
チャンネルのために必要とされる位相情報を出力する。
例えば、もし与えられた時間において、与えられた受信
チャンネルに関するメモリ読み出し位相が位相P2である
と仮定すれば、P2加算パス上のデータ（そのデータは先
行するチャンネルから得られた）がセレクタ50を通過
し、そして加算器30を通して受信チャンネルｉからの新
しいデータ（これがFIFOメモリ28から読み出されたとき
に）に加えられる。加算器30からの和は、次にセレクタ
171を通して、次の並列受信チャンネル（ｉ＋１）によ
る使用のためにレディとなっているP2加算パスに戻る。
残りの並列加算パス（P1、P3およびP4）は、セレクタ17
0、172および173、ラッチ160、162および163を通して接
続され、これはそれら他の位相におけるｉ番目のチャン
ネルエコーデータに複数のゼロをパッディングするのと
等価である。こうして、遅延時間コントローラ80は、各
チャンネルメモリの各データサンプル読み出しに関する
位相を制御する。ビームフォーマにおける全てのチャン
ネルに関する焦点あわせ遅延データを蓄積するための参
照テーブル86を含むことができる遅延データメモリ85、
クロスポイントスイッチ87、およびシフトレジスタ88
（各受信チャンネルに関して１つのシフトレジスタ）
は、各チャンネルに関する１ビットデータ流を出力す
る。位相シフトパルスと呼ばれる遅延データメモリ85か
らの「１」は、付加的な微遅延時間ユニットが必要とさ
れていることを表し、そして位相シフトを生じさせる。
５ビットシフトレジスタ89（各受信チャンネルに関して
１つのレジスタ）は、位相情報セレクタ制御信号S1−S4
を発生し、そしてメモリ読み出し禁止信号Ｒがオアゲー
ト91およびf0クロックされたアンドゲート92を通して発
生される。５ビットレジスタ89においては一時には単に
１つのビットだけが「１」にセットされ、それによって
４つの位相のうちのいずれがｉ番目からのデータが向け
られるべきを示している。シフトレジスタがそのような
シフトパルスを受け入れる時にはいつでも、「１」シフ
トが右向きに発生し、それによって、位相P1から位相P2
へ、または位相P2から位相P3へ、または位相P3から位相
P4へ、の選択された位相変化が生じる。示されているよ
うに、オアゲート93およびアンドゲート94もまた、シフ
トレジスタの出力P4とそのシフト入力との間に結合され
ている。こうして、遅延データメモリ85から何の位相シ
フトパルスもなければ、セレクタ制御信号（S1−S4）は
変化しないままである。シフトレジスタにおける状態０
は一次的な状態である。位相P4が選択されたとき、
「１」は、一次的にシフトレジスタを状態４から状態０
にシフトさせる。次のクロックは、シフトレジスタ89へ
の入力への状態を、状態０から状態１に変化させる。シ
フトレジスタ89は、次の位相シフトパルス「１」がくる
まで状態１にとどまっている。状態が０のときのクロッ
ク周期の間、データはメモリ28から読み出されることな
く、そしてそのためメモリ28からのデータに関する遅延
の長さは、１だけ増加される。こうして、この機構によ
って、４つの微遅延ユニットは粗遅延ユニットを変化さ
せる。
めエコーデータのために４並列加算パスを、そしてダイ
ナミック遅延時間コントローラ80を持つビームフォーマ
の望ましい実施例を示している。ダイナミック遅延時間
コントローラ80は、メモリ読み出し制御信号Ｒおよびセ
レクタ制御信号S1−S4を通して、各クロックにおいて各
チャンネルのために必要とされる位相情報を出力する。
例えば、もし与えられた時間において、与えられた受信
チャンネルに関するメモリ読み出し位相が位相P2である
と仮定すれば、P2加算パス上のデータ（そのデータは先
行するチャンネルから得られた）がセレクタ50を通過
し、そして加算器30を通して受信チャンネルｉからの新
しいデータ（これがFIFOメモリ28から読み出されたとき
に）に加えられる。加算器30からの和は、次にセレクタ
171を通して、次の並列受信チャンネル（ｉ＋１）によ
る使用のためにレディとなっているP2加算パスに戻る。
残りの並列加算パス（P1、P3およびP4）は、セレクタ17
0、172および173、ラッチ160、162および163を通して接
続され、これはそれら他の位相におけるｉ番目のチャン
ネルエコーデータに複数のゼロをパッディングするのと
等価である。こうして、遅延時間コントローラ80は、各
チャンネルメモリの各データサンプル読み出しに関する
位相を制御する。ビームフォーマにおける全てのチャン
ネルに関する焦点あわせ遅延データを蓄積するための参
照テーブル86を含むことができる遅延データメモリ85、
クロスポイントスイッチ87、およびシフトレジスタ88
（各受信チャンネルに関して１つのシフトレジスタ）
は、各チャンネルに関する１ビットデータ流を出力す
る。位相シフトパルスと呼ばれる遅延データメモリ85か
らの「１」は、付加的な微遅延時間ユニットが必要とさ
れていることを表し、そして位相シフトを生じさせる。
５ビットシフトレジスタ89（各受信チャンネルに関して
１つのレジスタ）は、位相情報セレクタ制御信号S1−S4
を発生し、そしてメモリ読み出し禁止信号Ｒがオアゲー
ト91およびf0クロックされたアンドゲート92を通して発
生される。５ビットレジスタ89においては一時には単に
１つのビットだけが「１」にセットされ、それによって
４つの位相のうちのいずれがｉ番目からのデータが向け
られるべきを示している。シフトレジスタがそのような
シフトパルスを受け入れる時にはいつでも、「１」シフ
トが右向きに発生し、それによって、位相P1から位相P2
へ、または位相P2から位相P3へ、または位相P3から位相
P4へ、の選択された位相変化が生じる。示されているよ
うに、オアゲート93およびアンドゲート94もまた、シフ
トレジスタの出力P4とそのシフト入力との間に結合され
ている。こうして、遅延データメモリ85から何の位相シ
フトパルスもなければ、セレクタ制御信号（S1−S4）は
変化しないままである。シフトレジスタにおける状態０
は一次的な状態である。位相P4が選択されたとき、
「１」は、一次的にシフトレジスタを状態４から状態０
にシフトさせる。次のクロックは、シフトレジスタ89へ
の入力への状態を、状態０から状態１に変化させる。シ
フトレジスタ89は、次の位相シフトパルス「１」がくる
まで状態１にとどまっている。状態が０のときのクロッ
ク周期の間、データはメモリ28から読み出されることな
く、そしてそのためメモリ28からのデータに関する遅延
の長さは、１だけ増加される。こうして、この機構によ
って、４つの微遅延ユニットは粗遅延ユニットを変化さ
せる。
第４図における４つの並列加算パスにおいて、こうし
て加算されたデータ（加算されたディジタルデータ）は
補間デシメーションフィルタ90の入力に並列的に提供さ
れる。フィルタ90は、入力データの整列、補間およびデ
シメーションを実行する。並列入力の多重位相特性によ
って、フィルタ90の効果的入力データレートは、出力
の、または並列加算パスからの入力データのいずれの、
データレートよりも４倍大きい。
て加算されたデータ（加算されたディジタルデータ）は
補間デシメーションフィルタ90の入力に並列的に提供さ
れる。フィルタ90は、入力データの整列、補間およびデ
シメーションを実行する。並列入力の多重位相特性によ
って、フィルタ90の効果的入力データレートは、出力
の、または並列加算パスからの入力データのいずれの、
データレートよりも４倍大きい。
第５図は、説明の目的のためだけに、３つの連続する
時間間隔t1、t2およびt3に関する、３つの隣接する受信
チャンネル（１−３）に関する３つの連続するデータサ
ンプルの、第４図に示される４つの位相P1−P4の別々の
１つへの割り当てを絵画的に描いたものである。第５図
においては、実際のデータサンプルは、Ｘ（1/f0レート
において生ずる）によって表されており、ゼロパッディ
ングを実行したことによるゼロ値サンプルは０（1/4f0
レートにおける実際のデータサンプルをもって等しく散
在して発生する）によって表されており、そして水平方
向は、時間を表現している。３つの描かれている並列受
信チャンネルに関しては、ビームフォーマのダイナミッ
ク焦点あわせを行うために各時間周期の間に必要とされ
る時間遅延は、よく知られているように垂直的に向けら
れた曲がった線によって描かれている。このタイミング
図から、チャンネル１に関するt1時間間隔の間では、単
に１つの実際のサンプル（チャンネル１における第２の
サンプル）が時間遅延曲線に最も近く、P4位相の直後の
１つが、そしてそのためP4加算パスがこのサンプルを受
け取るために最も適切であるということが明らかであ
る。他の全ての位相（P1からP3）に関しては、ゼロが
（第４図のセレクタおよびラッチ回路によって）データ
パスに加えられる。時間間隔t1とt2との間の時間周期の
間では、４つの並列加算パス全てからのデータは（第４
図のセレクタおよびラッチ回路にチャンネル１からチャ
ンネル２を通過する。時間間隔t2の間では、実際のデー
タサンプルが受信チャンネル２のためにメモリから読み
出され、そして、実際のサンプルが必要とされる時間遅
延曲線に最も近いので、位相P1を表す並列加算パスに向
けられる。同時（t2）に、チャンネル１に関しては時間
遅延曲線のいずれかに最も近い実際のサンプルが存在し
ない。実際のサンプル（第３サンプル）は、実際のとこ
ろt3時間周期に関する位相P1により近いことは注目すべ
きである。こうして、チャンネル１に関するt2時間周期
の間の４つの位相のすべてには、ゼロパッディングされ
る。この「何のデータも提供されない」は、前に説明さ
れたソフトレジスタ89の状態「０」に相当している。次
に、時間t2およびt3の間においては、サンプルデータは
受信チャンネル２から受信チャンネル３に、そして受信
チャンネル１から受信チャンネル２に渡される。時間t3
の間には、チャンネル１のメモリから読み出された第３
サンプルが（前に説明されたように）位相P1を表す並列
加算パス内に置かれ、チャンネル２のメモリから読み出
された第２サンプルは位相P1を表す並列加算パス内に置
かれ、そしてチャンネル３のメモリから読み出された第
２サンプルは位相P4を表す並列加算パス内に置かれる。
時間間隔t1、t2およびt3に関する、３つの隣接する受信
チャンネル（１−３）に関する３つの連続するデータサ
ンプルの、第４図に示される４つの位相P1−P4の別々の
１つへの割り当てを絵画的に描いたものである。第５図
においては、実際のデータサンプルは、Ｘ（1/f0レート
において生ずる）によって表されており、ゼロパッディ
ングを実行したことによるゼロ値サンプルは０（1/4f0
レートにおける実際のデータサンプルをもって等しく散
在して発生する）によって表されており、そして水平方
向は、時間を表現している。３つの描かれている並列受
信チャンネルに関しては、ビームフォーマのダイナミッ
ク焦点あわせを行うために各時間周期の間に必要とされ
る時間遅延は、よく知られているように垂直的に向けら
れた曲がった線によって描かれている。このタイミング
図から、チャンネル１に関するt1時間間隔の間では、単
に１つの実際のサンプル（チャンネル１における第２の
サンプル）が時間遅延曲線に最も近く、P4位相の直後の
１つが、そしてそのためP4加算パスがこのサンプルを受
け取るために最も適切であるということが明らかであ
る。他の全ての位相（P1からP3）に関しては、ゼロが
（第４図のセレクタおよびラッチ回路によって）データ
パスに加えられる。時間間隔t1とt2との間の時間周期の
間では、４つの並列加算パス全てからのデータは（第４
図のセレクタおよびラッチ回路にチャンネル１からチャ
ンネル２を通過する。時間間隔t2の間では、実際のデー
タサンプルが受信チャンネル２のためにメモリから読み
出され、そして、実際のサンプルが必要とされる時間遅
延曲線に最も近いので、位相P1を表す並列加算パスに向
けられる。同時（t2）に、チャンネル１に関しては時間
遅延曲線のいずれかに最も近い実際のサンプルが存在し
ない。実際のサンプル（第３サンプル）は、実際のとこ
ろt3時間周期に関する位相P1により近いことは注目すべ
きである。こうして、チャンネル１に関するt2時間周期
の間の４つの位相のすべてには、ゼロパッディングされ
る。この「何のデータも提供されない」は、前に説明さ
れたソフトレジスタ89の状態「０」に相当している。次
に、時間t2およびt3の間においては、サンプルデータは
受信チャンネル２から受信チャンネル３に、そして受信
チャンネル１から受信チャンネル２に渡される。時間t3
の間には、チャンネル１のメモリから読み出された第３
サンプルが（前に説明されたように）位相P1を表す並列
加算パス内に置かれ、チャンネル２のメモリから読み出
された第２サンプルは位相P1を表す並列加算パス内に置
かれ、そしてチャンネル３のメモリから読み出された第
２サンプルは位相P4を表す並列加算パス内に置かれる。
本発明の望ましい実施例においては、その短い過渡応
答時間および固有の線形位相の故に、補間デシメーショ
ンフィルタ90として有限インパルスレスポンス（FIR）
フィルタを用いるのが好都合である。第６図に示されて
いるFIRフィルタは、（４位相装置に関して）８タップ
ローパスフィルタを含み、そして必要とされる乗算器20
1、202、203および204の数を節減するために都合良く対
称性インパルスレスポンス重みづけ係数（a1、a2、a3、
a4;a4、a3、a2、a1）を使用している。位相P1、P2、P3
およびP4を表す加算パスからの「現在の」位相データ
は、「古い」位相データを形成するために、ラッチ20
5、206、207および208それぞれの中に蓄積される。次
に、この「古い」位相データが加算器213、212、211お
よび210を通して位相P4、P3、P2およびP1を表す加算パ
ス上に到達した、「現在の」データに適切に加えられ、
そして最終ビームフォーマ出力サンプルが、加算器214
の中で乗算器201、202、203および204の出力を組み合わ
せることによって発生される。
答時間および固有の線形位相の故に、補間デシメーショ
ンフィルタ90として有限インパルスレスポンス（FIR）
フィルタを用いるのが好都合である。第６図に示されて
いるFIRフィルタは、（４位相装置に関して）８タップ
ローパスフィルタを含み、そして必要とされる乗算器20
1、202、203および204の数を節減するために都合良く対
称性インパルスレスポンス重みづけ係数（a1、a2、a3、
a4;a4、a3、a2、a1）を使用している。位相P1、P2、P3
およびP4を表す加算パスからの「現在の」位相データ
は、「古い」位相データを形成するために、ラッチ20
5、206、207および208それぞれの中に蓄積される。次
に、この「古い」位相データが加算器213、212、211お
よび210を通して位相P4、P3、P2およびP1を表す加算パ
ス上に到達した、「現在の」データに適切に加えられ、
そして最終ビームフォーマ出力サンプルが、加算器214
の中で乗算器201、202、203および204の出力を組み合わ
せることによって発生される。
前に説明されたように、補間およびデシメーションフ
ィルタがビーム形成の前または後に置かれることができ
るということが、プリドハムおよびムッチによって提案
されている。このフィルタのプレビーム形成装置は、各
チャンネルがそれ自身の補間デシメーションフィルタを
持つ必要がある。一方、ポストビーム形成装置はその問
題を解決するが、これはビーム形成が極めて高いサンプ
ル周波数において行われることを必要とする。本発明の
原理によれば、このフィルタはビーム形成の前または後
よりも、むしろその間に設置される。このアプローチ
は、全体としてビームフォーマのアーキテクチャーに関
して、これが最もコスト効果の高い場所にフィルタを置
くことになる。フィルタリングおよびデータレート節減
は、並列受信チャンネルの幾つかのグループの部分的ビ
ーム形成の後に実行される。例えば、並列受信チャンネ
ルは２つ、４つ、８つまたはそれ以上のグループに組み
合わせられることができる。フィルタは次に、グループ
分けされたチャンネルの部分的ビーム形成のために用い
られる同一ボードまたは集積回路（IC）上に物理的に置
かれる。この技術は、グループ分けされたチャンネル、
回路ボードおよびICの間の相互接続の数および／または
データレートを減少させる。次に、グループ分けされた
チャンネル（すなわち部分的に形成されたビーム）の最
終加算は、システムサンプリングレートにおいて、そし
て単に１つのデータパスを用いて行われることができ
る。
ィルタがビーム形成の前または後に置かれることができ
るということが、プリドハムおよびムッチによって提案
されている。このフィルタのプレビーム形成装置は、各
チャンネルがそれ自身の補間デシメーションフィルタを
持つ必要がある。一方、ポストビーム形成装置はその問
題を解決するが、これはビーム形成が極めて高いサンプ
ル周波数において行われることを必要とする。本発明の
原理によれば、このフィルタはビーム形成の前または後
よりも、むしろその間に設置される。このアプローチ
は、全体としてビームフォーマのアーキテクチャーに関
して、これが最もコスト効果の高い場所にフィルタを置
くことになる。フィルタリングおよびデータレート節減
は、並列受信チャンネルの幾つかのグループの部分的ビ
ーム形成の後に実行される。例えば、並列受信チャンネ
ルは２つ、４つ、８つまたはそれ以上のグループに組み
合わせられることができる。フィルタは次に、グループ
分けされたチャンネルの部分的ビーム形成のために用い
られる同一ボードまたは集積回路（IC）上に物理的に置
かれる。この技術は、グループ分けされたチャンネル、
回路ボードおよびICの間の相互接続の数および／または
データレートを減少させる。次に、グループ分けされた
チャンネル（すなわち部分的に形成されたビーム）の最
終加算は、システムサンプリングレートにおいて、そし
て単に１つのデータパスを用いて行われることができ
る。
第７図は、本発明の特色である部分ビーム形成をより
明快に描いた、受信ビームフォーマの全体図である。各
チャンネルにおいて、ターゲットからのエコー信号はプ
ローブのトランスジューサ素子によって受け取られる。
エコートランスジューサ素子は一般的な設計のパルスレ
シーバ102に接続されている。各トランスジューサ素子
によって発現された信号は、一様なレートf0、例えば36
MHz、においてADC103でディジタル化される。隣接する
並列受信チャンネルのグループ（例えば８）は、部分的
ビームフォーマ113を形成するように組み合わせられ
る。一般的な従来技術の方法と対照的に、本発明は各部
分的ビームフォーマ113に関して補間デシメーションフ
ィルタを設ける。全てのビームフォーマ装置のために単
に１つの補間デシメーションフィルタを用いることが可
能であるとしても、描かれている回路は受信チャンネル
の各グループ毎に１つの補間デシメーションフィルタを
持っており、これは部分的ビーム形成の後のデータレー
トをサンプリングレート、f0、に減少させるものであ
る。すなわち、f0の信号処理レートがビーム形成の前お
よび後の両方で用いられるが、しかしビームフォーマの
中においては、実効レートは第４図に示されているよう
にf0の４倍である。ハードウェアの観点からは、高い実
効信号レートは単独の回路ボードまたは単独の集積回路
に局限され、それによって装置相互接続および複雑さを
減少させるので、このことは著しく都合の良い方法であ
る。各部分的ビームフォーマ113からの信号は次に、最
終ビームを形成するために（f0で動作する）加算器114
を用いて直列的に加えられる。シリアル加算器114によ
るデータ遅延を配慮するために、メモリ24−27の出力に
おいて確立された遅延値が補償目的のために加えられる
付加的遅延を持っている。最後の加算器114からのビー
ム信号は次に、検出器107に送られる。D.S.C.108は、デ
ィスプレイ109による再生のためにこの信号のビデオ信
号へのディジタルスキャンコンバージョンを実行する。
明快に描いた、受信ビームフォーマの全体図である。各
チャンネルにおいて、ターゲットからのエコー信号はプ
ローブのトランスジューサ素子によって受け取られる。
エコートランスジューサ素子は一般的な設計のパルスレ
シーバ102に接続されている。各トランスジューサ素子
によって発現された信号は、一様なレートf0、例えば36
MHz、においてADC103でディジタル化される。隣接する
並列受信チャンネルのグループ（例えば８）は、部分的
ビームフォーマ113を形成するように組み合わせられ
る。一般的な従来技術の方法と対照的に、本発明は各部
分的ビームフォーマ113に関して補間デシメーションフ
ィルタを設ける。全てのビームフォーマ装置のために単
に１つの補間デシメーションフィルタを用いることが可
能であるとしても、描かれている回路は受信チャンネル
の各グループ毎に１つの補間デシメーションフィルタを
持っており、これは部分的ビーム形成の後のデータレー
トをサンプリングレート、f0、に減少させるものであ
る。すなわち、f0の信号処理レートがビーム形成の前お
よび後の両方で用いられるが、しかしビームフォーマの
中においては、実効レートは第４図に示されているよう
にf0の４倍である。ハードウェアの観点からは、高い実
効信号レートは単独の回路ボードまたは単独の集積回路
に局限され、それによって装置相互接続および複雑さを
減少させるので、このことは著しく都合の良い方法であ
る。各部分的ビームフォーマ113からの信号は次に、最
終ビームを形成するために（f0で動作する）加算器114
を用いて直列的に加えられる。シリアル加算器114によ
るデータ遅延を配慮するために、メモリ24−27の出力に
おいて確立された遅延値が補償目的のために加えられる
付加的遅延を持っている。最後の加算器114からのビー
ム信号は次に、検出器107に送られる。D.S.C.108は、デ
ィスプレイ109による再生のためにこの信号のビデオ信
号へのディジタルスキャンコンバージョンを実行する。
こうして、全ての目的および求められていた利点を満
足させる新しいビーム形成方法および装置が示され、そ
して説明された。しかし、望ましい実施例を開示してい
る本明細および添付図面を考慮した後には、当業技術者
にとっては、主体となる発明の多くの変化、変更、変形
および他の使用および適用が明らかとなるであろう。例
えば、４よりも少ないかまたは多い加算パスを使用する
ことができ、そして遅延時間コントローラ80は異なる種
々の技術を用いて完成させることが可能である。さらに
また、各ディジタル信号サンプルは、各素子から１つで
はなく、２つまたはそれ以上のトランスジューサ素子か
ら得ることもできる。本発明の精神および範囲から離れ
ることのない、全ての適用されるそのような変化、変
更、変形および他の利用および適用は、請求の範囲によ
ってのみ制限される本発明によってカバーされているも
のと見なされる。
足させる新しいビーム形成方法および装置が示され、そ
して説明された。しかし、望ましい実施例を開示してい
る本明細および添付図面を考慮した後には、当業技術者
にとっては、主体となる発明の多くの変化、変更、変形
および他の使用および適用が明らかとなるであろう。例
えば、４よりも少ないかまたは多い加算パスを使用する
ことができ、そして遅延時間コントローラ80は異なる種
々の技術を用いて完成させることが可能である。さらに
また、各ディジタル信号サンプルは、各素子から１つで
はなく、２つまたはそれ以上のトランスジューサ素子か
ら得ることもできる。本発明の精神および範囲から離れ
ることのない、全ての適用されるそのような変化、変
更、変形および他の利用および適用は、請求の範囲によ
ってのみ制限される本発明によってカバーされているも
のと見なされる。
フロントページの続き (72)発明者 キム， ジン アメリカ合衆国 98027 ワシントン イサカー サウス イースト フォーテ ィフィフス ストリート 17412 (72)発明者 ヤオ， リン シン アメリカ合衆国 98007 ワシントン ベルヴュー ワンハンドレッドアンドフ ォーティーフィフス アヴェニュー ノ ース イースト 404 (72)発明者 バンジャニン， ゾラン アメリカ合衆国 98056 ワシントン レントン ワンハンドレッドアンドトウ ェンティーセヴンス アヴェニュー サ ウス イースト 7913 (72)発明者 福喜多 博 東京都世田谷区弦巻２丁目18―５ (72)発明者 萩原 尚 神奈川県横浜市港北区綱島台21―２綱島 寮 (72)発明者 川淵 正己 神奈川県横浜市緑区三保町2710―157 (56)参考文献 特開 平５−184567（ＪＰ，Ａ)
Claims (7)
- 【請求項１】電子的に身体を走査するために、波の受信
に応答してトランスジューサエレメントのアレーによっ
て発生される出力信号を用いてディジタルビームフォー
マ信号を発生するための装置において、 前記出力信号を発生させるための複数の並列受信チャン
ネルを有し、各受信チャンネルは各並列受信チャンネル
内の出力信号を、ディジタルサンプルからなるディジタ
ル信号に変換するための変換装置を含み、前記の受信チ
ャネルから供給されるデータ信号に対する信号経路が多
相経路として設けられており、 Ｎ（Ｎ＞１、整数）の並列加算経路を有し、各並列加算
経路はディジタルデータ加算段の直列接続を含み、そし
て出力を持っており、 前記並列受信チャネルの各々において１つのデジタル記
憶装置を有する遅延手段が設けられており、前記のデジ
タル記憶装置は、それのチャネルの経路中のディジタル
サンプルを記憶するものであり、前記サンプルの書込
み、又は、読出しが、コントローラにより制御されるよ
うに構成されており、 前記遅延手段からの読出されたデータサンプルを、前記
の並列チャネルの選択された並列加算経路を指定して加
算するための加算手段を有し、 前記のデータサンプルを、並列加算経路を指定して加算
するための加算手段は、選択的加算手段、セレクタ手段
及びラッチ手段を具備しており、前記選択的加算手段
は、前記並列受信チャネルの各々に対して単独の加算器
を含み、該単独の加算器は、前記コントローラの制御下
で前記並列加算経路の、位相的に組合せ生成されたディ
ジタルデータ信号を選択的に形成するために、前記のセ
レクタ手段及びラッチ手段によって前記並列加算経路の
各々に結合され、前記の走査された身体における単独ポ
イントからの波反射を表す出力信号が前記並列加算経路
内で可干渉的に加算され、前記の並列チャネルの加算経
路の出力側から送出されたディジタルデータを補間及び
デシメーションするためのフィルタ手段の形態の組合せ
生成手段を有し、前記のフィルタ手段の形態の組合せ生
成手段は、それの出力側に低減されたデータレート1/
N、但しＮは、前記並列経路の数、を有する信号を送出
するように構成されていることを特徴とするディジタル
ビームフォーマ信号を発生するための装置。 - 【請求項２】前記トランスジューサアレーの素子が、互
いに他に対するそれらの空間的位置によって規定される
順序を持ち、そして 前記遅延手段の選択が、前記ディジタルサンプルが得ら
れたトランスジューサ素子の順序に部分的には基づいて
いるような、請求項１に記載の装置。 - 【請求項３】前記コントローラは、前記選択的な加算手
段を制御するために、加えられる複数の制御信号を発生
するように構成されており、 前記制御信号を前記並列受信チャネルの順次連続する各
々の１つに対して順次連続して加えるように構成されて
いる、請求項１記載の装置。 - 【請求項４】前記組合わせ生成手段における前記のフィ
ルタ手段に対して、前記加えられたディジタルデータサ
ンプルを補間およびデシメートするため線形位相FIRデ
ィジタルフィルタが用いられている、請求項１に記載の
装置。 - 【請求項５】各サブグループ毎に１つの、複数の部分的
ビームフォーマ信号を形成するために、前記組合わせ生
成手段は、前記複数の並列受信チャンネルの複数のサブ
グループからのディジタルサンプルを用いて形成された
加えられたディジタルデータサンプルを使用し、そして 最終ビームフォーマ信号を形成するために付加的組合わ
せ生成手段が、前記部分的ビームフォーマ信号を互いに
加えるように構成されている、請求項１記載の装置。 - 【請求項６】前記コントローラは遅延手段および前記選
択的加算手段を制御する制御信号を送出するように構成
されており、これによって前記並列加算経路内の前記加
えられたディジタルデータサンプルの加算を制御するも
のであり、 さらに、前記並列加算経路内に加えられたディジタルデ
ータサンプルを発現させるために、前記選択的加算手段
によって制御されるように、前記並列加算経路の選択さ
れた１つに加えられる前もって決められたディジタルサ
ンプルを提供するため、前記コントローラに応答するデ
ータ伝送手段とを含み、 前記コントローラは、前記加えられたディジタルデータ
サンプルを分析し、そして前記データ伝送手段によって
前記並列加算経路に提供された前記前もって決められた
ディジタルサンプルに応答して前記並列加算経路内に発
現されるべきと予期される加えられたディジタルデータ
サンプルにそれらを比較するために、前記並列加算経路
の前記の選択された、加えられたディジタルデータサン
プルに応答し、それによって前記ビームフォーマに関す
るビルトイン試験装置を形成するような、請求項１に記
載の装置。 - 【請求項７】並列受信チャネルの各サブグループ、前記
選択的な加算手段によって関連付けられた前記並列加算
経路の部分および前記並列加算経路の前記関連付けられ
た部分によって提供される加えられたディジタルデータ
サンプルに応答する前記組み合わせ生成手段の部分と
が、単独の集積回路内に形成されたそれらの信号処理経
路を持つような、請求項５に記載の装置。
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/037,765 US5369624A (en) | 1993-03-26 | 1993-03-26 | Digital beamformer having multi-phase parallel processing |
| US37,765 | 1993-03-26 | ||
| US08/037,765 | 1993-03-26 | ||
| PCT/US1994/002817 WO1994023421A1 (en) | 1993-03-26 | 1994-03-16 | Digital beamformer having multi-phase parallel processing |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08505802A JPH08505802A (ja) | 1996-06-25 |
| JP3100637B2 true JP3100637B2 (ja) | 2000-10-16 |
Family
ID=21896205
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06522106A Expired - Lifetime JP3100637B2 (ja) | 1993-03-26 | 1994-03-16 | 多重位相並列処理を持つディジタルビームフォーマ |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5369624A (ja) |
| EP (1) | EP0691020B1 (ja) |
| JP (1) | JP3100637B2 (ja) |
| DE (1) | DE69403897T2 (ja) |
| WO (1) | WO1994023421A1 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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- 1994-03-16 DE DE69403897T patent/DE69403897T2/de not_active Expired - Lifetime
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