JP3043947B2 - 電源回路 - Google Patents
電源回路Info
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- JP3043947B2 JP3043947B2 JP6101456A JP10145694A JP3043947B2 JP 3043947 B2 JP3043947 B2 JP 3043947B2 JP 6101456 A JP6101456 A JP 6101456A JP 10145694 A JP10145694 A JP 10145694A JP 3043947 B2 JP3043947 B2 JP 3043947B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、感電事故の防止を図る
電源回路に関する。
電源回路に関する。
【０００１】
【従来の技術】従来のこの種の電源回路としては、例え
ば図８に示すようなものがある（特願平３−１４２５３
１号公報、参照）。図８において、１は直流電源であ
り、直流電源１はスイッチング電源回路２を介して絶縁
回路３の一次側端子Ａ，Ｂに接続される。スイッチング
電源回路２は一個の制御可能なスイッチング素子４から
なり、スイッチング素子４としては極めて高速な自己消
弧型のスイッチング素子であるパワーＭＯＳＦＥＴを使
用している。
ば図８に示すようなものがある（特願平３−１４２５３
１号公報、参照）。図８において、１は直流電源であ
り、直流電源１はスイッチング電源回路２を介して絶縁
回路３の一次側端子Ａ，Ｂに接続される。スイッチング
電源回路２は一個の制御可能なスイッチング素子４から
なり、スイッチング素子４としては極めて高速な自己消
弧型のスイッチング素子であるパワーＭＯＳＦＥＴを使
用している。
【０００２】スイッチング素子４の制御端子（ゲート）
には図示しない制御回路から制御パルスが与えられ、そ
の制御パルスに応答してオン、オフ動作する。スイッチ
ング素子４の一方の端子（ソース）には直流電源１のマ
イナス側が接続され、スイッチング素子４の他方の端子
（ドレイン）には絶縁回路３の一次側端子Ｂが接続され
る。また、直流電源１のプラス側は絶縁回路３の一次側
端子Ａに接続される。スイッチング素子４と絶縁回路３
との間には、リアクトル５が絶縁回路３の一次側端子
Ａ，Ｂ間に接続される。絶縁回路３はコンデンサ６と７
とによって構成され、絶縁障壁が一次側端子Ａ，Ｂと二
次側端子Ｃ，Ｄとの間に構成される。 なお、８は抵抗
９よりなる負荷である。
には図示しない制御回路から制御パルスが与えられ、そ
の制御パルスに応答してオン、オフ動作する。スイッチ
ング素子４の一方の端子（ソース）には直流電源１のマ
イナス側が接続され、スイッチング素子４の他方の端子
（ドレイン）には絶縁回路３の一次側端子Ｂが接続され
る。また、直流電源１のプラス側は絶縁回路３の一次側
端子Ａに接続される。スイッチング素子４と絶縁回路３
との間には、リアクトル５が絶縁回路３の一次側端子
Ａ，Ｂ間に接続される。絶縁回路３はコンデンサ６と７
とによって構成され、絶縁障壁が一次側端子Ａ，Ｂと二
次側端子Ｃ，Ｄとの間に構成される。 なお、８は抵抗
９よりなる負荷である。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来の電源回路にあっては、アース電位に対して、
コンデンサが不平衡状態になっているため、スイッチン
グ素子の高周波発生動作によって１次側から２次側に大
きな漏洩電流が流れ、人が感電するという問題があっ
た。本発明は、このような従来の問題に鑑みてなされた
ものであって、１次側のインバータ回路の出力端に不平
衡−平衡変換回路を設けることで、２次側−アース間に
流れる漏洩電流を小さくし、また、２次側の受電端の発
生電圧が高い場合には２次側受電端にも平衡−不平衡変
換回路を設けることで、漏洩電流を抑制して感電事故を
防止することを目的とする。
うな従来の電源回路にあっては、アース電位に対して、
コンデンサが不平衡状態になっているため、スイッチン
グ素子の高周波発生動作によって１次側から２次側に大
きな漏洩電流が流れ、人が感電するという問題があっ
た。本発明は、このような従来の問題に鑑みてなされた
ものであって、１次側のインバータ回路の出力端に不平
衡−平衡変換回路を設けることで、２次側−アース間に
流れる漏洩電流を小さくし、また、２次側の受電端の発
生電圧が高い場合には２次側受電端にも平衡−不平衡変
換回路を設けることで、漏洩電流を抑制して感電事故を
防止することを目的とする。
【０００４】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に、本発明は、スイッチング素子のスイッチング動作に
よりトランスの１次巻線に高周波電圧を発生する１次側
のインバータ回路と前記高周波電圧を整流平滑する２次
側の整流平滑回路を１次側−２次側絶縁用の一対のコン
デンサを介して接続した電源回路において、前記インバ
ータ回路が発生した前記高周波電圧の不平衡電圧から平
衡電圧への変換を行う不平衡−平衡変換回路を１次側に
設けるとともに、該不平衡−平衡変換回路の出力の平衡
電圧から不平衡電圧への変換を行う平衡−不平衡変換回
路を２次側に設けたことを特徴とする。
に、本発明は、スイッチング素子のスイッチング動作に
よりトランスの１次巻線に高周波電圧を発生する１次側
のインバータ回路と前記高周波電圧を整流平滑する２次
側の整流平滑回路を１次側−２次側絶縁用の一対のコン
デンサを介して接続した電源回路において、前記インバ
ータ回路が発生した前記高周波電圧の不平衡電圧から平
衡電圧への変換を行う不平衡−平衡変換回路を１次側に
設けるとともに、該不平衡−平衡変換回路の出力の平衡
電圧から不平衡電圧への変換を行う平衡−不平衡変換回
路を２次側に設けたことを特徴とする。
【０００５】また、本発明は、スイッチング素子のスイ
ッチング動作によりトランスの１次巻線に高周波電圧を
発生する１次側のインバータ回路と前記高周波電圧を整
流平滑する２次側の整流平滑回路を１次側−２次側絶縁
用の一対のコンデンサを介して接続した電源回路におい
て、前記インバータ回路が発生した前記高周波電圧の不
平衡電圧から平衡電圧への変換を行う不平衡−平衡変換
回路を１次側に設けたことを特徴とする。
ッチング動作によりトランスの１次巻線に高周波電圧を
発生する１次側のインバータ回路と前記高周波電圧を整
流平滑する２次側の整流平滑回路を１次側−２次側絶縁
用の一対のコンデンサを介して接続した電源回路におい
て、前記インバータ回路が発生した前記高周波電圧の不
平衡電圧から平衡電圧への変換を行う不平衡−平衡変換
回路を１次側に設けたことを特徴とする。
【０００６】また、本発明は、高周波電圧を発生する１
次側のハーフブリッジインバータ回路と前記高周波電圧
を整流平滑する２次側の整流平滑回路を１次側−２次側
絶縁用の一対のコンデンサを介して接続した電源回路に
おいて、前記ハーフブリッジインバータ回路で発生した
高周波電圧の不平衡電圧から平衡電圧への変換を行う不
平衡−平衡変換回路を１次側に設けたことを特徴とす
る。
次側のハーフブリッジインバータ回路と前記高周波電圧
を整流平滑する２次側の整流平滑回路を１次側−２次側
絶縁用の一対のコンデンサを介して接続した電源回路に
おいて、前記ハーフブリッジインバータ回路で発生した
高周波電圧の不平衡電圧から平衡電圧への変換を行う不
平衡−平衡変換回路を１次側に設けたことを特徴とす
る。
【０００７】また、本発明は、前記不平衡−平衡変換回
路の出力の平衡電圧から不平衡電圧への変換を行う平衡
−不平衡変換回路を２次側にも設けたことを特徴とす
る。また、本発明は、高周波電圧を発生する１次側のプ
ッシュプルインバータ回路と高周波電圧を整流平滑する
２次側の整流平滑回路を１次側−２次側絶縁用の一次の
コンデンサを介して接続される電源回路において、前記
高周波電圧の平衡電圧から不平衡電圧への変換を行う平
衡−不平衡変換回路を２次側に設けたことを特徴とす
る。
路の出力の平衡電圧から不平衡電圧への変換を行う平衡
−不平衡変換回路を２次側にも設けたことを特徴とす
る。また、本発明は、高周波電圧を発生する１次側のプ
ッシュプルインバータ回路と高周波電圧を整流平滑する
２次側の整流平滑回路を１次側−２次側絶縁用の一次の
コンデンサを介して接続される電源回路において、前記
高周波電圧の平衡電圧から不平衡電圧への変換を行う平
衡−不平衡変換回路を２次側に設けたことを特徴とす
る。
【０００８】また、本発明は、高周波電圧を発生する１
次側のフルブリッジインバータ回路と前記高周波電圧を
整流平滑する２次側の整流平滑回路を１次側−２次側絶
縁用の一対のコンデンサを介して接続した電源回路にお
いて、前記フルブリッジインバータ回路により発生した
高周波電圧の不平衡電圧から平衡電圧への変換を行う不
平衡−平衡変換回路を１次側に設けるとともに、不平衡
−平衡変換の出力を平衡電圧から不平衡電圧への変換を
行う平衡−不平衡変換回路を２次側に設けたことを特徴
とする。
次側のフルブリッジインバータ回路と前記高周波電圧を
整流平滑する２次側の整流平滑回路を１次側−２次側絶
縁用の一対のコンデンサを介して接続した電源回路にお
いて、前記フルブリッジインバータ回路により発生した
高周波電圧の不平衡電圧から平衡電圧への変換を行う不
平衡−平衡変換回路を１次側に設けるとともに、不平衡
−平衡変換の出力を平衡電圧から不平衡電圧への変換を
行う平衡−不平衡変換回路を２次側に設けたことを特徴
とする。
【０００９】また、本発明は、高周波電圧を発生する１
次側のフルブリッジインバータ回路と前記高周波電圧を
整流平滑する２次側の整流平滑回路と１次側−２次側絶
縁用の一対のコンデンサを介して接続した電源回路にお
いて、前記フルブリッジインバータ回路により発生した
高周波電圧の不平衡電圧から平衡電圧への変換を行う不
平衡−平衡変換回路を１次側に設けたことを特徴とす
る。
次側のフルブリッジインバータ回路と前記高周波電圧を
整流平滑する２次側の整流平滑回路と１次側−２次側絶
縁用の一対のコンデンサを介して接続した電源回路にお
いて、前記フルブリッジインバータ回路により発生した
高周波電圧の不平衡電圧から平衡電圧への変換を行う不
平衡−平衡変換回路を１次側に設けたことを特徴とす
る。
【００１０】また、本発明は、高周波電圧を発生する１
次側の巻線に接続された１次側の共振インバータ回路と
前記高周波電圧の交流変換を行う２次側の交流変換回路
を１次側−２次側絶縁用の一対のコンデンサを介して接
続される電源回路において、前記共振インバータ回路に
より発生した高周波の平衡電圧から不平衡電圧への変換
を行う平衡−不平衡変換回路を２次側に設けたことを特
徴とする。
次側の巻線に接続された１次側の共振インバータ回路と
前記高周波電圧の交流変換を行う２次側の交流変換回路
を１次側−２次側絶縁用の一対のコンデンサを介して接
続される電源回路において、前記共振インバータ回路に
より発生した高周波の平衡電圧から不平衡電圧への変換
を行う平衡−不平衡変換回路を２次側に設けたことを特
徴とする。
【００１１】
【作用】本発明によれば、インバータ回路が発生した高
周波電圧の不平衡電圧から平衡電圧への変換を行う不平
衡−平衡変換回路を１次側に設けるとともに、２次側で
の発生電圧が高い場合には２次側に不平衡−平衡変換回
路の出力の平衡電圧から不平衡電圧への変換を行う不平
衡−平衡変換回路を設けたため、高周波電流を打消し合
うことができるので、漏洩電流を減少することができ、
感電事故を防止することができる。また、１次−２次間
に高周波電流がアースを通して流れなくなるため、ノイ
ズを減少することができる。
周波電圧の不平衡電圧から平衡電圧への変換を行う不平
衡−平衡変換回路を１次側に設けるとともに、２次側で
の発生電圧が高い場合には２次側に不平衡−平衡変換回
路の出力の平衡電圧から不平衡電圧への変換を行う不平
衡−平衡変換回路を設けたため、高周波電流を打消し合
うことができるので、漏洩電流を減少することができ、
感電事故を防止することができる。また、１次−２次間
に高周波電流がアースを通して流れなくなるため、ノイ
ズを減少することができる。
【００１２】また、２次側の発生電圧が低い場合には、
１次側に不平衡−平衡変換回路を設けるようにすればよ
く、この場合には、２次側に平衡−不平衡変換回路を設
ける必要がない。この場合にも漏洩電流を抑制すること
ができ、感電事故を防止することができる。また、１次
−２次間に高周波電流が流れなくなるため、ノイズを減
少することができる。また、本発明は、ハーフブリッジ
インバータ回路、フルブリッジインバータ回路にも適用
することができ、前述したような効果が得られる。
１次側に不平衡−平衡変換回路を設けるようにすればよ
く、この場合には、２次側に平衡−不平衡変換回路を設
ける必要がない。この場合にも漏洩電流を抑制すること
ができ、感電事故を防止することができる。また、１次
−２次間に高周波電流が流れなくなるため、ノイズを減
少することができる。また、本発明は、ハーフブリッジ
インバータ回路、フルブリッジインバータ回路にも適用
することができ、前述したような効果が得られる。
【００１３】さらに、プッシュプルインバータ回路や共
振インバータ回路の場合には、不平衡−平衡変換回路が
設けられているため、２次側に平衡−不平衡変換回路を
設けることにより、前述したような効果を得ることがで
きる。
振インバータ回路の場合には、不平衡−平衡変換回路が
設けられているため、２次側に平衡−不平衡変換回路を
設けることにより、前述したような効果を得ることがで
きる。
【００１４】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明
する。図１は本発明の第１実施例を示す回路図である。
図１において、１１は直流電源であり、直流電源１１に
はトランスの１次巻線１２、コイル１３およびスイッチ
ング素子１４からなる直列回路が並列に接続されてい
る。１５はパルス発生回路であり、パルス発生回路１５
はスイッチング素子１４にパルスを供給して、スイッチ
ング素子１４をオン、オフする。トランスの１次巻線１
２にはコンデンサ１６が並列に接続される。１次巻線１
２、コンデンサ１６、コイル１３、スイッチング素子１
４およびパルス発生回路１５は全体として１次側のイン
バータ回路１７を構成している。
する。図１は本発明の第１実施例を示す回路図である。
図１において、１１は直流電源であり、直流電源１１に
はトランスの１次巻線１２、コイル１３およびスイッチ
ング素子１４からなる直列回路が並列に接続されてい
る。１５はパルス発生回路であり、パルス発生回路１５
はスイッチング素子１４にパルスを供給して、スイッチ
ング素子１４をオン、オフする。トランスの１次巻線１
２にはコンデンサ１６が並列に接続される。１次巻線１
２、コンデンサ１６、コイル１３、スイッチング素子１
４およびパルス発生回路１５は全体として１次側のイン
バータ回路１７を構成している。
【００１５】スイッチング素子１４のオン、オフ動作に
より、トランスの１次巻線１２には高周波電圧が発生す
る。コンデンサ１６とコイル１３により高周波電圧をく
けい波からサイン波になるようにしている。１８はイン
バータ回路１７の出力側に設けられた不平衡−平衡変換
回路であり、不平衡−平衡変換回路１８は１次巻線１２
に発生した高周波電圧の不平衡電圧から平衡電圧への変
換を行う。不平衡−平衡変換回路１８は別の２つの巻線
１８Ａ，１８Ｂを有し、巻線１８Ａには１次巻線１２に
発生した高周波電圧と同方向の電圧が発生し、巻線１８
Ｂには１次巻線１２に発生した高周波電圧とは逆方向の
電圧が発生する。
より、トランスの１次巻線１２には高周波電圧が発生す
る。コンデンサ１６とコイル１３により高周波電圧をく
けい波からサイン波になるようにしている。１８はイン
バータ回路１７の出力側に設けられた不平衡−平衡変換
回路であり、不平衡−平衡変換回路１８は１次巻線１２
に発生した高周波電圧の不平衡電圧から平衡電圧への変
換を行う。不平衡−平衡変換回路１８は別の２つの巻線
１８Ａ，１８Ｂを有し、巻線１８Ａには１次巻線１２に
発生した高周波電圧と同方向の電圧が発生し、巻線１８
Ｂには１次巻線１２に発生した高周波電圧とは逆方向の
電圧が発生する。
【００１６】１９は２次側に設けられた平衡−不平衡変
換回路であり、平衡−不平衡変換回路１９は１次側−２
次側絶縁用の一次のコンデンサ２０Ａ，２０Ｂを介して
不平衡−平衡変換回路１８に接続される。平衡−不平衡
変換回路１９は、２つの巻線１９Ａ，１９Ｂを有し、不
平衡−平衡変換回路１８に発生した高周波電圧の平衡電
圧から不平衡電圧への変換を行う。すなわち、巻線１９
Ａは巻線１８Ａに発生した電圧とは逆方向の電圧を発生
し、巻線１９Ｂは巻線１８Ｂに発生した電圧と逆方向の
電圧を発生する。
換回路であり、平衡−不平衡変換回路１９は１次側−２
次側絶縁用の一次のコンデンサ２０Ａ，２０Ｂを介して
不平衡−平衡変換回路１８に接続される。平衡−不平衡
変換回路１９は、２つの巻線１９Ａ，１９Ｂを有し、不
平衡−平衡変換回路１８に発生した高周波電圧の平衡電
圧から不平衡電圧への変換を行う。すなわち、巻線１９
Ａは巻線１８Ａに発生した電圧とは逆方向の電圧を発生
し、巻線１９Ｂは巻線１８Ｂに発生した電圧と逆方向の
電圧を発生する。
【００１７】２１は２次側の整流平滑回路であり、整流
平滑回路２１は２次巻線２２、コンデンサ２３、ＦＥＴ
２４、制御回路２５、ブリッジ整流回路２６、コイル２
７およびコンデンサ２８からなる。コンデンサ２８によ
り平滑した平滑電圧は負荷２９に供給されるとともに、
制御回路２５に与えられ、制御回路２５は平滑電圧が一
定電圧となるように、ＦＥＴ２４をオン、オフ制御す
る。次に、動作を説明する。図２は動作を説明するため
の動作説明図である。
平滑回路２１は２次巻線２２、コンデンサ２３、ＦＥＴ
２４、制御回路２５、ブリッジ整流回路２６、コイル２
７およびコンデンサ２８からなる。コンデンサ２８によ
り平滑した平滑電圧は負荷２９に供給されるとともに、
制御回路２５に与えられ、制御回路２５は平滑電圧が一
定電圧となるように、ＦＥＴ２４をオン、オフ制御す
る。次に、動作を説明する。図２は動作を説明するため
の動作説明図である。
【００１８】図２において、スイッチング素子１４にパ
ルス発生回路１５よりパルスが与えられると、スイッチ
ング素子１４はオン、オフ動作を行い、これにより、ト
ランスの１次巻線１２に高周波電圧が発生する。トラン
スの１次巻線１２に高周波電圧ｖ1 が発生すると、巻線
１８Ａには電磁誘導により１次巻線１２と同方向の高周
波電圧が発生し、巻線１８Ｂには電磁誘導により１次巻
線１２と逆方向の高周波電圧が発生する。
ルス発生回路１５よりパルスが与えられると、スイッチ
ング素子１４はオン、オフ動作を行い、これにより、ト
ランスの１次巻線１２に高周波電圧が発生する。トラン
スの１次巻線１２に高周波電圧ｖ1 が発生すると、巻線
１８Ａには電磁誘導により１次巻線１２と同方向の高周
波電圧が発生し、巻線１８Ｂには電磁誘導により１次巻
線１２と逆方向の高周波電圧が発生する。
【００１９】巻線１８Ｂにはコンデンサ２０Ａが接続さ
れ、巻線１８Ａにはコンデンサ２０Ｂが接続されてお
り、コンデンサ２０Ａ，２０Ｂには電流Ｉ１，Ｉ２が逆
向きに流れる。平衡−不平衡変換回路１９の巻線１９Ａ
には巻線１８Ａと逆方向の高周波電圧が発生し、巻線１
９Ｂには巻線１８Ｂと逆方向の高周波電圧が発生する。
巻線１９Ａ，１９Ｂに高周波電圧が発生すると、２次巻
線２２には電磁誘導により同方向の高周波電圧が発生
し、高周波電圧は、ダイオード整流回路２６により、整
流され、コイル２７とコンデンサ２８により平滑されて
負荷２９に供給される。また、平滑電圧に応じて制御回
路２５はＦＥＴ２４をオン、オフ制御することにより、
コンデンサ２３がオン、オフ制御され、平滑電圧が規定
値に制御される。
れ、巻線１８Ａにはコンデンサ２０Ｂが接続されてお
り、コンデンサ２０Ａ，２０Ｂには電流Ｉ１，Ｉ２が逆
向きに流れる。平衡−不平衡変換回路１９の巻線１９Ａ
には巻線１８Ａと逆方向の高周波電圧が発生し、巻線１
９Ｂには巻線１８Ｂと逆方向の高周波電圧が発生する。
巻線１９Ａ，１９Ｂに高周波電圧が発生すると、２次巻
線２２には電磁誘導により同方向の高周波電圧が発生
し、高周波電圧は、ダイオード整流回路２６により、整
流され、コイル２７とコンデンサ２８により平滑されて
負荷２９に供給される。また、平滑電圧に応じて制御回
路２５はＦＥＴ２４をオン、オフ制御することにより、
コンデンサ２３がオン、オフ制御され、平滑電圧が規定
値に制御される。
【００２０】このように、１次側に不平衡−平衡変換回
路１８を設けるとともに２次側に平衡−不平衡変換回路
１９を設けるようにしたため、図２に示すように、電流
Ｉ１，Ｉ２が逆向きに流れ、高周波電流が打消し合っ
て、漏洩電流を抑制することができ、感電事故を防止す
ることができる。また、１次側−２次側間で高周波電流
がアースを通して流れないため、ノイズが減少する。次
に、図３は本発明の第２の実施例を示す回路図である。
路１８を設けるとともに２次側に平衡−不平衡変換回路
１９を設けるようにしたため、図２に示すように、電流
Ｉ１，Ｉ２が逆向きに流れ、高周波電流が打消し合っ
て、漏洩電流を抑制することができ、感電事故を防止す
ることができる。また、１次側−２次側間で高周波電流
がアースを通して流れないため、ノイズが減少する。次
に、図３は本発明の第２の実施例を示す回路図である。
【００２１】本実施例は、１次側に不平衡−平衡変換回
路を設けて、２次側には平衡−不平衡変換回路を設けな
い例である。図３において、１８は不平衡−平衡変換回
路であり、不平衡−平衡変換回路１８は１次巻線１２に
発生した高周波電圧の不平衡電圧から平衡電圧への変換
を行う。
路を設けて、２次側には平衡−不平衡変換回路を設けな
い例である。図３において、１８は不平衡−平衡変換回
路であり、不平衡−平衡変換回路１８は１次巻線１２に
発生した高周波電圧の不平衡電圧から平衡電圧への変換
を行う。
【００２２】不平衡−平衡変換回路１８は、別の２つの
巻線１８Ａ，１８Ｂを有し、巻線１８Ａには１次巻線１
２と同方向の高周波電圧が発生し、巻線１８Ｂには１次
巻線１２と逆方向の高周波電圧が発生する。このよう
に、１次側に不平衡−平衡変換回路１８を設けて、１次
側で高周波電流を打消し合うようにしたため、２次側−
アース間に流れる漏洩電流を小さくすることができる。
２次側の発生電圧が低い場合には、平衡−不平衡変換回
路を設けなくても、感電事故を防止することができる。
巻線１８Ａ，１８Ｂを有し、巻線１８Ａには１次巻線１
２と同方向の高周波電圧が発生し、巻線１８Ｂには１次
巻線１２と逆方向の高周波電圧が発生する。このよう
に、１次側に不平衡−平衡変換回路１８を設けて、１次
側で高周波電流を打消し合うようにしたため、２次側−
アース間に流れる漏洩電流を小さくすることができる。
２次側の発生電圧が低い場合には、平衡−不平衡変換回
路を設けなくても、感電事故を防止することができる。
【００２３】次に、図４は本発明の第３実施例を示す回
路図である。本実施例は、自励ハーフブリッジインバー
タ回路への適用例である。図４において、３１は交流電
源であり、交流電源３１からの交流出力はブリッジ整流
回路３２により全波整流され、コンデンサ３３，３４に
より２分割される。
路図である。本実施例は、自励ハーフブリッジインバー
タ回路への適用例である。図４において、３１は交流電
源であり、交流電源３１からの交流出力はブリッジ整流
回路３２により全波整流され、コンデンサ３３，３４に
より２分割される。
【００２４】３５，３６はスイッチング素子としてのＦ
ＥＴであり、ＦＥＴ３５，３６のゲート側にはコンデン
サ３７，３８および検出巻線３９，４０がそれぞれ設け
られている。抵抗４１，４２はＦＥＴ３５，３６の駆動
電圧を供給し、ダイオード４３，４４はＦＥＴ３５，３
６のゲートを保護するために設けられている。ＦＥＴ３
５，３６のオン、オフ動作により、１次巻線４５に高周
波電圧が発生する。コンデンサ３３，３４の中間接続点
とＦＥＴ３５，３６の中間接続点との間に設けられた１
次巻線４５とコンデンサ４６よりなる直列回路は発生す
る高周波電圧のくけい波をサイン波にするために設けら
れている。
ＥＴであり、ＦＥＴ３５，３６のゲート側にはコンデン
サ３７，３８および検出巻線３９，４０がそれぞれ設け
られている。抵抗４１，４２はＦＥＴ３５，３６の駆動
電圧を供給し、ダイオード４３，４４はＦＥＴ３５，３
６のゲートを保護するために設けられている。ＦＥＴ３
５，３６のオン、オフ動作により、１次巻線４５に高周
波電圧が発生する。コンデンサ３３，３４の中間接続点
とＦＥＴ３５，３６の中間接続点との間に設けられた１
次巻線４５とコンデンサ４６よりなる直列回路は発生す
る高周波電圧のくけい波をサイン波にするために設けら
れている。
【００２５】別の２つの巻線４７，４８は、不平衡−平
衡変換回路４９を構成しており、不平衡−平衡変換回路
４９は１次巻線４５に発生した高周波電圧の不平衡電圧
から平衡電圧への変換を行う。巻線４７には１次巻線４
５と同方向の高周波電圧が発生し、巻線４８には１次巻
線４５と逆方向の電圧が発生する。自励ハーフブリッジ
インバータ回路は１次側−２次側絶縁用の一対のコンデ
ンサ２０Ａ，２０Ｂを介して２次側の整流平滑回路２１
Ａに接続されている。
衡変換回路４９を構成しており、不平衡−平衡変換回路
４９は１次巻線４５に発生した高周波電圧の不平衡電圧
から平衡電圧への変換を行う。巻線４７には１次巻線４
５と同方向の高周波電圧が発生し、巻線４８には１次巻
線４５と逆方向の電圧が発生する。自励ハーフブリッジ
インバータ回路は１次側−２次側絶縁用の一対のコンデ
ンサ２０Ａ，２０Ｂを介して２次側の整流平滑回路２１
Ａに接続されている。
【００２６】整流平滑回路２１Ａは、可変容量素子５
０、ダイオード整流回路２６、コイル２７、コンデンサ
２８および制御回路２５Ａよりなり、コンデンサ２８で
平滑した平滑電圧は制御回路２５Ａに出力され、制御回
路２５Ａは平滑電圧に応じて可変容量素子５０の容量を
可変として、平滑電圧を規定値に制御する。このよう
に、不平衡−平衡変換回路４９を設けて、１次巻線４５
に発生した高周波電圧の不平衡電圧から平衡電圧への変
換を行うので、１次側において、高周波電流を打消し合
うことができ、２次側−アース間に流れる漏洩電流を小
さくすることができる。
０、ダイオード整流回路２６、コイル２７、コンデンサ
２８および制御回路２５Ａよりなり、コンデンサ２８で
平滑した平滑電圧は制御回路２５Ａに出力され、制御回
路２５Ａは平滑電圧に応じて可変容量素子５０の容量を
可変として、平滑電圧を規定値に制御する。このよう
に、不平衡−平衡変換回路４９を設けて、１次巻線４５
に発生した高周波電圧の不平衡電圧から平衡電圧への変
換を行うので、１次側において、高周波電流を打消し合
うことができ、２次側−アース間に流れる漏洩電流を小
さくすることができる。
【００２７】２次側の発生電圧が低い場合には平衡−不
平衡変換回路を設ける必要はないが、２次側の発生電圧
が高い場合には、平衡−不平衡変換回路を設けるように
する。本実施例においても感電事故を防止することがで
きる。なお、電源が交流入力である本実施例では、感電
を防止するための条件として、コンデンサ２０Ａ，２０
Ｂを、交流電源３１から供給される電源周波数、例えば
５０〜６０Ｈｚに対しては高インピーダンスになるよう
選定し、かつインバータで発生する高周波サイン波に対
しては低インピーダンスとなるよう選定する必要があ
る。これによって交流電源３１からの電源周波数による
漏洩電流は極めて少なくなり、また、インバータによる
高周波サイン波に対しては平衡回路により、コンデンサ
２０Ａ，２０Ｂを流れる高周波電流が打消し合うように
なるため、大地側への漏洩電流を抑制することができ
る。
平衡変換回路を設ける必要はないが、２次側の発生電圧
が高い場合には、平衡−不平衡変換回路を設けるように
する。本実施例においても感電事故を防止することがで
きる。なお、電源が交流入力である本実施例では、感電
を防止するための条件として、コンデンサ２０Ａ，２０
Ｂを、交流電源３１から供給される電源周波数、例えば
５０〜６０Ｈｚに対しては高インピーダンスになるよう
選定し、かつインバータで発生する高周波サイン波に対
しては低インピーダンスとなるよう選定する必要があ
る。これによって交流電源３１からの電源周波数による
漏洩電流は極めて少なくなり、また、インバータによる
高周波サイン波に対しては平衡回路により、コンデンサ
２０Ａ，２０Ｂを流れる高周波電流が打消し合うように
なるため、大地側への漏洩電流を抑制することができ
る。
【００２８】次に、図５は本発明の第４実施例を示す回
路図である。本実施例は、プッシュプルインバータ回路
への適用例である。図５において、３１は交流電源であ
り、交流電源３１からの交流出力はブリッジ整流回路３
２により全波整流され、コンデンサ５１により平滑され
る。
路図である。本実施例は、プッシュプルインバータ回路
への適用例である。図５において、３１は交流電源であ
り、交流電源３１からの交流出力はブリッジ整流回路３
２により全波整流され、コンデンサ５１により平滑され
る。
【００２９】５２，５３はスイッチング素子としてのＦ
ＥＴであり、ＦＥＴ５２，５３はドライブ回路５４によ
りオン、オフ制御される。５５ＡはＦＥＴ５２，５３の
オン、オフ動作により高周波電圧を発生する一次巻線で
あり、１次巻線５５Ａには不平衡電圧および平衡電圧が
それぞれ発生する。この１次巻線５５Ａは不平衡−平衡
変換回路５５を構成している。コイル５６とコンデンサ
５７，５８は発生する高周波電圧のくけい波をサイン波
にする。
ＥＴであり、ＦＥＴ５２，５３はドライブ回路５４によ
りオン、オフ制御される。５５ＡはＦＥＴ５２，５３の
オン、オフ動作により高周波電圧を発生する一次巻線で
あり、１次巻線５５Ａには不平衡電圧および平衡電圧が
それぞれ発生する。この１次巻線５５Ａは不平衡−平衡
変換回路５５を構成している。コイル５６とコンデンサ
５７，５８は発生する高周波電圧のくけい波をサイン波
にする。
【００３０】プッシュプルインバータ回路は、１次側−
２次側絶縁用の一対のコンデンサ２０Ａ，２０Ｂを介し
て整流平滑回路２１Ｂに接続されている。整流平滑回路
２１Ｂは、コンデンサ２３、ブリッジ整流回路２６、コ
イル２７、コンデンサ２８、制御回路２５Ｂ、ＦＥＴ２
４および抵抗５９により構成されている。コンデンサ２
３は出力される電圧を低くするために設けられている。
コンデンサ２８による平滑電圧は制御回路２５Ｂに与え
られ、制御回路２５Ｂは平滑電圧に応じてＦＥＴ２４を
オン、オフ制御し、平滑電圧を規定値に制御する。
２次側絶縁用の一対のコンデンサ２０Ａ，２０Ｂを介し
て整流平滑回路２１Ｂに接続されている。整流平滑回路
２１Ｂは、コンデンサ２３、ブリッジ整流回路２６、コ
イル２７、コンデンサ２８、制御回路２５Ｂ、ＦＥＴ２
４および抵抗５９により構成されている。コンデンサ２
３は出力される電圧を低くするために設けられている。
コンデンサ２８による平滑電圧は制御回路２５Ｂに与え
られ、制御回路２５Ｂは平滑電圧に応じてＦＥＴ２４を
オン、オフ制御し、平滑電圧を規定値に制御する。
【００３１】６０は平衡−不平衡変換回路であり、別の
２つの巻線６０Ａ，６０Ｂよりなる。巻線６０Ａと巻線
６０Ｂの間の２次巻線６１には、巻線６０Ａ，６０Ｂに
発生した高周波電圧により電磁誘導された高周波電圧が
発生する。巻線６０Ａには１次巻線５５Ａに発生した電
圧とは逆方向の電圧が発生し、巻線６０Ｂには１次巻線
５５Ａに発生した平衡電圧とは逆方向の電圧が発生す
る。
２つの巻線６０Ａ，６０Ｂよりなる。巻線６０Ａと巻線
６０Ｂの間の２次巻線６１には、巻線６０Ａ，６０Ｂに
発生した高周波電圧により電磁誘導された高周波電圧が
発生する。巻線６０Ａには１次巻線５５Ａに発生した電
圧とは逆方向の電圧が発生し、巻線６０Ｂには１次巻線
５５Ａに発生した平衡電圧とは逆方向の電圧が発生す
る。
【００３２】このように、１次側に不平衡電圧および平
衡電圧を発生する１次巻線５５Ａからなる不平衡−平衡
変換回路５５を設け、２次側に平衡電圧から不平衡電圧
への変換を行う平衡−不平衡変換回路６０を設けたた
め、高周波電流を打消し合い、漏洩電流を減少すること
ができ、感電事故を防止することができる。また、１次
−２次間に高周波電流がアースを通して流れなくなるの
で、ノイズが減少する。
衡電圧を発生する１次巻線５５Ａからなる不平衡−平衡
変換回路５５を設け、２次側に平衡電圧から不平衡電圧
への変換を行う平衡−不平衡変換回路６０を設けたた
め、高周波電流を打消し合い、漏洩電流を減少すること
ができ、感電事故を防止することができる。また、１次
−２次間に高周波電流がアースを通して流れなくなるの
で、ノイズが減少する。
【００３３】なお、電源が交流入力である本実施例で
は、感電を防止するための条件として、コンデンサ２０
Ａ，２０Ｂを、交流電源３１から供給される電源周波
数、例えば５０〜６０Ｈｚに対しては高インピーダンス
になるよう選定し、かつインバータで発生する高周波サ
イン波に対しては低インピーダンスとなるよう選定する
必要がある。これによって交流電源３１からの電源周波
数による漏洩電流は極めて少なくなり、また、インバー
タによる高周波サイン波に対しては平衡回路により、コ
ンデンサ２０Ａ，２０Ｂを流れる高周波電流が打消し合
うようになるため、大地側への漏洩電流を抑制すること
ができる。
は、感電を防止するための条件として、コンデンサ２０
Ａ，２０Ｂを、交流電源３１から供給される電源周波
数、例えば５０〜６０Ｈｚに対しては高インピーダンス
になるよう選定し、かつインバータで発生する高周波サ
イン波に対しては低インピーダンスとなるよう選定する
必要がある。これによって交流電源３１からの電源周波
数による漏洩電流は極めて少なくなり、また、インバー
タによる高周波サイン波に対しては平衡回路により、コ
ンデンサ２０Ａ，２０Ｂを流れる高周波電流が打消し合
うようになるため、大地側への漏洩電流を抑制すること
ができる。
【００３４】次に、図６は本発明の第５実施例を示す回
路図である。本実施例は、フルブリッジインバータ回路
への適用例を示す。図６において、１１は直流電源、７
１〜７４はスイッチング素子としてのＦＥＴである。Ｆ
ＥＴ７１〜７４は、制御回路７５により制御されるＰＦ
Ｍドライブ回路７６によりオン、オフ制御される。すな
わち、ＦＥＴ７１，７２とＦＥＴ７３，７４が交互にオ
ン、オフ動作を行うことにより、１次巻線７７には高周
波電圧が発生する。コイル７８とコンデンサ７９は発生
する高周波電圧をくけい波からサイン波にする。
路図である。本実施例は、フルブリッジインバータ回路
への適用例を示す。図６において、１１は直流電源、７
１〜７４はスイッチング素子としてのＦＥＴである。Ｆ
ＥＴ７１〜７４は、制御回路７５により制御されるＰＦ
Ｍドライブ回路７６によりオン、オフ制御される。すな
わち、ＦＥＴ７１，７２とＦＥＴ７３，７４が交互にオ
ン、オフ動作を行うことにより、１次巻線７７には高周
波電圧が発生する。コイル７８とコンデンサ７９は発生
する高周波電圧をくけい波からサイン波にする。
【００３５】８０は不平衡−平衡変換回路であり、不平
衡−平衡変換回路８０は１次巻線７７に発生した電圧の
不平衡電圧から平衡電圧への変換を行う。不平衡−平衡
変換回路８０は、別の２つの巻線８０Ａ，８０Ｂを有
し、巻線８０Ａには１次巻線７７に発生した電圧と同方
向電圧が発生し、巻線８０Ｂには１次巻線７７に発生し
た電圧と逆方向の電圧が発生する。１次側と２次側は絶
縁用の一対のコンデンサ２０Ａ，２０Ｂを介して接続さ
れている。
衡−平衡変換回路８０は１次巻線７７に発生した電圧の
不平衡電圧から平衡電圧への変換を行う。不平衡−平衡
変換回路８０は、別の２つの巻線８０Ａ，８０Ｂを有
し、巻線８０Ａには１次巻線７７に発生した電圧と同方
向電圧が発生し、巻線８０Ｂには１次巻線７７に発生し
た電圧と逆方向の電圧が発生する。１次側と２次側は絶
縁用の一対のコンデンサ２０Ａ，２０Ｂを介して接続さ
れている。
【００３６】２次側には平衡−不平衡変換回路８１が設
けられ、平衡−不平衡変換回路８１は不平衡−平衡変換
回路８０の電圧の平衡電圧から不平衡電圧への変換を行
う。平衡−不平衡変換回路８１は、巻線８１Ａよりな
り、巻線８１Ａには巻線８０Ａに発生した電圧と逆方向
の電圧が発生し、また、巻線８１Ａには巻線８０Ｂに発
生した電圧とは逆方向の電圧が発生する。巻線８１Ａに
発生した電圧は電磁誘導により２次巻線８２に同方向の
電圧が発生する。２次巻線８２に発生した電圧は、ブリ
ッジ整流回路８３により全波整流され、コンデンサ８
４，８５により平滑される。
けられ、平衡−不平衡変換回路８１は不平衡−平衡変換
回路８０の電圧の平衡電圧から不平衡電圧への変換を行
う。平衡−不平衡変換回路８１は、巻線８１Ａよりな
り、巻線８１Ａには巻線８０Ａに発生した電圧と逆方向
の電圧が発生し、また、巻線８１Ａには巻線８０Ｂに発
生した電圧とは逆方向の電圧が発生する。巻線８１Ａに
発生した電圧は電磁誘導により２次巻線８２に同方向の
電圧が発生する。２次巻線８２に発生した電圧は、ブリ
ッジ整流回路８３により全波整流され、コンデンサ８
４，８５により平滑される。
【００３７】８６は交流変換回路であり、交流変換回路
８６は、ＦＥＴ８７，８８、ダイオード８９，９０、Ｐ
ＷＭドライブ回路９１、コイル９２およびコンデンサ９
３よりなり、制御回路７５の制御によりＰＷＭドライブ
回路９１によってＦＥＴ８７，８８がオン、オフ制御さ
れると、直流電圧は交流に変換されて、負荷２９に供給
される。前述したように、１次側に不平衡−平衡変換回
路８０を設けるとともに、２次側に平衡−不平衡変換回
路８１を設けたため、高周波電流を打消し合うので、漏
洩電流を減少することができ、感電事故を防止すること
ができる。また、１次−２次間に高周波電流がアースを
通して流れなくなるため、ノイズが減少する。
８６は、ＦＥＴ８７，８８、ダイオード８９，９０、Ｐ
ＷＭドライブ回路９１、コイル９２およびコンデンサ９
３よりなり、制御回路７５の制御によりＰＷＭドライブ
回路９１によってＦＥＴ８７，８８がオン、オフ制御さ
れると、直流電圧は交流に変換されて、負荷２９に供給
される。前述したように、１次側に不平衡−平衡変換回
路８０を設けるとともに、２次側に平衡−不平衡変換回
路８１を設けたため、高周波電流を打消し合うので、漏
洩電流を減少することができ、感電事故を防止すること
ができる。また、１次−２次間に高周波電流がアースを
通して流れなくなるため、ノイズが減少する。
【００３８】なお、本実施例においては、１次側に不平
衡−平衡変換回路８０を設け、２次側に平衡−不平衡変
換回路８１を設けるようにしたが、２次側に発生する電
圧が低い場合には、２次側に平衡−不平衡変換回路８１
を設ける必要がなく、１次側に不平衡−平衡変換回路８
０を設けるようにすれば良い。次に、図７は本発明の第
６実施例を示す回路図である。
衡−平衡変換回路８０を設け、２次側に平衡−不平衡変
換回路８１を設けるようにしたが、２次側に発生する電
圧が低い場合には、２次側に平衡−不平衡変換回路８１
を設ける必要がなく、１次側に不平衡−平衡変換回路８
０を設けるようにすれば良い。次に、図７は本発明の第
６実施例を示す回路図である。
【００３９】本実施例は、共振インバータ回路への適用
例を示す。図７において、３１は交流電源であり、交流
電源３１からの交流出力はコンデンサ１０１を介して２
つの１次巻線１０２Ａ，１０２Ｂを有する不平衡−平衡
変換回路１０２に入力する。
例を示す。図７において、３１は交流電源であり、交流
電源３１からの交流出力はコンデンサ１０１を介して２
つの１次巻線１０２Ａ，１０２Ｂを有する不平衡−平衡
変換回路１０２に入力する。
【００４０】１０３は共振インバータ回路であり、共振
インバータ回路１０３はコンデンサ１０４、コイル１０
５、ＦＥＴ１０６およびドライブ回路１０７よりなり、
制御回路７５Ａによる制御によりドライブ回路１０７が
ＦＥＴ１０６をオン、オフすることにより、共振インバ
ータ回路１０３は高周波のサイン波を出力する。不平衡
−平衡変換回路１０２は共振インバータで発生する高周
波のサイン波に対して不平衡電圧から平衡電圧への変換
を行うが、交流電源３１の交流出力に対しては、不平衡
−平衡作用を持たない。
インバータ回路１０３はコンデンサ１０４、コイル１０
５、ＦＥＴ１０６およびドライブ回路１０７よりなり、
制御回路７５Ａによる制御によりドライブ回路１０７が
ＦＥＴ１０６をオン、オフすることにより、共振インバ
ータ回路１０３は高周波のサイン波を出力する。不平衡
−平衡変換回路１０２は共振インバータで発生する高周
波のサイン波に対して不平衡電圧から平衡電圧への変換
を行うが、交流電源３１の交流出力に対しては、不平衡
−平衡作用を持たない。
【００４１】不平衡のまま不平衡−平衡変換回路１０２
を通過した交流出力は、その交流電位の変化に応じて共
振インバータにより高周波のサイン波に変換される。高
周波のサイン波は、半分ずつ１次巻線１０２Ａ，１０２
Ｂにそれぞれ逆向きに発生し、コンデンサ２０Ａ，２０
Ｂに供給される。１次側は、１次側−２次側絶縁用の一
対のコンデンサ２０Ａ，２０Ｂを介して２次側に接続さ
れている。
を通過した交流出力は、その交流電位の変化に応じて共
振インバータにより高周波のサイン波に変換される。高
周波のサイン波は、半分ずつ１次巻線１０２Ａ，１０２
Ｂにそれぞれ逆向きに発生し、コンデンサ２０Ａ，２０
Ｂに供給される。１次側は、１次側−２次側絶縁用の一
対のコンデンサ２０Ａ，２０Ｂを介して２次側に接続さ
れている。
【００４２】１０８は電圧を低くするために設けられた
コンデンサである。１０９は平衡−不平衡変換回路であ
り、平衡−不平衡変換回路１０９は、２つの巻線１０９
Ａ，１０９Ｂよりなり、巻線１０９Ａには１次巻線１０
２Ａに発生した電圧と逆方向の電圧が発生し、巻線１０
９Ｂには１次巻線１０２Ｂに発生した電圧とは逆方向の
電圧が発生する。
コンデンサである。１０９は平衡−不平衡変換回路であ
り、平衡−不平衡変換回路１０９は、２つの巻線１０９
Ａ，１０９Ｂよりなり、巻線１０９Ａには１次巻線１０
２Ａに発生した電圧と逆方向の電圧が発生し、巻線１０
９Ｂには１次巻線１０２Ｂに発生した電圧とは逆方向の
電圧が発生する。
【００４３】巻線１０９Ａ，１０９Ｂに発生した電圧は
電磁誘導により２次巻線１１０に同方向の電圧を発生す
る。８６Ａは交流変換回路であり、交流変換回路８６Ａ
は、コンデンサ１１１、ＦＥＴ８７，８８、ダイオード
８９，９０、ドライブ回路９１Ａ、コイル９２およびコ
ンデンサ９３によりなる。制御回路７５Ａの制御によ
り、ドライブ回路９１ＡがＦＥＴ８７，８８をオン、オ
フさせることにより、交流−交流変換を行い、負荷２９
に供給する。なお、コンデンサ１１１はノイズ吸収のた
めに設けられている。
電磁誘導により２次巻線１１０に同方向の電圧を発生す
る。８６Ａは交流変換回路であり、交流変換回路８６Ａ
は、コンデンサ１１１、ＦＥＴ８７，８８、ダイオード
８９，９０、ドライブ回路９１Ａ、コイル９２およびコ
ンデンサ９３によりなる。制御回路７５Ａの制御によ
り、ドライブ回路９１ＡがＦＥＴ８７，８８をオン、オ
フさせることにより、交流−交流変換を行い、負荷２９
に供給する。なお、コンデンサ１１１はノイズ吸収のた
めに設けられている。
【００４４】前述したように、１次側に不平衡−平衡変
換回路１０２を設け、２次側に平衡−不平衡変換回路１
０９を設けるようにしたため、高周波電流を打消し合
い、漏洩電流を減少することができる。その結果、感電
事故を防止することができる。また、１次−２次内に高
周波電流がアースを通して流れなくなるので、ノイズを
減少することができる。
換回路１０２を設け、２次側に平衡−不平衡変換回路１
０９を設けるようにしたため、高周波電流を打消し合
い、漏洩電流を減少することができる。その結果、感電
事故を防止することができる。また、１次−２次内に高
周波電流がアースを通して流れなくなるので、ノイズを
減少することができる。
【００４５】なお、電源が交流入力である本実施例で
は、感電を防止するための条件として、コンデンサ２０
Ａ，２０Ｂを、交流電源３１から供給される電源周波
数、例えば５０〜６０Ｈｚに対しては高インピーダンス
になるよう選定し、かつインバータで発生する高周波サ
イン波に対しては低インピーダンスとなるよう選定する
必要がある。これによって交流電源３１からの電源周波
数による漏洩電流は極めて少なくなり、また、インバー
タによる高周波サイン波に対しては平衡回路により、コ
ンデンサ２０Ａ，２０Ｂを流れる高周波電流が打消し合
うようになるため、大地側への漏洩電流を抑制すること
ができる。
は、感電を防止するための条件として、コンデンサ２０
Ａ，２０Ｂを、交流電源３１から供給される電源周波
数、例えば５０〜６０Ｈｚに対しては高インピーダンス
になるよう選定し、かつインバータで発生する高周波サ
イン波に対しては低インピーダンスとなるよう選定する
必要がある。これによって交流電源３１からの電源周波
数による漏洩電流は極めて少なくなり、また、インバー
タによる高周波サイン波に対しては平衡回路により、コ
ンデンサ２０Ａ，２０Ｂを流れる高周波電流が打消し合
うようになるため、大地側への漏洩電流を抑制すること
ができる。
【００４６】
【発明の効果】以上説明してきたように、本発明によれ
ば、１次側のインバータ回路の出力端に不平衡−平衡変
換回路を設けるとともに、２次側の整流平滑回路の受電
端に平衡−不平衡変換回路を設けたため、または、１次
側のインバータ回路の出力端にのみ、不平衡−平衡変換
回路を設けたため、漏洩電流を減少することができ、感
電事故を防止することができる。また、１次−２次間に
高周波電流がアースを通して流れなくなるため、ノイズ
を減少することができる。
ば、１次側のインバータ回路の出力端に不平衡−平衡変
換回路を設けるとともに、２次側の整流平滑回路の受電
端に平衡−不平衡変換回路を設けたため、または、１次
側のインバータ回路の出力端にのみ、不平衡−平衡変換
回路を設けたため、漏洩電流を減少することができ、感
電事故を防止することができる。また、１次−２次間に
高周波電流がアースを通して流れなくなるため、ノイズ
を減少することができる。
【図１】本発明の第１実施例を示す回路図
【図２】動作説明図
【図３】本発明の第２実施例を示す回路図
【図４】本発明の第３実施例を示す回路図
【図５】本発明の第４実施例を示す回路図
【図６】本発明の第５実施例を示す回路図
【図７】本発明の第６実施例を示す回路図
【図８】従来例を示す回路図
１１：直流電源 １２，４５，５５Ａ，７７：１次巻線 １３，２７，５６，７８，９２，１０５：コイル １４：スイッチング素子 １５：パルス発生回路 １６，２０Ａ，２０Ｂ，２３，２８，３３，３４，３
７，３８，４６，５１，５７，５８，７９，８４，８
５，９３，１０１，１０４，１０８，１１１：コンデン
サ １７：インバータ回路 １８，４９，５５，８０，１０２：不平衡−平衡変換回
路 １８Ａ，１８Ｂ，１９Ａ，１９Ｂ，４７，４８，６０
Ａ，６０Ｂ，８０Ａ，８０Ｂ，８１Ａ，８１Ｂ，１０２
Ａ，１０２Ｂ，１０９Ａ，１０９Ｂ：巻線 １９，６０，８１，１０９：平衡−不平衡変換回路 ２１，２１Ａ，２１Ｂ：整流平滑回路 ２２，６１，８２，１１０：２次巻線 ２４，３５，３６，５２，５３，７１〜７４，８７，８
８，１０６：ＦＥＴ２５，２５Ａ，２５Ｂ，７５，７５
Ａ：制御回路 ２６，３２，８３：ブリッジ整流回路 ２９：負荷 ３１：交流電源 ３９，４０：検出巻線 ４１，４２，５９：抵抗 ４３，４４，８９，９０：ダイオード ５０：可変容量素子 ５４，９１Ａ，１０７：ドライブ回路 ７６：ＰＦＭドライブ回路 ８６，８６Ａ：交流変換回路 ９１：ＰＷＭドライブ回路 １０３：共振インバータ回路
７，３８，４６，５１，５７，５８，７９，８４，８
５，９３，１０１，１０４，１０８，１１１：コンデン
サ １７：インバータ回路 １８，４９，５５，８０，１０２：不平衡−平衡変換回
路 １８Ａ，１８Ｂ，１９Ａ，１９Ｂ，４７，４８，６０
Ａ，６０Ｂ，８０Ａ，８０Ｂ，８１Ａ，８１Ｂ，１０２
Ａ，１０２Ｂ，１０９Ａ，１０９Ｂ：巻線 １９，６０，８１，１０９：平衡−不平衡変換回路 ２１，２１Ａ，２１Ｂ：整流平滑回路 ２２，６１，８２，１１０：２次巻線 ２４，３５，３６，５２，５３，７１〜７４，８７，８
８，１０６：ＦＥＴ２５，２５Ａ，２５Ｂ，７５，７５
Ａ：制御回路 ２６，３２，８３：ブリッジ整流回路 ２９：負荷 ３１：交流電源 ３９，４０：検出巻線 ４１，４２，５９：抵抗 ４３，４４，８９，９０：ダイオード ５０：可変容量素子 ５４，９１Ａ，１０７：ドライブ回路 ７６：ＰＦＭドライブ回路 ８６，８６Ａ：交流変換回路 ９１：ＰＷＭドライブ回路 １０３：共振インバータ回路
Claims (8)
- 【請求項１】スイッチング素子のスイッチング動作によ
りトランスの１次巻線に高周波電圧を発生する１次側の
インバータ回路と前記高周波電圧を整流平滑する２次側
の整流平滑回路を１次側−２次側絶縁用の一対のコンデ
ンサを介して接続した電源回路において、 前記インバータ回路が発生した前記高周波電圧の不平衡
電圧から平衡電圧への変換を行う不平衡−平衡変換回路
を１次側に設けるとともに、該不平衡−平衡変換回路の
出力の平衡電圧から不平衡電圧への変換を行う平衡−不
平衡変換回路を２次側に設けたことを特徴とする電源回
路。 - 【請求項２】スイッチング素子のスイッチング動作によ
りトランスの１次巻線に高周波電圧を発生する１次側の
インバータ回路と前記高周波電圧を整流平滑する２次側
の整流平滑回路を１次側−２次側絶縁用の一対のコンデ
ンサを介して接続した電源回路において、 前記インバータ回路が発生した前記高周波電圧の不平衡
電圧から平衡電圧への変換を行う不平衡−平衡変換回路
を１次側に設けたことを特徴とする電源回路。 - 【請求項３】高周波電圧を発生する１次側のハーフブリ
ッジインバータ回路と前記高周波電圧を整流平滑する２
次側の整流平滑回路を１次側−２次側絶縁用の一対のコ
ンデンサを介して接続した電源回路において、 前記ハーフブリッジインバータ回路で発生した高周波電
圧の不平衡電圧から平衡電圧への変換を行う不平衡−平
衡変換回路を１次側に設けたことを特徴とする電源回
路。 - 【請求項４】前記不平衡−平衡変換回路の出力の平衡電
圧から不平衡電圧への変換を行う平衡−不平衡変換回路
を２次側にも設けたことを特徴とする請求項３記載の電
源回路。 - 【請求項５】高周波電圧を発生する１次側のプッシュプ
ルインバータ回路と高周波電圧を整流平滑する２次側の
整流平滑回路を１次側−２次側絶縁用の一対のコンデン
サを介して接続される電源回路において、 前記高周波電圧の平衡電圧から不平衡電圧への変換を行
う平衡−不平衡変換回路を２次側に設けたことを特徴と
する電源回路。 - 【請求項６】高周波電圧を発生する１次側のフルブリッ
ジインバータ回路と前記高周波電圧を整流平滑する２次
側の整流平滑回路を１次側−２次側絶縁用の一対のコン
デンサを介して接続した電源回路において、 前記フルブリッジインバータ回路により発生した高周波
電圧の不平衡電圧から平衡電圧への変換を行う不平衡−
平衡変換回路を１次側に設けるとともに、不平衡−平衡
変換の出力を平衡電圧から不平衡電圧への変換を行う平
衡−不平衡変換回路を２次側に設けたことを特徴とする
電源回路。 - 【請求項７】高周波電圧を発生する１次側のフルブリッ
ジインバータ回路と前記高周波電圧を整流平滑する２次
側の整流平滑回路と１次側−２次側絶縁用の一対のコン
デンサを介して接続した電源回路において、 前記フルブリッジインバータ回路により発生した高周波
電圧の不平衡電圧から平衡電圧への変換を行う不平衡−
平衡変換回路を１次側に設けたことを特徴とする電源回
路。 - 【請求項８】高周波電圧を発生する１次側の共振インバ
ータ回路と前記高周波電圧の交流電圧への交流変換を行
う２次側の交流変換回路を１次側−２次側絶縁用の一対
のコンデンサを介して接続される電源回路において、 前記共振インバータ回路により発生した高周波の平衡電
圧から不平衡電圧への変換を行う平衡−不平衡変換回路
を２次側に設けたことを特徴とする電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6101456A JP3043947B2 (ja) | 1994-05-17 | 1994-05-17 | 電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6101456A JP3043947B2 (ja) | 1994-05-17 | 1994-05-17 | 電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07312877A JPH07312877A (ja) | 1995-11-28 |
| JP3043947B2 true JP3043947B2 (ja) | 2000-05-22 |
Family
ID=14301206
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6101456A Expired - Fee Related JP3043947B2 (ja) | 1994-05-17 | 1994-05-17 | 電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3043947B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6590986B1 (en) * | 1999-11-12 | 2003-07-08 | Siemens Hearing Instruments, Inc. | Patient-isolating programming interface for programming hearing aids |
-
1994
- 1994-05-17 JP JP6101456A patent/JP3043947B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07312877A (ja) | 1995-11-28 |
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