JP3065478B2 - 時間軸補正装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は水平走査期間間の時間軸
変動の補正精度を高めた時間軸補正装置に関し、さらに
詳細にはベロシテイエラー補正を行う時間軸補正装置に
関する。

【０００２】

【従来の技術】ベロシテイエラーは複合映像信号の１水
平走査期間内で変動する位相誤差、すなわち時間軸の進
み、遅れのことをいう。映像信号記録再生装置などにお
いて磁気テープと磁気ヘッドの相対速度の瞬時誤差から
位相誤差が生ずる。これからベロシテイエラーの称呼が
生じている。

【０００３】複合映像信号中のカラーバースト信号を用
いて位相誤差を検出するような場合、位相誤差の検出は
間歇的になって、ベロシテイエラーが発生する。これを
図９を用いて説明すれば、位相比較はカラーバースト信
号を用いて行われるために、図９（ａ）におけるＡ点と
Ｂ点とで行われて、Ｂ点の直前においてもＡ点において
検出した位相誤差に基づいて時間軸補正がなされること
になる。すなわち、１水平走査期間毎に位相誤差を検出
しており、この位相誤差に基づく時間軸補正を１水平走
査期間中を行うために、１水平走査期間内で変化する位
相誤差に対する補正ができなかった。したがって、図９
（ｂ）において斜線を施した部分で示す位相誤差の変化
量分の誤差が残ってしまったり、大きくなって、画面右
側において色むらが生じたりしていた。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】このため、従来では、
デジタル化複合映像信号をメモリに格納し、読み出し側
のクロックをベロシテイエラーの成分にあわせて変調
し、変調された読み出し側のクロックでメモリからデジ
タル化複合映像信号を読み出すことが行われているが正
確な時間軸補正はできないという問題点があった。

【０００５】本発明は、１水平走査期間内で複数回の時
間軸の補正ができる時間軸補正装置を提供することを目
的とする。

【０００６】

【課題を解決するための手段】本発明の時間軸補正装置
は、複合映像信号中の水平同期信号に同期したサンプリ
ングパルスによりサンプリングされＡ／Ｄ変換されたデ
ジタル化複合映像信号中からカラーバースト信号を抜き
取るカラーバースト信号抜取り手段と、抜き取られたカ
ラーバースト信号の時間軸変動値を検出する検出手段
と、直前の水平走査期間におけるカラーバースト信号の
時間軸変動値と現水平走査期間におけるカラーバースト
信号の時間軸変動値との差を演算し、演算された差の値
を複数に均等分割する演算手段と、均等分割された差の
値を１水平走査期間を前記均等分割数で除算した期間毎
に累積加算し、かつ累積加算毎に累積加算値を前記直前
の水平走査期間におけるカラーバースト信号の時間軸変
動値に加算する累積加算手段とを備え、累積加算手段の
各加算時点における累積加算出力を時間軸補正値として
色信号に供給して色信号の時間軸の補正を行うことを特
徴とする。

【０００７】

【作用】本発明の時間軸補正装置は、直前の水平走査期
間におけるカラーバースト信号の時間軸変動値と現水平
走査期間におけるカラーバースト信号の時間軸変動値と
の差が複数に均等分割され、均等分割された差の値が１
水平走査期間を前記均等分割数で除算した期間毎に累積
加算され、かつ累積加算毎に累積加算値が前記直前の水
平走査期間におけるカラーバースト信号の時間軸変動値
に加算され、この加算された時間軸変動値が時間軸補正
値として色信号に供給されて色信号の時間軸の補正がな
される。したがって、直前の水平走査期間におけるカラ
ーバースト信号の時間軸変動値を含む２水平走査期間の
時間軸変動に基づく時間軸補正が、１水平走査期間中に
複数回行われることになる。そこで、従来１水平走査期
間毎に検出した時間軸変動値による１水平走査期間毎の
時間軸補正に比較して、１水平走査期間のどの部分にお
いても最適な時間軸補正が行われる。この結果、１水平
走査期間内の時間軸変動に近似的に対応する時間軸補正
が行われることになる。

【０００８】

【実施例】以下、本発明を実施例により説明する。図１
は本発明の時間軸補正装置にかかる一実施例の構成を示
すブロック図である。

【０００９】複合映像信号は同期分離回路１に供給し、
同期分離回路１において水平同期信号を分離する。自走
発振周波数４ｆｓｃの電圧制御発振器２の発振出力は分
周器３に供給して９１０分周し、周期１水平走査期間の
出力を得る。分周器３の出力と同期分離回路１において
分離された水平同期信号とを位相比較器４に供給して位
相比較する。ここで、ｆｓｃは色搬送波の周波数であ
る。位相比較器４の位相比較出力はループフィルタ５に
供給し、位相比較出力中の高周波成分を除去する。ルー
プフィルタ５の出力は周波数制御電圧として電圧制御発
振器２に供給し、電圧制御発振器２の発振周波数を制御
して、電圧制御発振器２により複合映像信号中の水平同
期信号に同期したクロックパルスを生成する。ここで、
同期分離回路１、電圧制御発振器２、分周器３、位相比
較器４、ループフィルタ５はＰＬＬ回路を構成してい
る。

【００１０】電圧制御発振器２から出力されるクロック
パルスをサンプリングパルスとしてＡ／Ｄ変換器６に供
給して複合映像信号をサンプリングし、Ａ／Ｄ変換器６
によって複合映像信号をデジタル化複合映像信号に変換
する。電圧制御発振器２から出力されるクロックパルス
を書き込みクロックパルスとし、書き込みクロックパル
スに基づいてメモリ７に、デジタル化複合映像信号を書
き込む。発振周波数４ｆｓｃの水晶発振器８の発振出力
を読み出しクロックパルスとし該読み出しクロックパル
スに基づいて、メモリ７に書き込まれたデジタル化複合
映像信号を読み出し、メモリ７から読み出されたデジタ
ル化複合映像信号をＹ／Ｃ分離回路９に供給し、Ｙ／Ｃ
分離回路９においてデジタル化輝度信号とデジタル化色
信号（以下、デジタル化を省略して色信号とも記す）と
に分離する。

【００１１】Ｙ／Ｃ分離回路９において分離された輝度
信号はＤ／Ａ変換器３０に供給してアナログ信号に変換
のうえ出力する。一方、Ｙ／Ｃ分離回路９において分離
された色信号はカラーバースト信号抜取り手段およびカ
ラーバースト信号の時間軸変動値を検出する検出手段を
含む位相角検出回路１０および遅延回路１６に供給す
る。位相角検出回路１０は図２に示すように、４相直交
変換器１１、累積加算器１２、１３および直交信号生成
回路１４から構成してある。

【００１２】４相直交変換器１１は図２に示すように、
色信号とカラーバースト信号を抜き取る抜取りパルスと
が供給されて色信号中からカラーバースト信号を抜き取
るカラーバースト信号抜取り手段であるカラーバースト
信号抜取り回路１１−１と、水晶発振器８の発振出力を
４分周して周波数ｆｓｃの出力を送出する分周器１１−
２と、分周器１１−２の出力の位相を順次９０度移相さ
せるためにタンデムに接続された移相器１１−３、１１
−４、１１−５と、分周器１１−２、移相器１１−３、
１１−４、１１−５の夫々の出力信号をサンプリングパ
ルスとし、カラーバースト信号抜取り回路１１−１によ
って抜き取られたカラーバースト信号をサンプルホール
ドするサンプルホールド回路１１−６〜１１−９とから
なっている。

【００１３】分周器１１−２、移相器１１−３、１１−
４、１１−５の夫々から出力されるサンプリングパルス
は位相が９０度づつ異なっており、このサンプリングパ
ルスの夫々をＮ１、Ｎ２、Ｎ３、Ｎ４とする。なお、上
記において移相器１１−３〜１１−５を用いてサンプリ
ングパルスＮ２〜Ｎ４を生成する場合を例示したが、分
周器１１−２の出力を移相器１１−３によって９０度移
相してサンプリングパルスＮ２を、分周器１１−２の出
力をインバータによって反転してサンプリングパルスＮ
３を、該インバータの出力を移相器１１−５によって９
０度移相してサンプリングパルスＮ４を得るようにして
も良い。

【００１４】カラーバースト信号抜取り回路１１−１に
よって抜き取られたカラーバースト信号は説明のために
アナログ的に示せば図５において実線で示すごとくであ
り、このカラーバースト信号はサンプリングパルスＮ
１、Ｎ２、Ｎ３、Ｎ４によってサンプリングされる。サ
ンプリング時点は夫々９０度移相された図５において矢
印Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄで示す時点であり、サンプリングパル
スＮ１によるサンプリング時点とカラーバースト信号と
の間にはθの位相差が存在する。これは水晶発振器８の
発振出力の位相とカラーバースト信号の位相とが一致し
ていないためである。

【００１５】サンプルリングパルスＮ１、Ｎ２、Ｎ３、
Ｎ４によって夫々サンプリングされた４相直交変換器１
１からの出力を出力Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４としたと
き、出力Ｓ１〜Ｓ４は数１の各式に示すごとくであり、
Ｐはカラーバースト信号の振幅を、Ａは複合映像信号の
直流クランプレベルを示す。

【００１６】

【数１】

【００１７】累積加算器１２は加算器１２−１とレジス
タ１２−２とから構成してあり、累積加算器１３は加算
器１３−１とレジスタ１３−２とから構成してある。４
相直交変換器１１の出力Ｓ１と出力Ｓ３とは加算器１２
−１に供給して前者から後者を減算し、加算器１２−１
の減算出力（２Ｐｓｉｎθ）はレジスタ１２−２に供給
して保持し、レジスタ１２−２の出力は加算器１２−１
に供給して加算する。加算器１２−１における加算は１
水平走査期間中におけるカラーバースト信号の波数以下
の数ｅ回だけ累算を行う。したがって、加算器１２−１
とレジスタ１２−２とによって累算が行われる累積加算
器１２を構成していることになり、累算値はレジスタ１
２−２に置数されされる。加算器１２−１における減算
によって複合映像信号の直流クランプレベルＡは相殺さ
れて、累算によってレジスタ１２−２にはｅ回の２Ｐｓ
ｉｎθの加算結果が置数されることになる。

【００１８】同様に、４相直交変換器１１の出力Ｓ２と
出力Ｓ４とは加算器１３−１に供給して前者から後者を
減算し、加算器１３−１の減算出力（２Ｐｃｏｓθ）は
レジスタ１３−２に供給して保持し、レジスタ１３−２
の出力は加算器１３−１に供給して加算する。加算器１
３−１における加算は累積加算器１２における加算回数
と同回数のｅ回だけ累算を行う。したがって、加算器１
３−１とレジスタ１３−２とによって累算が行われる累
積加算器１３を構成していることになり、累算値はレジ
スタ１３−２に置数されされる。加算器１３−１におけ
る減算によって複合映像信号の直流クランプレベルＡは
相殺されて、累算によってレジスタ１３−２にはｅ回の
２Ｐｃｏｓθの加算結果が置数されることになる。

【００１９】直交信号生成回路１４は除算器１４−１、
メモリ１４−２、乗算器１４−３とから構成してある。
レジスタ１２−２の出力とレジスタ１３−２の出力とは
除算器１４−１に供給し、除算器１４−１においてレジ
スタ１２−２の出力をレジスタ１３−２の出力によって
除算する。したがって、除算器１４−１における演算に
よって除算器１４−１の出力は（ｔａｎθ）に対応した
値となる。除算器１４−１の出力はメモリ１４−２にア
ドレスデータとして供給し、メモリ１４−２に格納され
ているデータを１水平走査期間に１回、読み出して次の
読み出しまで維持している。ここで、メモリ１４−２に
は（ｔａｎθ）に対応する（ｃｏｓθ）の値が（ｔａｎ
θ）毎に、表１に示すごとく格納されている。

【００２０】

【表１】

【００２１】メモリ１４−２から読み出されたデータと
除算器１４−１の出力とは乗算器１４−３に供給して乗
算する。したがって乗算器１４−３からの出力は（ｓｉ
ｎθ）の値に対応している。したがって、メモリ１４−
２から（ｃｏｓθ）の値が乗算器１４−３から（ｓｉｎ
θ）の値が出力される。すなわちメモリ１４−２と乗算
器１４−３とから直交信号が出力されることになる。

【００２２】したがって、位相角検出回路１０におい
て、カラーバースト信号の時間軸変動値を検出する検出
手段を含み実質的に時間軸変動値に対応する位相差θが
検出され、該位相差θに対するｓｉｎθとｃｏｓθとの
直交信号が出力されることになる。

【００２３】位相角検出回路１０から出力される（ｓｉ
ｎθ）の値および（ｃｏｓθ）の値は、直前の水平走査
期間におけるカラーバースト信号の時間軸変動値と現水
平走査期間におけるカラーバースト信号の時間軸変動値
との差を演算し、演算された差の値を複数に均等分割す
る演算手段と、均等分割された差の値を累積加算しかつ
累積加算毎に累積加算値を前記直前のカラーバースト信
号の時間軸変動値に加算する累積加算手段を構成する分
割・累積加算回路１５に供給して１水平走査期間を複数
に分割し、かつ順次累積して補正信号ＩＣ、ＱＣを送出
する。

【００２４】分割・累積加算回路１５は、図３に示すよ
うに、（ｓｉｎθ）の値を１水平走査期間遅延する遅延
回路１５−１と、遅延回路１５−１の出力を遅延させて
いない（ｓｉｎθ）の値から減算する減算器１５−３
と、減算器１５−３の減算結果が置数されるレジスタ１
５−５と、レジスタ１５−５の置数をＮ（Ｎは自然数）
にて除算する除算器１５−７とからなり（ｓｉｎθ）の
値をＮ分割する分割回路２１と、（ｃｏｓθ）の値を１
水平走査期間遅延する遅延回路１５−２と、遅延回路１
５−２の出力を遅延させていない（ｃｏｓθ）の値から
減算する減算器１５−４と、減算器１５−４の減算結果
が置数されるレジスタ１５−６と、レジスタ１５−６の
置数をＮにて除算する除算器１５−８とからなり（ｃｏ
ｓθ）の値をＮ分割する分割回路２２とを備えている。

【００２５】分割・累積加算回路１５は、さらに遅延回
路１５−１の出力と除算器１５−７の出力とを加算して
後記のレジスタ１５−１１に置数し次ぎからレジスタ１
５−１１の置き数と除算器１５−７の出力とを加算する
加算器１５−９と、加算器１５−９の加算結果で置数が
更新されるレジスタ１５−１１とからなり分割回路２１
の出力を累積加算して補正信号ＩＣを出力する累積加算
器２３と、遅延回路１５−２の出力と除算器１５−８の
出力とを加算して後記のレジスタ１５−１２に置数し次
ぎからレジスタ１５−１２の置数と除算器１５−８の出
力とを加算する加算器１５−１０と、加算器１５−１０
の加算結果で置数が更新されるレジスタ１５−１２とか
らなり分割回路２２の出力を累積加算して補正信号ＱＣ
を出力する累積加算器２４とを備えている。

【００２６】（ｓｉｎθ）の値は遅延回路１５−１に供
給されて１水平走査期間遅延させられ、遅延回路１５−
１において遅延させられた（ｓｉｎθ）の値が遅延させ
られていない（ｓｉｎθ）の値から減算されて、減算器
１５−３の出力がレジスタ１５−５に置数される。した
がって、レジスタ１５−５には直前の水平走査期間にお
ける（ｓｉｎθ）の値（θａ）と現水平走査期間におけ
る（ｓｉｎθ）の値（θｂ）との差（θｂ−θａ＝Δ
θ）が置数されることになる。

【００２７】レジスタ１５−５に置数された差（Δθ）
は除算器１５−７において所定数Ｎで除算される。除算
器１５−７による除算によって差（Δθ）がＮ分割され
ることになって、除算結果は（Δθ／Ｎ）となる。除算
器１５−７による除算結果（Δθ／Ｎ）は加算器１５−
９に供給されて１水平走査期間遅延させられた（ｓｉｎ
θ）の値すなわち（θａ）とが加算器１５−９にて加算
され、この加算結果はレジスタ１５−１１に置数され、
この置数は加算毎に加算結果に更新される。したがって
加算器１５−９とレジスタ１５−１１とは累積加算器２
３を構成していて、累積加算は（Ｎ−１）回行われる。

【００２８】この累算の結果、最初の加算時にはレジス
タ１５−１１の置数が０であるため、レジスタ１５−１
１には｛θａ＋Δθ／Ｎ｝が置数されることになる。次
ぎからの加算によって｛θａ＋Δθ／Ｎ｝に（Δθ／
Ｎ）が加算されていく。この結果累積加算の終わりの時
点においてはレジスタ１５−１１には｛θａ＋Δθ（Ｎ
−１）／Ｎ｝が置数されている。図７にこの関係を模式
的に示す。図７（ａ）は検出された位相差を示す。図７
（ｂ）はレジスタ１５−５に置数される差（Δθ）を示
し、図７（ｃ）はＮ＝９の場合におけるレジスタ１５−
１１の置数を示し、これが補正信号ＩＣとして出力され
る。

【００２９】分割回路２２および累積加算器２４の作用
も同様であって、（ｃｏｓθ）の値は遅延回路１５−２
に供給されて１水平走査期間遅延させられ、遅延回路１
５−２において遅延させられた（ｃｏｓθ）の値が遅延
させられていない（ｃｏｓθ）の値から減算されて、減
算器１５−４の出力がレジスタ１５−６に置数される。
したがって、レジスタ１５−６には直前の水平走査期間
における（ｃｏｓθ）の値（θａ´）と現水平走査期間
における（ｃｏｓθ）の値（θｂ´）との差（θｂ´−
θａ´＝Δθ´）が置数されることになる。

【００３０】レジスタ１５−６に置数された差（Δθ
´）は除算器１５−８において所定数Ｎで除算される。
除算器１５−８による除算によって差（Δθ´）がＮ分
割されることになって、除算結果は（Δθ´／Ｎ）とな
る。除算器１５−８による除算結果（Δθ´／Ｎ）は加
算器１５−１０に供給されてレジスタ１５−１２に置数
されている値（θｂ´）とが加算器１５−１０にて加算
され、この加算結果はレジスタ１５−１２に置数され、
この置数は加算毎に加算結果に更新される。したがって
加算器１５−１０とレジスタ１５−１２とは累積加算器
２４を構成していて、累積加算は（Ｎ−１）回行われ
る。

【００３１】この結果、最初の加算はレジスタ１５−１
２の置数が０であるため、累算の結果、レジスタ１５−
１２には｛θａ´＋Δθ´／Ｎ｝が置数されることにな
る。次ぎからの加算によって｛θａ´＋Δθ´／Ｎ｝に
（Δθ´／Ｎ）が加算されていく。この結果累積加算の
終わりの時点においてはレジスタ１５−１２には｛θａ
´＋Δθ´（Ｎ−１）／Ｎ｝が置数されることになり、
これが補正信号ＱＣとして出力される。

【００３２】したがって、分割・累積加算回路１５から
出力される補正信号ＩＣ、ＱＣは１水平走査期間毎の間
歇的な値ではなく、現水平走査期間における位相差と、
直前の１水平走査期間における位相差と現水平走査期間
における位相差との差に現水平走査期間における位相差
を加えた値との間をほぼ直線によってつないだ値となっ
ている。

【００３３】一方、Ｙ／Ｃ分離回路９において分離され
た色信号は遅延回路１６に供給して遅延させ、遅延回路
１６から出力される色信号は復調位相補正回路１７に供
給する。ここで、遅延回路１６における遅延時間は位相
各検出回路１０および分割・累積加算回路１５における
処理に要する時間の和の時間に設定してあって、例え
ば、ほぼＨ／４に設定してある。Ｈは１水平走査期間で
ある。

【００３４】復調位相補正回路１７は、色信号をデジタ
ル的に色差信号に復調する色復調回路１８（図４参照）
と、復調した色差信号が位相角θが０のとき、すなわち
位相がずれていないときにおける復調軸（Ｒ−Ｙ）軸、
（Ｂ−Ｙ）軸と一致するように位相補正する位相角補正
回路１９（図４参照）とから構成してある。

【００３５】色復調回路１８は図４に示すように、水晶
発振器８の発振出力を２分周して周波数２ｆｓｃの出力
を送出する分周器１８−１と、分周器１８−１の出力を
反転するインバータ１８−２と、分周器１８−１の出力
をサンプリングパルスとして色信号をサンプリングしホ
ールドするサンプルホールド回路１８−３と、インバー
タ１８−２の出力をサンプリングパルスとして色信号を
サンプリングしホールドするサンプルホールド回路１８
−４とから構成してあり、色信号をデジタル的に復調す
る。分周器１８−１、インバータ１８−２の夫々から出
力されるサンプリングパルスは位相が互いに１８０度異
なっており、このサンプリングパルスの夫々をＮ５、Ｎ
６とし、サンプルホールド回路１８−３、１８−４の出
力を夫々Ｓ５、Ｓ６とする。

【００３６】色復調回路１８においてデジタル的に復調
された復調色差信号出力は、位相がθずれたＲ−Ｙ軸の
復調色差信号出力｛Ｄ（Ｒ−Ｙ）｝および位相がθずれ
たＢ−Ｙ軸の復調色差信号出力｛ＤＩ（Ｂ−Ｙ）｝と、
位相がθずれたＲ−Ｙ軸の復調色差信号出力｛ＤＩ（Ｒ
−Ｙ）｝および位相がθずれたＢ−Ｙ軸の復調色差信号
出力｛Ｄ（Ｂ−Ｙ）｝であって、位相がθずれたＲ−Ｙ
軸の復調色差信号出力｛Ｄ（Ｒ−Ｙ）｝と位相がθずれ
たＲ−Ｙ軸の復調色差信号出力｛ＤＩ（Ｒ−Ｙ）｝とは
分周器１８−１の出力の立上り毎にサンプルホールド回
路１８−３から出力され、位相がθずれたＢ−Ｙ軸の復
調色差信号出力｛Ｄ（Ｂ−Ｙ）｝と位相がθずれたＢ−
Ｙ軸の復調色差信号出力｛ＤＩ（Ｂ−Ｙ）｝とはインバ
ータ１８−２の出力の立上り毎にサンプルホールド回路
１８−４から出力される。

【００３７】ここで、位相がθずれたＢ−Ｙ軸の復調色
差信号出力｛ＤＩ（Ｂ−Ｙ）｝は位相がθずれたＢ−Ｙ
軸の復調色差信号出力｛Ｄ（Ｂ−Ｙ）｝の位相反転した
信号であり、位相がθずれたＲ−Ｙ軸の復調色差信号出
力｛ＤＩ（Ｒ−Ｙ）｝は位相がθずれたＲ−Ｙ軸の復調
色差信号出力｛Ｄ（Ｒ−Ｙ）｝の位相反転出力である。
これら復調色差信号出力、分周器１８−１の出力および
インバータ１８−２の出力との間の時間的関係は図６に
示すごとくであり、図６（ａ）は分周器１８−１の出力
を、図６（ｂ）はインバータ１８−２の出力を、図６
（ｃ）は位相がθずれたＲ−Ｙ軸の復調色差信号出力
｛Ｄ（Ｒ−Ｙ）｝および位相がθずれたＲ−Ｙ軸の復調
色差信号出力｛ＤＩ（Ｒ−Ｙ）｝を、図６（ｄ）は位相
がθずれたＢ−Ｙ軸の復調色差信号出力｛ＤＩ（Ｂ−
Ｙ）｝および位相がθずれたＢ−Ｙ軸の復調色差信号出
力｛Ｄ（Ｂ−Ｙ）｝を示している。

【００３８】位相角補正回路１９は乗算器１９−１〜１
９−４、加算器１９−５および１９−６、ラッチ回路１
９−７および１９−８、マルチプレクサ１９−９とから
構成してある。色復調回路１８から出力される位相がθ
ずれた（Ｒ−Ｙ）軸の復調色差信号出力は乗算器１９−
１および１９−２に供給し、分割・累積加算回路１５か
ら出力される補正信号ＱＣと乗算器１９−１において乗
算し、分割・累積加算回路１５から出力される補正信号
ＩＣと乗算器１９−２において乗算する。色復調回路１
８から出力される位相がθずれた（Ｂ−Ｙ）軸の復調色
差信号出力は乗算器１９−３および１９−４に供給し、
補正信号ＱＣと乗算器１９−３において乗算し、補正信
号ＩＣと乗算器１９−４において乗算する。

【００３９】乗算器１９−１の出力から乗算器１９−４
の出力を加算器１９−５において減算し、加算器１９−
５からの出力はラッチ回路１９−７に供給し、水晶発振
器８の発振出力を２分周した周波数２ｆｓｃのストロー
ブパルスＮ７によって加算器１９−５の出力をラッチ回
路１９−７においてラッチし、ラッチ出力をマルチプレ
クサ１９−９に送出する。乗算器１９−２の出力と乗算
器１９−３の出力とは加算器１９−６において加算し、
加算器１９−６からの出力はラッチ回路１９−８に供給
して、ストローブパルスＮ７によって加算器１９−６の
出力をラッチ回路１９−８においてラッチし、ラッチ出
力をマルチプレクサ１９−９に送出する。ストローブパ
ルスＮ７の発生タイミングは図６（ｅ）に矢印で示して
ある

【００４０】マルチプレクサ１９−９はラッチ回路１９
−８からの出力の符号を反転して入力する機能を備え、
かつ、マルチプレクサ１９−９には水晶発振器８の発振
出力（周波数４ｆｓｃ）がクロックパルスとして供給し
てあってラッチ１９−７、１９−８のラッチ出力を４ｆ
ｓｃの発振出力によってマルチプレクスする。

【００４１】したがって、加算器１９−５の出力と加算
器１９−６の出力は周期１／（２ｆｓｃ）毎に、数２に
示す位相がずれていない復調軸（Ｒ−Ｙ）軸の復調色差
信号出力Ｆ（Ｒ−Ｙ）と数３に示す位相がずれていない
復調軸（Ｂ−Ｙ）軸の復調色差信号出力｛−ＦＩ（Ｂ−
Ｙ）｝の対と、数４に示す位相がずれていない復調軸
（Ｒ−Ｙ）軸の復調色差信号出力｛ＦＩ（Ｒ−Ｙ）｝と
数５に示す位相がずれていない復調軸（Ｂ−Ｙ）軸の復
調色差信号出力｛−Ｆ（Ｂ−Ｙ）｝の対となり、数２の
値と数４の値とがラッチ回路１９−７に周期１／（２ｆ
ｓｃ）毎にラッチされ、数３の値と数５の値とがラッチ
回路１９−８に周期１／（２ｆｓｃ）毎にラッチされ
る。

【００４２】

【数２】

【００４３】

【数３】

【００４４】

【数４】

【００４５】

【数５】

【００４６】位相がずれていない復調軸（Ｂ−Ｙ）軸の
復調色差信号出力［−｛ＦＩ（Ｂ−Ｙ）｝］と位相がず
れていない復調軸（Ｒ−Ｙ）軸の復調色差信号出力［Ｆ
（Ｒ−Ｙ）］はマルチプレクサ１９−９への入力時に反
転されるため、この結果、マルチプレクサ１９−９から
は１／（４ｆｓｃ）毎に、位相がずれていない復調軸
（Ｂ−Ｙ）軸の復調色差信号出力［ＦＩ（Ｂ−Ｙ）］、
位相がずれていない復調軸（Ｒ−Ｙ）軸の復調色差信号
出力［Ｆ（Ｒ−Ｙ）］、位相がずれていない復調軸（Ｂ
−Ｙ）軸の復調色差信号出力［Ｆ（Ｂ−Ｙ）］、位相が
ずれていない復調軸（Ｒ−Ｙ）軸の復調色差信号出力
［ＦＩ（Ｒ−Ｙ）］がこの順番にて順次送出される。こ
のように補正された色差信号は順番がマルチプレクサ１
９−９によって並び変えられ変調されて、マルチプレク
サ１９−９からの出力はＤ／Ａ変換器２０に供給されて
アナログ色信号に変換される。

【００４７】図８は上記した本実施例の作用をベクトル
図で説明したものである。復調色信号の位相は図８に示
すように表すことができる。ジッタがない色信号が正規
の復調軸で復調されたならば、本来の信号Ｆ（Ｂ−
Ｙ）、Ｆ（Ｒ−Ｙ）が復調される。しかし時間軸上にジ
ッタを有する色信号の場合にはサンプリングクロックが
本来の復調軸とずれる。本実施例では位相角θのジッタ
があるため正規の復調軸から復調軸がθずれる。したが
って上記のようにジッタがある場合の復調軸が正規の復
調軸との間でずれている角θを求めて、ｓｉｎθの値、
ｃｏｓθの値から数２乃至数５に示すように補正できる
ことになる。

【００４８】ここで、図５において破線は（Ｂ−Ｙ）キ
ャリアを、一点鎖線は（Ｒ−Ｙ）キャリアを示し、さら
に｛（Ｂ−Ｙ）復調軸｝、｛−（Ｂ−Ｙ）復調軸｝、
｛（Ｒ−Ｙ）復調軸｝、｛−（Ｒ−Ｙ）復調軸｝との記
載は位相がθずれたの記載を省略して示したものであっ
て、夫々位相がθずれた復調軸（Ｂ−Ｙ）、位相がθず
れた復調軸−（Ｂ−Ｙ）、位相がθずれた復調軸（Ｒ−
Ｙ）、位相がθずれた復調軸−（Ｒ−Ｙ）を意味してい
る。

【００４９】復調位相補正回路１７においてカラーバー
スト信号も復調、位相補正される。いま、図５のＡ点に
おける修正は（Ｒ−Ｙ）を求めればよく、Ｐ＝１００と
し、位相角θを３０度とすると、（数２参照） Ｆ（Ｒ−Ｙ）＝Ａｃｏｓθ−Ｂｓｉｎθ＝５０×０．８
６６−８６．６×０．５＝０ となる。ここで、ＡはＰｓｉｎ３０°（＝５０）であ
り、ＢはＰｃｏｓ３０°（＝８６．６）である。

【００５０】また、図５のＢ点における修正は｛−（Ｂ
−Ｙ）｝を求めればよく、（数３参照） −ＦＩ（Ｂ−Ｙ）＝Ａｓｉｎθ＋Ｂｃｏｓθ＝５０×
０．５＋８６．６×０．８６６＝１００ となって、数２、数３が正しいことが判る。同様に数
４、数５も正しいことが判る。

【００５１】なお、上記した本発明に一実施例において
分割・累積加算回路１５に分割回路２１と累積加算器２
３の１組と分割回路２２と累積加算器２４の１組と設け
た場合を例示したが、これに代わって、１組の分割回路
２１と累積加算器２３とを設けて、除算器１４−１の出
力、すなわちｔａｎθの値を分割回路２１に供給し、累
積加算器２３の出力によってメモリ１４−２のアドレス
を指定し、メモリ１４−２からｃｏｓθの値を読み出
し、累積加算器２３の出力とメモリ１４−２から読み出
したｃｏｓθの値とを乗算器１４−３によって乗算し、
メモリ１４−２から読み出した値を補正信号ＱＣに代わ
って乗算器１９−１および１９−３に供給し、乗算器１
４−３の乗算出力を補正信号ＩＣに代わって乗算器１９
−２および１９−４に供給するようにしてもよい。な
お、この場合に、メモリ１４−２からｃｏｓθの値の読
み出しタイミングは、レジスタ１５−１１の置数｛θａ
＋Δ（Ｎ−１）／Ｎ｝が変化するのと同期して読み出す
ようにする必要がある。

【００５２】この場合におけるメモリ１４−２からｃｏ
ｓθの値の読み出しタイミングは具体的には次のように
することができる。１水平走査期間は周波数４ｆｓｃの
クロックによって換算すると９１０クロック分である。
このクロックをＮ等分し、除算器１４−１の出力データ
が変化した直後にまずメモリ１４−２からｃｏｓθの値
を読み出し、次に９１０／Ｎクロック後に読み出し、さ
らに次に９１０／Ｎクロック後に読み出す。このように
して最後に９１０（Ｎ−１）／Ｎまで時間的に当間隔で
読み出し、その後再び、除算器１４−１の出力データが
変化し、上記の動作を繰り返して読み出す。

【００５３】

【発明の効果】以上説明した如く本発明の時間軸補正装
置によれば、直前の水平走査期間におけるカラーバース
ト信号の時間軸変動値と現水平走査期間におけるカラー
バースト信号の時間軸変動との差を複数に均等分割し、
直前の水平走査期間におけるカラーバースト信号の時間
軸変動値に、均等に分割したカラーバースト信号の時間
軸変動値の加算し、加算毎に該加算された時間軸変動値
を時間軸補正値として時間軸の補正をするようにした。
したがって、直前の水平走査期間におけるカラーバース
ト信号の時間軸変動値を含む２水平走査期間の時間軸変
動に基づく時間軸補正が、１水平走査期間中に複数回行
われ、従来１水平走査期間毎に検出した時間軸変動値に
よる１水平走査期間毎の時間軸補正に比較して、１水平
走査期間のどの部分においても最適な時間軸補正が行わ
れて、１水平走査期間内の時間軸変動に近似的に対応す
る時間軸補正が行われるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明にかかる時間軸正装置の一実施例の構成
を示すブロック図である。

【図２】本発明にかかる時間軸補正装置の一実施例にお
ける位相角検出回路の構成例を示すブロック図である。

【図３】本発明にかかる時間軸補正装置の一実施例にお
ける分割・累積加算回路の構成例を示すブロック図であ
る。

【図４】本発明にかかる時間軸補正装置の一実施例にお
ける復調位相補正回路の構成例を示すブロック図であ
る。

【図５】本発明にかかる時間軸補正装置の一実施例にお
ける位相差の説明に供するタイミング図である。

【図６】本発明にかかる時間軸補正装置の一実施例にお
ける復調色差信号の説明に供するタイミング図である。

【図７】本発明にかかる時間軸補正装置の一実施例にお
ける分割・累積加算回路の作用の説明に供する模式図で
ある。

【図８】本発明にかかる時間軸補正装置の一実施例にお
ける位相補正の説明に供するベクトル図である。

【図９】従来の時間軸補正装置による作用の説明図であ
る。

【符号の説明】

６ Ａ／Ｄ変換器 ７ メモリ ８ 水晶発振器 ９ Ｙ／Ｃ分離回路 １０ 位相角検出回路 １２、１３、２３および２４ 累積加算器 １５ 分割・累積加算回路 １７ 復調位相補正回路

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】複合映像信号中の水平同期信号に同期した
   サンプリングパルスによりサンプリングされＡ／Ｄ変換
   されたデジタル化複合映像信号中からカラーバースト信
   号を抜き取るカラーバースト信号抜取り手段と、抜き取
   られたカラーバースト信号の時間軸変動値を検出する検
   出手段と、直前の水平走査期間におけるカラーバースト
   信号の時間軸変動値と現水平走査期間におけるカラーバ
   ースト信号の時間軸変動値との差を演算し、演算された
   差の値を複数に均等分割する演算手段と、均等分割され
   た差の値を１水平走査期間を前記均等分割数で除算した
   期間毎に累積加算し、かつ累積加算毎に累積加算値を前
   記直前の水平走査期間におけるカラーバースト信号の時
   間軸変動値に加算する累積加算手段とを備え、累積加算
   手段の各加算時点における累積加算出力を時間軸補正値
   として色信号に供給して色信号の時間軸の補正を行うこ
   とを特徴とする時間軸補正装置。
2. 【請求項２】請求項１記載の時間軸補正装置において、
   検出手段は水平同期信号に同期したサンプリングパルス
   と同一周波数を有しかつジッタを含まない基準クロック
   パルスと抜く取られたカラーバースト信号との位相差を
   検出する検出手段であることを特徴とする時間軸補正装
   置。