JP3045209B2 - 複同調帯域可変回路 - Google Patents
複同調帯域可変回路Info
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- JP3045209B2 JP3045209B2 JP5000235A JP23593A JP3045209B2 JP 3045209 B2 JP3045209 B2 JP 3045209B2 JP 5000235 A JP5000235 A JP 5000235A JP 23593 A JP23593 A JP 23593A JP 3045209 B2 JP3045209 B2 JP 3045209B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、同調点での利得を一定
に保ちながら通過帯域幅を電子的に可変できる複同調帯
域可変回路に関する。
に保ちながら通過帯域幅を電子的に可変できる複同調帯
域可変回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】例えば、ＡＭチューナまたはＦＭチュー
ナに用いるＩＦ（中間周波）フィルタを、受信状態の良
い時は広帯域特性に、受信状態が悪い時は狭帯域特性に
して、常に良好な受信音質を得るようにすることが行わ
れている。このようなフィルタとして、同調点での利得
を一定に保ちながら通過帯域幅を可変できる帯域幅可変
型フィルタが特公平３−７０４０８号公報に開示されて
いる。
ナに用いるＩＦ（中間周波）フィルタを、受信状態の良
い時は広帯域特性に、受信状態が悪い時は狭帯域特性に
して、常に良好な受信音質を得るようにすることが行わ
れている。このようなフィルタとして、同調点での利得
を一定に保ちながら通過帯域幅を可変できる帯域幅可変
型フィルタが特公平３−７０４０８号公報に開示されて
いる。
【０００３】図１０は、この帯域幅可変型フィルタを示
す図である。入力信号ｅi が入力される入力端子１と同
調回路Ｌ，Ｃの間に、抵抗値を制御電圧ＶVAL で可変す
ることができる電子的可変抵抗ＶＲを接続し、この同調
回路Ｌ，Ｃと可変抵抗ＶＲとの接続点から出力端子２を
引き出し出力信号ｅo を得る。前記電子的可変抵抗ＶＲ
は、差動増幅器ＯＰ、電圧制御利得可変型増幅器ＶＡお
よび電流源Ｉ2 により構成され、差動増幅器ＯＰの非反
転入力端に入力端子１が接続され、反転入力端に同調回
路Ｌ，Ｃと出力端子ｅo の接続点が接続される。
す図である。入力信号ｅi が入力される入力端子１と同
調回路Ｌ，Ｃの間に、抵抗値を制御電圧ＶVAL で可変す
ることができる電子的可変抵抗ＶＲを接続し、この同調
回路Ｌ，Ｃと可変抵抗ＶＲとの接続点から出力端子２を
引き出し出力信号ｅo を得る。前記電子的可変抵抗ＶＲ
は、差動増幅器ＯＰ、電圧制御利得可変型増幅器ＶＡお
よび電流源Ｉ2 により構成され、差動増幅器ＯＰの非反
転入力端に入力端子１が接続され、反転入力端に同調回
路Ｌ，Ｃと出力端子ｅo の接続点が接続される。
【０００４】増幅器ＶＡの出力電圧は、電流源Ｉ2 によ
り電流に変換されて、差動増幅器ＯＰの反転入力端に帰
還される。また、入力信号ｅi は電流源Ｉ1 により電流
に変換されて、差動増幅器ＯＰの反転入力端に入力され
る。以上説明した回路は、電子的可変抵抗ＶＲの増幅器
ＶＡの制御電圧ＶVAL を変化させて増幅器ＶＡの利得を
変化させることにより、フィルタの通過帯域幅を変化さ
せることができる。また、電流源Ｉ1 を設けたことによ
り、同調回路Ｌ，Ｃ中の損失抵抗Ｒの影響が除去され
て、増幅器ＶＡの利得の変化に関係なくフィルタの利得
は一定になる。
り電流に変換されて、差動増幅器ＯＰの反転入力端に帰
還される。また、入力信号ｅi は電流源Ｉ1 により電流
に変換されて、差動増幅器ＯＰの反転入力端に入力され
る。以上説明した回路は、電子的可変抵抗ＶＲの増幅器
ＶＡの制御電圧ＶVAL を変化させて増幅器ＶＡの利得を
変化させることにより、フィルタの通過帯域幅を変化さ
せることができる。また、電流源Ｉ1 を設けたことによ
り、同調回路Ｌ，Ｃ中の損失抵抗Ｒの影響が除去され
て、増幅器ＶＡの利得の変化に関係なくフィルタの利得
は一定になる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】以上説明した帯域幅可
変型フィルタは、同調回路として単同調回路を使用して
いるため、帯域外出力の除去能力が少ないという問題が
ある。本発明は、この点にかんがみ、同調点での利得を
一定に保ちながら通過帯域幅を電子的に可変できる帯域
可変回路の、帯域外出力の除去能力を向上させることを
目的とするものである。
変型フィルタは、同調回路として単同調回路を使用して
いるため、帯域外出力の除去能力が少ないという問題が
ある。本発明は、この点にかんがみ、同調点での利得を
一定に保ちながら通過帯域幅を電子的に可変できる帯域
可変回路の、帯域外出力の除去能力を向上させることを
目的とするものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】帯域外出力の除去能力を
向上させるためには、一般的には同調回路に複同調回路
を採用すれば良い。この観点から、図１０のフィルタの
同調回路Ｌ，Ｃを複同調回路３に置き換えたのが図１１
の複同調帯域可変回路である。そして、この複同調回路
３の具体的回路を示したのが図２、その振幅特性を示し
たのが図４、位相特性を示したのが図５であり、図１１
の複同調帯域可変回路の振幅特性を示したのが図１２で
ある。これら各特性を検討すると、図４の複同調回路３
の振幅特性では、通過帯域外の減衰は急峻であるため複
同調回路３自体の帯域外出力の除去能力は高いが、これ
を利用した図１１の複同調帯域可変回路の振幅特性は、
図１２に示されているように、所望の特性とは掛け離れ
たものとなる。
向上させるためには、一般的には同調回路に複同調回路
を採用すれば良い。この観点から、図１０のフィルタの
同調回路Ｌ，Ｃを複同調回路３に置き換えたのが図１１
の複同調帯域可変回路である。そして、この複同調回路
３の具体的回路を示したのが図２、その振幅特性を示し
たのが図４、位相特性を示したのが図５であり、図１１
の複同調帯域可変回路の振幅特性を示したのが図１２で
ある。これら各特性を検討すると、図４の複同調回路３
の振幅特性では、通過帯域外の減衰は急峻であるため複
同調回路３自体の帯域外出力の除去能力は高いが、これ
を利用した図１１の複同調帯域可変回路の振幅特性は、
図１２に示されているように、所望の特性とは掛け離れ
たものとなる。
【０００７】この理由を説明すると、図５の複同調回路
の位相特性から明らかなように、複同調回路はその周波
数の変化に伴い、その通過帯域幅内で０〜１８０°の範
囲で位相が回転する。そして、周波数が同調周波数の１
ＭＨｚを越えると、その位相回転は、９０°を越える。
したがって、図１１の回路における差動増幅器ＯＰの反
転入力端に入力される電圧は、９０°を越えたところ
で、入力電圧ｅi に対してその極性を反転する。
の位相特性から明らかなように、複同調回路はその周波
数の変化に伴い、その通過帯域幅内で０〜１８０°の範
囲で位相が回転する。そして、周波数が同調周波数の１
ＭＨｚを越えると、その位相回転は、９０°を越える。
したがって、図１１の回路における差動増幅器ＯＰの反
転入力端に入力される電圧は、９０°を越えたところ
で、入力電圧ｅi に対してその極性を反転する。
【０００８】つまり、それまで差動増幅器ＯＰの非反転
入力端に入力されていた信号に対して負帰還されていた
ものが正帰還されることになるため、可変抵抗ＶＲが所
望の動作を行わなくなる。このため、複同調回路３を単
純に帯域幅可変型フィルタに適用した複同調帯域可変回
路では、所望の特性が得られない。本発明は、これに対
処するため、複同調回路の位相回転を補償する位相補償
回路を入力端子と可変抵抗の差動増幅器の非反転入力端
の間に接続する。
入力端に入力されていた信号に対して負帰還されていた
ものが正帰還されることになるため、可変抵抗ＶＲが所
望の動作を行わなくなる。このため、複同調回路３を単
純に帯域幅可変型フィルタに適用した複同調帯域可変回
路では、所望の特性が得られない。本発明は、これに対
処するため、複同調回路の位相回転を補償する位相補償
回路を入力端子と可変抵抗の差動増幅器の非反転入力端
の間に接続する。
【０００９】
【作用】上記構成により、電子的可変抵抗の差動増幅器
の非反転入力端に入力される電圧は、入力電圧の位相を
ずらしたものとなる。したがって、位相補償回路の位相
の回転量を適当に選択することにより、複同調回路によ
る入力電圧に対する出力電圧の位相回転が、位相補償回
路による入力電圧に対する出力電圧の位相回転により補
償されることとなる。これにより、電子的可変抵抗の差
動増幅器の反転入力端に入力される複同調回路の出力の
極性は、非反転入力端に入力される入力電圧の極性に対
して、帯域可変回路の通過帯域幅内では逆転しないこと
となるから、所望の特性の帯域可変回路が得られる。
の非反転入力端に入力される電圧は、入力電圧の位相を
ずらしたものとなる。したがって、位相補償回路の位相
の回転量を適当に選択することにより、複同調回路によ
る入力電圧に対する出力電圧の位相回転が、位相補償回
路による入力電圧に対する出力電圧の位相回転により補
償されることとなる。これにより、電子的可変抵抗の差
動増幅器の反転入力端に入力される複同調回路の出力の
極性は、非反転入力端に入力される入力電圧の極性に対
して、帯域可変回路の通過帯域幅内では逆転しないこと
となるから、所望の特性の帯域可変回路が得られる。
【００１０】
【実施例】図１は、本発明の複同調帯域可変回路を示
す。図１の回路は、前述の図１１の回路の入力端子１と
可変抵抗ＶＲの差動増幅器ＯＰの非反転入力端の間に、
位相補償回路４を挿入したものである。１は入力信号ｅ
i が入力される入力端子、２は出力信号ｅo が出力され
る出力端子である。３は複同調回路で、出力端子２と、
電圧を電流に変換する電流源Ｉ 1 の間に接続される。こ
の電流源Ｉ1 は、入力端子１に接続され、入力電圧ｅi
を電流に変換する。４は位相補償回路で、入力端子１と
電子的可変抵抗ＶＲの差動増幅器ＯＰの非反転入力端の
間に接続される。
す。図１の回路は、前述の図１１の回路の入力端子１と
可変抵抗ＶＲの差動増幅器ＯＰの非反転入力端の間に、
位相補償回路４を挿入したものである。１は入力信号ｅ
i が入力される入力端子、２は出力信号ｅo が出力され
る出力端子である。３は複同調回路で、出力端子２と、
電圧を電流に変換する電流源Ｉ 1 の間に接続される。こ
の電流源Ｉ1 は、入力端子１に接続され、入力電圧ｅi
を電流に変換する。４は位相補償回路で、入力端子１と
電子的可変抵抗ＶＲの差動増幅器ＯＰの非反転入力端の
間に接続される。
【００１１】電子的可変抵抗ＶＲは、この差動増幅器Ｏ
Ｐ、電圧制御利得可変増幅器ＶＡおよび電流源Ｉ2 から
構成される。差動増幅器ＯＰの反転入力端は、出力端子
２と複同調回路３の接続点に接続される。差動増幅器Ｏ
Ｐの出力は、電圧制御利得可変型増幅器ＶＡに入力さ
れ、増幅器ＶＡの出力電圧は、電流源Ｉ2 により電流に
変換されて、差動増幅器ＯＰの反転入力端に帰還され
る。本例の複同調帯域可変回路をＡＭチューナまたはＦ
Ｍチューナに用いるＩＦ（中間周波）フィルタに適用し
た場合は、電子的可変抵抗ＶＲの制御電圧ＶVAL は電界
強度、妨害局の強度等によって自動的に変化させる。
Ｐ、電圧制御利得可変増幅器ＶＡおよび電流源Ｉ2 から
構成される。差動増幅器ＯＰの反転入力端は、出力端子
２と複同調回路３の接続点に接続される。差動増幅器Ｏ
Ｐの出力は、電圧制御利得可変型増幅器ＶＡに入力さ
れ、増幅器ＶＡの出力電圧は、電流源Ｉ2 により電流に
変換されて、差動増幅器ＯＰの反転入力端に帰還され
る。本例の複同調帯域可変回路をＡＭチューナまたはＦ
Ｍチューナに用いるＩＦ（中間周波）フィルタに適用し
た場合は、電子的可変抵抗ＶＲの制御電圧ＶVAL は電界
強度、妨害局の強度等によって自動的に変化させる。
【００１２】複同調回路３は、詳細を図２に示すように
公知の複同調回路である。位相補償回路４は、詳細を図
３に示すオールパスフィルタと呼ばれるフィルタを使用
している。また、複同調回路の振幅特性を図４に、位相
特性を図５に示す。本例の複同調回路３は、１ＭＨｚを
同調点としている。さらに、位相補償回路４の位相特性
を図６と図７に示す。なお、この位相補償回路４はこの
オールパスフィルタに限らずに、位相を回転させるその
他の回路を採用することができる。以上説明した複同調
帯域可変回路の具体的な回路図を図８に示す。
公知の複同調回路である。位相補償回路４は、詳細を図
３に示すオールパスフィルタと呼ばれるフィルタを使用
している。また、複同調回路の振幅特性を図４に、位相
特性を図５に示す。本例の複同調回路３は、１ＭＨｚを
同調点としている。さらに、位相補償回路４の位相特性
を図６と図７に示す。なお、この位相補償回路４はこの
オールパスフィルタに限らずに、位相を回転させるその
他の回路を採用することができる。以上説明した複同調
帯域可変回路の具体的な回路図を図８に示す。
【００１３】この位相補償回路４を入力端子１と差動増
幅器ＯＰの非反転入力端の間に挿入したため、入力電圧
ｅi は、帯域可変回路の同調周波数近辺では、図６に示
すようにほぼ９０°位相が遅らされて、非反転入力端に
入力される。一方、複同調回路３は、図５に示すように
その通過帯域幅内で０〜１８０°の範囲で位相回転す
る。したがって、複同調回路３の０〜１８０°の位相遅
れは、位相が９０°遅れた入力電圧ｅi に対しては、両
位相の差の−９０〜９０°の範囲内に入ることとなる。
したがって、複同調帯域可変回路の通過帯域幅内では、
差動増幅器ＯＰの反転入力端に対する複同調回路の出力
電圧の極性の逆転がなくなり、正常な動作が行われる。
幅器ＯＰの非反転入力端の間に挿入したため、入力電圧
ｅi は、帯域可変回路の同調周波数近辺では、図６に示
すようにほぼ９０°位相が遅らされて、非反転入力端に
入力される。一方、複同調回路３は、図５に示すように
その通過帯域幅内で０〜１８０°の範囲で位相回転す
る。したがって、複同調回路３の０〜１８０°の位相遅
れは、位相が９０°遅れた入力電圧ｅi に対しては、両
位相の差の−９０〜９０°の範囲内に入ることとなる。
したがって、複同調帯域可変回路の通過帯域幅内では、
差動増幅器ＯＰの反転入力端に対する複同調回路の出力
電圧の極性の逆転がなくなり、正常な動作が行われる。
【００１４】この図１の複同調帯域可変回路の振幅特性
を図９に示す。図の４つの曲線は、電圧制御利得可変増
幅器ＶＡの利得を変化させて得たもので、利得が小さい
方が通過帯域幅が狭く、利得が大きい方が通過帯域幅が
広くなることが示されている。また、この複同調帯域可
変回路の同調点１ＭＨｚでの利得は、電圧制御利得可変
増幅器ＶＡの利得と関係なくほぼ一定に保たれている。
さらに、その通過帯域外での減衰は急峻であり、帯域外
出力の除去能力が向上している。
を図９に示す。図の４つの曲線は、電圧制御利得可変増
幅器ＶＡの利得を変化させて得たもので、利得が小さい
方が通過帯域幅が狭く、利得が大きい方が通過帯域幅が
広くなることが示されている。また、この複同調帯域可
変回路の同調点１ＭＨｚでの利得は、電圧制御利得可変
増幅器ＶＡの利得と関係なくほぼ一定に保たれている。
さらに、その通過帯域外での減衰は急峻であり、帯域外
出力の除去能力が向上している。
【００１５】
【発明の効果】本発明は、複同調回路の位相回転を補償
する位相補償回路を設けたことにより、同調点での利得
を一定に保ちながら、通過帯域幅を電子的に可変とし、
帯域外出力の除去能力を向上させた複同調帯域可変回路
が得られる。
する位相補償回路を設けたことにより、同調点での利得
を一定に保ちながら、通過帯域幅を電子的に可変とし、
帯域外出力の除去能力を向上させた複同調帯域可変回路
が得られる。
【図１】本発明の実施例の回路図。
【図２】図１の複同調回路の内容を示す回路図。
【図３】図１の位相補償回路の内容を示す回路図。
【図４】図２の複同調回路の振幅特性を表すグラフ。
【図５】図２の複同調回路の位相特性を表すグラフ。
【図６】図３の位相補償回路の位相特性を表すグラフ。
【図７】図３の位相補償回路の位相特性を表すグラフ。
【図８】図１の回路の具体的な回路を示す回路図。
【図９】図１の回路の振幅特性を表すグラフ。
【図１０】従来の帯域可変型フィルタの回路図。
【図１１】図１０の回路の同調回路を複同調回路とした
例を示す回路図。
例を示す回路図。
【図１２】図１１の回路の振幅特性を表すグラフ。
１…入力端子 ２…出力端子 ３…複同調回路 ４…位相補償回路 ＶＲ…電子的可変抵抗 ＯＰ…差動増幅器 ＶＡ…電圧制御利得可変増幅器 Ｉ1 ，Ｉ2 …電流源
Claims (2)
- 【請求項１】 抵抗値を制御電圧で可変できる電子的可
変抵抗を入力端子と複同調回路の間に接続し、この電子
的可変抵抗と複同調回路端の接続点から出力端子を取り
出すようにした複同調帯域可変回路において、前記電子的可変抵抗を電圧制御利得可変型差動増幅器で
構成し、該電圧制御利得可変型差動増幅器の出力信号に
応じた電流を反転入力端に帰還させ、該反転入力端を前
記出力端子と前記複同調回路の接続点に接続し、 前記電圧制御利得可変型差動増幅器の非反転入力端と前
記入力端子の間に同調周波数近辺でほぼ９０°位相を遅
らせる位相補償回路を接続したこと を特徴とする複同調
帯域可変回路。 - 【請求項２】 前記位相補償回路をオールパスフィルタ
としたことを特徴とする請求項１記載の複同調帯域可変
回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5000235A JP3045209B2 (ja) | 1993-01-05 | 1993-01-05 | 複同調帯域可変回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5000235A JP3045209B2 (ja) | 1993-01-05 | 1993-01-05 | 複同調帯域可変回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06204788A JPH06204788A (ja) | 1994-07-22 |
| JP3045209B2 true JP3045209B2 (ja) | 2000-05-29 |
Family
ID=11468311
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5000235A Expired - Fee Related JP3045209B2 (ja) | 1993-01-05 | 1993-01-05 | 複同調帯域可変回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3045209B2 (ja) |
-
1993
- 1993-01-05 JP JP5000235A patent/JP3045209B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06204788A (ja) | 1994-07-22 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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