JP3007093B2 - 楽音波形発生装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、楽音波形発生装置に係り、更に詳しくは様
々な倍音特性を有する楽音波形を発生し、かつ、演奏操
作に応じて発生される演奏情報に基づいて楽音波形の特
性を制御することのできる楽音波形発生装置に関する。

〔従来の技術〕

デジタル信号処理技術の進歩により、当該デジタル処
理を用いた電子楽器の第１の従来例として、単純な特性
の楽音波形を発生するのみならず、自然楽器の楽音・人
間又は自然界の音声等（以下、まとめて自然音と呼ぶ）
を直接サンプリングして記憶し、任意の音高で再生が可
能なPCM方式の電子楽器が実現されている。

一方、様々な種類の複雑な特性の楽音波形をデジタル
的に発生可能な電子楽器の第２の従来例として、特公昭
54−33525号公報又は特開昭50−126406号公報等に記載
のFM方式に基づく電子楽器がある。この方式は基本的に
は、 ｅ＝Ａ・sin｛ω_ct＋Ｉ（ｔ）sin ω_mt｝ …（Ａ） なる演算式により得られる波形出力ｅを楽音波形とする
ものであり、搬送波周波数ω_ｃとそれを変調するための
変調波周波数ω_ｍを適当な比で選択し、時間的に変化し
得る変調指数Ｉ（ｔ）を設定し、また、同様に時間的に
変化し得る振幅係数Ａを設定することにより、複雑な倍
音特性を有し、かつ時間的にその倍音特性が変化し得る
非常に個性的な合成音等を得ることができる。

ま、FM方式を改良した第３の従来例として、特公昭61
−12279号公報に記載の電子楽器がある。この方式は、
前記（Ａ）式のsin演算の代わりに三角波演算を用い、 ｅ＝Ａ・Ｔ｛α＋Ｉ（ｔ）Ｔ（θ）｝ …（Ｂ） なる演算式により得られる波形出力ｅを楽音波形とする
ものである。ここで、Ｔ（θ）は、搬送波位相角θによ
って生成される三角波関係である。そして、搬送波位相
角αと変調波位相角θを適当な進行速度比で進め、ま
た、前記第１の従来例と同様に変調指数Ｉ（ｔ）と振幅
係数Ａを設定することにより、楽音波形を合成できる。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記のような従来技術を背景として、近年では電子楽
器に対して、電子楽器特有の非常に個性的な楽音から自
然音までダイナミックに発音させることのできる性能が
求められている。

しかし、第１の従来例であるPCM方式の電子楽器は、
自然音そのものを発音させることは非常に得意である
が、その自然音を加工して個性的な音色を出そうとした
場合の処理が不得意である。

すなわち、例えば原音から正弦波等に連続的に変化さ
せたいような場合、デジタルフィルタ又はアナログフィ
ルタ等で原音の倍音成分を削る等して正弦波を得るよう
にしているが、デジタルフィルタではその回路規模が比
較的大きくなってしまい、また、エンベロープ等の時間
関数でその特性を変化させようとした場合、自然音のデ
ータに更に加えてフィルタの特性に対応したフィルタ係
数を記憶する必要がある。一方、アナログフィルタで
は、所望の特性が得にくく、また、複数の楽音を並列し
て発音させるための時分割動作を行わせることができな
いという問題点を有している。

更に、上記とは逆に、原音から更に複雑な倍音構成の
楽音に連続的に変化させたいような場合、上記フィルタ
で原音の倍音構成を削る等の方式では、新たな倍音成分
を生成することは不可能であるという問題点を有してい
る。

一方、例えば、ピアノ等の実際の楽器の楽音には、ピ
ッチ周波数に基づく基本波成分の他に、その整数倍の複
数の周波数の倍音成分が含まれ、かなり高次の倍音成分
まで存在する。更には、非整数倍の倍音成分が含まれる
こともある。また、楽器の種類によって、各高次倍音の
含まれる割合等も異なり、楽器によって様々な倍音特性
が存在する。このような各楽器固有の倍音成分の存在に
よって豊かな音質の楽音が生成されている。しかし、前
記第２又は第３の従来方式であるFM方式に基づく電子楽
器は、発音される楽音の倍音構成を操作するのは非常に
得意であるが、出力として上記のような各楽器特有の所
望の楽音を得たい場合、そのパラメータを最適に設定す
るのが困難である。

すなわち、前記第２の従来例では、正弦波による変調
を基本としているため、前記（Ａ）式で生成される楽音
は、その周波数成分が低次の（周波数の低い）倍音成分
に集中し、変調指数Ｉ（ｔ）を大きな値にし変調を深く
かけても高次の（周波数の高い）倍音成分がうまく現れ
ない。従って、上記第２の従来例では、実際の楽音のよ
うな豊かな音質の楽音を生成することができず、生成可
能な楽音の音質が制限されてしまうという問題点を有し
ている。

これに対して、前記（Ｂ）式に基づく第３の従来例で
は、元々多くの倍音を含む三角波による変調を基本とし
ているため、周波数成分として一応高次の倍音成分まで
明確に存在する楽音を容易に生成することが可能である
が、出力として所望の楽音を得たい場合、それに対応し
て前記（Ｂ）式における搬送波位相角αと変調波位相角
θの進行速度比、変調指数Ｉ（ｔ）及び振幅係数Ａ等を
最適に決定するのは困難である。これに加え第３の従来
例は、三角波で三角波を駆動する方式のため、例えば楽
音が発音開始してから徐々に減衰してゆく過程で、高次
の倍音成分から順にその振幅が減少してゆき、最終的に
ピッチ周波数に対応する単一正弦波成分のみになるよう
な過程を実現することができないという問題点を有して
いる。

上記問題と共に、例えばピアノ等においては、強く押
鍵すれば多くの高次倍音を含む硬い感じの楽音を発生で
き、逆に、非常に弱く押鍵すればほとんど単一正弦波成
分しか含まない軟らかい感じの楽音を発生させることが
でき、また、低温鍵では高次倍音を多く含み高音鍵では
倍音成分が少ない楽音を発生させることができる。この
ように演奏操作時の演奏情報により、楽音の特性を制御
できる。しかし、前記第１の従来例では、前記したよう
に倍音成分を制御することが困難であるため、上記のよ
うな効果を実現することも難しい。また、前記第２の従
来例では、演奏情報に応じて変調指数Ｉ（ｔ）の値を大
きな値に制御できるようにしても、生成できる高次倍音
成分のレベルに制限があり、演奏操作に対応するような
高次倍音を豊かに含む楽音を発生することができない。
更に、前記第３の従来例では、例えばピアノを非常に弱
く押鍵した場合等、そのような演奏情報に応じて変調指
数Ｉ（ｔ）の値を小さな値（例えば０）に制御できるよ
うにしても、単一制限波成分のみが発生されるように制
御することはできず、演奏操作に対応して単一正弦波成
分のみからなる軟らかい感じの楽音を発生させることが
できないという問題点を有している。

本発明の課題は、小さな回路規模で自然界を忠実に発
音させることが可能で、かつ、更に、演奏操作に応じて
発生される演奏情報に基づいて、その倍音成分を容易か
つ連続的に制御でき、高次の倍音成分まで存在する楽音
及び単一正弦波等の楽音も容易に合成できるようにする
ことにある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は、上記従来の課題を解決するために、 楽器から発生される楽音信号の複数の波形区間からな
る原波形に対応し、入力される演奏情報に基づいて各波
形区間ごとの楽音波形を発生する楽音波形発生装置にお
いて、 前記各波形区間ごとに搬送信号データを記憶するとと
もに、正規化係数によって除算されて前記各波形区間ご
とに正規化された前記原波形に基づいて算出された変調
信号データを前記各波形区間ごとに記憶する記憶手段
と、 該記憶手段から対応する波形区間の搬送信号データを
読み出すとともに、該読み出された搬送信号データに基
づいて搬送信号を発生する搬送信号発生手段と、 該記憶手段から対応する波形区間の変調信号データを
読み出すとともに、該読み出された変調信号データに基
づいて変調信号を発生する変調信号発生手段と、 該変調信号を前記搬送信号発生手段から発生される搬
送信号に混合する場合の前記変調信号の前記搬送信号に
対する混合特性を前記演奏情報に対応させて制御し、前
記搬送信号と前記変調信号とが当該混合特性に基づく混
合率で混合された混合信号を出力する混合制御手段と、 入力と出力とが所定の関数関係を有し前記混合制御手
段から出力される前記混合信号を入力として変調された
楽音波形を出力する波形出力手段と、 前記各波形区間ごとの正規化係数を記憶する正規化係
数記憶手段と、 該正規化係数記憶手段に記憶された正規化係数を読み
出して、前記波形出力手段から前記各波形区間ごとに出
力される楽音波形の振幅に該正規化係数を乗算する振幅
制御手段と、 前記演奏情報に含まれる音高情報に応じたアドレス間
隔のアドレスデータによって前記搬送信号発生手段及び
前記変調信号発生手段に対して前記複数の波形区間の搬
送信号データ及び変調信号データを読み出させるように
制御するとともに、各波形区間から次の波形区間の境界
を識別する区間識別データによって前記振幅制御手段に
対して当該次の波形区間の正規化係数を読み出させる読
出制御手段と、 を有し、 前記所定の関数関係と前記搬送信号は、前記混合制御
手段で前記変調信号の混合率が０になるように制御され
た場合に、前記波形出力手段から発生される前記楽音波
形が正弦波又は余弦波となるような関係を有する、 ことを特徴とする。

上記構成によれば、正規化係数によって除算されて各
波形区間ごとに正規化された原波形に基づいて、変調信
号データを算出して記憶し、この変調信号データと同期
して読み出す各波形区間ごとの搬送信号データを記憶し
ているとともに、原波形を除算した正規化係数を各波形
区間単位で記憶している。そして、音高情報に応じたア
ドレス間隔で、複数の波形区間の変調信号データ及び搬
送信号データを読み出して、搬送信号データ及び変調信
号データによって搬送信号及び変調信号を発生し、これ
らを演奏情報に応じた混合率で混合して混合信号を発生
する。この混合信号によって出力される楽音波形の振幅
に各波形区間ごとの正規化係数を乗算して最終的な楽音
波形を得る。このとき、搬送信号に混合する変調信号の
混合率が演奏情報に応じて制御された場合には、最終的
な楽音波形として、原波形、原波形を深く変調した複雑
な倍音構成の波形、及び正弦波又は余弦波が得られる。

〔実施例〕

以下、図面を参照しながら本発明の実施例を説明す
る。

楽音波形発生装置の１実施例の原理説明 第１図は、本発明による楽音波形発生装置の１実施例
の原理構成図である。

まず、波形データROM1からは、時間的に増加するアド
レスデータAdd（ｔ）に従って、周期データＦ（ｔ）、
位相差データＭ（ｔ）及び各波形区間毎（後述する）に
一定な値の正規化係数Ｋ（区間）が互いに同期して読み
出される。まず、位相差データＭ（ｔ）〔red〕は、乗
算器４で変調指数Ｉと乗算された後、加算器３で周期デ
ータＦ（ｔ）〔red〕と加算され、sin波（正弦波）を変
調するための位相角データＦ（ｔ）＋Ｉ・Ｍ（ｔ）が得
られる。同データは、sin波データを記憶しているROMメ
モリであるsin ROM2からsin波を変調して読み出すため
のアドレス信号として、同ROMに入力する。sin ROM2か
ら読み出された変調出力Ｄ（ｔ）は、乗算器５で前記波
形データROM1から各波形区間毎に読み出される正規化係
数Ｋ（区間）と乗算された後、波形出力OUT（ｔ）とし
て出力される。ここで、sin ROM2に記憶れているsin波
の振幅の絶対値の最大値は１になるように正規化されて
いる。

上記原理構成に基づく第１図の楽音波形発生装置の動
作につき、以下に説明する。

まず、自然楽器等の楽音波形の原波形ORG（ｔ）を、
第２図（ａ）のように例えば基本波の各周期区間（ピッ
チ周期）毎に波形区間Ａ〜Ｄに分割する。

そして、各波形区間内で、０〔red〕以上２π〔red〕
未満の間で第２図（ｂ）のように時間ｔの経過と共に順
次線形に増加する位相角データを、第１図の波形データ
ROM1から読み出される周期データＦ（ｔ）〔red〕とす
る。今、第１図の変調指数Ｉを０とし、上記周期データ
Ｆ（ｔ）そのものにより、sin ROM2に記憶されているsi
n波を、その位相角を線形に指定して読み出して出力sin
（Ｆ（ｔ））を得た場合、第２（ｃ）のように各波形区
間Ａ〜Ｄ毎に０〜２π〔red〕の位相角に対応する１周
期ずつのsin波が無変調で読み出される。なお、各波形
区間Ａ〜Ｄは、正確にピッチ周期に対応する必要はな
く、特に打楽器音のように周期性の弱い楽音では、例え
ば適当なゼロクロス点（振幅が０の時点）からゼロクロ
ス点までを１波形区間としてよい。

次に、第１図の波形データROM1から読み出される位相
差データＭ（ｔ）は、乗算器４で乗算される変調指数Ｉ
の値を１として加算器３から出力される第３図（ｂ）に
示される位相角データＦ（ｔ）＋Ｍ（ｔ）を用いて、si
n ROM2に記憶されている１周期分のsin波を変調して読
み出した場合に、第３図（ａ）に示すように波形出力OU
T（ｔ）として振幅の絶対値の最大値が１に正規化され
た１波形区間分の原波形ORG（ｔ）が読み出されるよう
なデータであり、第３図（ｃ）に示される。

また、第１図の波形データROM1から読み出される各波
形区間毎の正規化係数Ｋ（区間）は、前記したように第
１図のsin ROM2に記憶されているsin波の振幅の絶対値
の最大値が１に正規化されているため、波形区間毎に最
終的な原波形ORG（ｔ）の振幅に戻すための係数であ
る。

以上の関係より、 OUT（ｔ）＝Ｋ（区間）・sin（Ｆ（ｔ）＋Ｉ・Ｍ
（ｔ）） ・・（１） ORG（ｔ）＝Ｋ（区間）・sin（Ｆ（ｔ）＋Ｍ（ｔ）） ・・（２） の関係があることがわかる。これらの関係からわかるよ
うに、各波形区間毎に、変調指数Ｉの値を１としたとき
に波形出力OUT（ｔ）として所望の原波形ORG（ｔ）を得
たい場合には、その波形区間の原波形ORG（ｔ）に対応
する周期データＦ（ｔ）、位相差データＭ（ｔ）及び正
規化係数Ｋ（区間）を求める必要がある。その求め方を
第２図の原波形ORG（ｔ）の波形区間Ａの場合を例にと
って説明する。

まず、周期データＦ（ｔ）の導出法については、第２
図（ｂ）で既に説明した。

次に、第２図（ａ）の波形区間Ａで、原波形ORG
（ｔ）の振幅の絶対値の最大値を正規化係数Ｋ（区間
Ａ）とする。そして、同区間の原波形ORG（ｔ）の各振
幅値を上記正規化係数Ｋ（区間）で除算することによ
り、第３図（ａ）のように振幅が±１以内になるように
正規化する。なお、第３図（ａ）では、正負の絶対値の
最大値が共に１となっているが、どちらか一方のみ最大
値が１となり他方は１以下となってもかまわない。

次に、このようにして得られる正規化された原波形OR
G（ｔ）を用いて、以下の〜の処理によって位相差
データＭ（ｔ）を求める（なお、第４図を参照）。

まず、正規化された原波形ORG（ｔ）の波形区間Ａ内
の任意の時間t_xにつき、その時間t_xに対応する正規化さ
れた原波形ORG（ｔ）の振幅A_xを求める（第４図
（ａ））。

振幅の絶対値の最大値が１であるsin波上で、上記
で求まった振幅A_xと等しい位置の位相角p_xを求める（第
４図（ｂ））この場合、原波形ORG（ｔ）内の時間t_xの
位置と、sin波内の位相角p_xの位置は、概略同じ関係に
なるように求める。すなわち、例えば時間t_xが波形区間
Ａの先頭から1/4程度以内の位置にあれば、位相角も先
頭から1/4程度以内の０〜π/2付近で決定するようにす
る。

上記で求まる位相角p_xと、予め求めてある波形区間
Ａの周期データＦ（ｔ）を用いて、 p_x−Ｆ（t_x） として時間t_xに対応する位相差データＭ（t_x）を求める
（第４図（ｃ））。

時間t_xを波形区間Ａ内の全域で変化させて上記〜
の処理を繰り返し、波形区間Ａの各時間ｔに対応する位
相差データＭ（ｔ）を求める。

以上〜の処理を第２図（ａ）の原波形ORG（ｔ）
の各波形区間Ａ〜Ｄ毎に繰り返し、各波形区間毎に求ま
る周期データＦ（ｔ）、位相差データＭ（ｔ）及び正規
化係数Ｋ（区間）を第１図の波形データROM1に格納す
る。

上記各データと共に、第１図の乗算器４で乗算される
変調指数Ｉの値として、前記変調動作を行うことによ
り、第１図の波形出力OUT（ｔ）として第２図（ａ）の
原波形ORG（ｔ）を得ることができる。

次に、第１図において、乗算器４で乗算される変調指
数Ｉの値を変化させることにより、様々に変調された波
形出力OUT（ｔ）を得ることができる。

まず、変調指数Ｉ＝０とすれば、第２図（ｃ）に既に
示したように各波形区間内で無変調のsin波を得ること
ができる。

また、変調指数Ｉの値を1.0、2.5、2.0と変化させる
ことにより、第１図のsin ROM2からの変調出力Ｄ（ｔ）
として、第５図（ａ）、（ｂ）、（ｃ）のように順次深
く変調された波形を得ることができる。

以上のようにして、変調指数Ｉの値を変化させること
により、原波形を中心としてsin波から深く変調された
波形まで様々な変調波形を得られる。

この場合、変調指数Ｉの値を例えば鍵盤楽器における
演奏情報であるベロシティ情報又は音域情報等に対応し
て変化させることにより、例えば強く（速く）押鍵した
ときにＩが高い値になるようにし、逆に、弱く（遅く）
押鍵したときにＩを０に近づけるようにすると、押鍵強
さ（速度）に応じて高次倍音を多く含む状態及びsin波
のみを含む状態を任意に生成することができる。同様
に、例えば低音域の鍵を押鍵したときにＩが高い値にな
るようにし、逆に、高音域の鍵を押鍵したときにＩを０
に近づけるようにすると、音域に応じて高次倍音を多く
含む状態及びsin波のみを含む状態を任意に生成するこ
とができる。

楽音波形発生装置の１実施例の具体的構成の説明 次に、第６図は、上記楽音波形発生装置の１実施例の
鍵盤楽器として実現される具体的構成図である。同図
で、第１図の原理構成と同じ番号を付した部分は第１図
と同じ機能を有する。なお、第１図の波形データROM1
は、第６図においてはFM ROM1₁とK ROM1₂の２つのROMか
ら構成される。

第６図において、FM ROM1₁から周期データＦ（ｔ）及
び位相差データＭ（ｔ）を読み出すためのアドレスデー
タADD＃１は、加算器７、セレクタ８及びラッチ９から
なる累算部において、先頭アドレスａを初期値として、
ラッチ６にラッチされた音高データｄのアドレス間隔
で、ラッチ９に入力するクロックCLK＃１の立ち上がり
に同期して順次累算される。この場合、先頭アドレスａ
は特には図示しない制御部から出力され、スタートパル
スSTRTがハイレベルの間にセレクタ８で選択されて累算
値の初期値としてラッチ９に与えられる。スタートパル
スSTRTがローレベルなら加算器７の出力を選択して累算
動作を実行する。また、音高データｄは特には図示しな
い制御部から出力され、スタートパルスSTRTの立ち上が
りに同期してラッチ６にラッチされる。

FM ROM1₁から出力される位相差データＭ（ｔ）は、乗
算器４においてラッチ16にラッチされた変調指数Ｉと乗
算され、加算器３においてFM ROM1₁から出力された周期
データＦ（ｔ）と加算される。このこれにより得られた
位相角データＦ（ｔ）＋Ｉ・Ｍ（ｔ）は、sin ROM2の読
み出しアドレスとして同ROMに入力する。なお、変調指
数Ｉは、後述する生成回路から出力され、スタートパル
スSTRTの立ち上がりに同期してラッチ16にラッチされ
る。

これにより、sin ROM2から乗算器５に変調出力Ｄ
（ｔ）が出力される。

一方、FM ROM1₁から出力される区間識別データIBは、
クロックCLK＃１をインバータ11で反転して得たクロッ
クの立ち上がりに同期して動作するＤフリップフロップ
（F/F、以下同じ）10に入力すると共に、排他論理和回
路（EOR、以下同じ）12の第１の入力に入力する。ま
た、EOR12の第２の入力には上記F/F10の正論理出力Ｑが
入力する。上記回路構成により、FM ROM1₁から順次出力
される区間識別データIBの値に変化があった場合に、EO
R12の出力が論理「１」となる。

K ROM1₂へのアドレス入力となるアドレスデータADD＃
２は、加算器13、セレクタ14及びラッチ15からなる累算
部において、先頭アドレスｂを初期値として上記EOR12
の出力が論理「１」となる毎に１アドレスずつ順次累算
される。なお、先頭アドレスｂは特には図示しない制御
部から出力され、スタートパルスSTRTがハイレベルの間
にセレクタ14で選択されて累算値の初期値としてラッチ
15に与えられる。スタートパルスSTRTがローレベルなら
加算器13の出力を選択して累算動作を実行する。

これにより、K ROM1₂にアドレスデータADD＃２が与え
られ、K ROM1₂から乗算器５には正規化係数Ｋ（区間）
が出力される。

乗算器５では、sin ROM2から出力された変調出力Ｄ
（ｔ）に上記正規化係数Ｋ（区間）が乗算され、この乗
算結果は、更に乗算器18においてエンベロープジェネレ
ータ17から発生されるエンベロープ値と乗算される。

そしてこの乗算結果が、クロックCLK＃１をインバー
タ20で反転したクロックの立ち上がりに同期してラッチ
19にラッチされ、波形出力OUT（ｔ）として出力され
る。

以上の構成において、クロックCLK＃１、CLK＃２及び
スタートパルスSTRTは、特に図示しない制御部から出力
される。

次に、第６図のラッチ16にラッチされる変調指数Ｉを
生成するための回路を第10図に示す。

まず、押鍵部21からは演奏者による押鍵操作時の押鍵
速度に対応するタッチデータ（ベロシティ）25と、押鍵
された鍵に対応するキーコード26が出力される。

上記タッチデータ25及びキーコード26は、各々、タッ
チデータテーブルメモリ22及びキーコードデータテーブ
ルメモリ23に入力し、各キーコード26及びタッチデータ
25に対応する数値に変換される。

上記各テーブル22、23の各出力はコントローラ24に入
力し、変調指数Ｉが生成される。

続いて、第６図のFM ROM1₁に記憶されるデータの構成
を第７図に示す。

同図において、発音開始から消音までの１組の波形デ
ータは、先頭アドレスａから順に記憶されており、１ア
ドレスには１つの周期データＦ（ｔ）、１つの位相差デ
ータＭ（ｔ）及び１ビットの区間識別データIBが組で記
憶される。この場合、アドレスが進むにつれて、第２図
（ａ）の各波形区間Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、・・・の各サンプ
リング点のデータが記憶されている。また、波形区間が
Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、・・・と変化するに従って、区間識別
データIBの各アドレスの値が、区間Ａでは「０」、区間
Ｂでは「１」、区間Ｃでは「０」、区間Ｄでは「１」、
・・・というように区間単位で交互に変化する。この区
間識別データIBは、後述するように区間の境界を識別し
てK ROM1₂において指定されるアドレスを更新するため
のデータである。

次に、第６図のK ROM1₂に記憶されるデータの構成を
第８図に示す。

同図において、発音開始から消音までの各波形区間
Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、・・・に対応して、先頭アドレスｂか
ら順に正規化係数Ｋ（区間）が１つずつ記憶されてい
る。

以上の構成の実施例の動作を、第９図の動作タイミン
グチャートに従って説明する。以下、特に言及しない限
り第６図を参照するものとする。

発音開始時には、特には図示しない制御部（以下、単
に制御部と呼ぶ）から出力されるスタートパルスSTRT
が、第９図のt1のタイミングで論理「１」（以下、単に
「１」と呼ぶ。論理「０」についても同様。）に立ち上
がり、その直後にクロックCLK＃１が「１」になるt2に
タイミングから発音動作を開始する。この場合、クロッ
クCLK＃１の周期が楽音発生のサンプリング周期に対応
し、また、制御部から発生するクロックCLK＃２は、ク
ロックCLK＃１と同一周期を有し、同クロックから1/4周
期分遅れたクロックである。以下の動作は、上記２つの
クロックCLK＃１及びCLK＃２に従って制御される。ま
た、スタートパルスSTRTは、発音開始時においてクロッ
クCLK＃１が「０」に立ち下がってから次に「０」に立
ち下がるまでの１周期分の間「１」を維持し、その後は
次の発音開始まで「０」を維持する。

まず、制御部からのスタートパルスSTRTが、第９図
（ａ）のように論理「１」に立ち上がるタイミングt1
で、制御部からの音高データｄが同図（ｃ）のようにラ
ッチ６にラッチされる。

続いて、スタートパルスSTRTが「１」のタイミングt1
〜t4の間は、セレクタ８が制御部からの先頭アドレスａ
を選択し、この先頭アドレスａはクロックCLK＃１が
「１」に立ち上がるタイミングt2でラッチ９にラッチさ
れ、第９図（ｄ）のようにアドレスデータADD＃１の初
期値が定まる。

これにより、t2からわずかな遅延時間の後、FM ROM1₁
の先頭アドレスａの周期データＦ（ｔ）、位相差データ
Ｍ（ｔ）及び区間識別データIB（第７図参照）が第９図
（ｅ）、（ｋ）及び（ｌ）のように読み出される。以
後、ラッチ９の出力のアドレスデータADD＃１は加算器
７にフィードバックされ、ラッチ６にセットされている
音高データｄが順次累算されてゆく。この場合、上記累
算値は、クロックCLK＃１が「１」に立ち上がる第９図
（ｄ）の各タイミングt5、t8、t11、t14、t17等におい
て、セレクタ８を介して順次ラッチ９にラッチされて新
たなアドレスデータADD＃１として指定され、FM ROM1₁
上の対応するアドレスの周期データＦ（ｔ）、位相差デ
ータＭ（ｔ）及び区間識別データIB（第７図参照）が第
９図（ｅ）、（ｋ）及び（ｌ）のように読み出される。
なお、スタートパルスSTRTは、t4において「０」に立ち
下がるため、セレクタ８はt4以降は加算器７の出力を選
択する。

この場合、楽音の発音開始の指示は、特には詳述して
いないが、第10図の鍵盤部の何れかの鍵を演奏者が押鍵
することにより行われ、そのとき押鍵された鍵が高音側
の鍵であれば、制御部からラッチ６には大きな値の音高
データｄがラッチされる。これにより、FM ROM1₁上で読
み飛ばされるアドレス幅が大きくなり、高いピッチ周期
の波形出力OUT（ｔ）が得られる。逆に、例えば最低音
鍵が押鍵された場合は、音高データｄとして値１がラッ
チされ、これによりFM ROM1₁上では１アドレスずつ各デ
ータが読み出され、最低ピッチ周期の波形出力OUT
（ｔ）が得られる。

以上のようにしてFM ROM1₁から読み出される各データ
のうち、位相差データＭ（ｔ）は乗算器４に入力する。
今、スタートパルスSTRTが「１」に立ち上がるt1におい
て、第10図の生成回路からラッチ16に変調指数Ｉがセッ
トされている。従って、乗算器４では位相差データＭ
（ｔ）に上記変調指数Ｉが乗算される。この出力は加算
器３に入力し、ここでFM ROM1₁から出力された周期デー
タＦ（ｔ）と加算され、位相角データＦ（ｔ）＋Ｉ・Ｍ
（ｔ）が得られる。

上記位相角データＦ（ｔ）・Ｉ・Ｍ（ｔ）によりsin
ROM2がアクセスされ、前記周期データＦ（ｔ）及び位相
差データＭ（ｔ）の出力（第９図（ｋ）、（ｌ）の各タ
イミングt2、t5、t8、t11、t14、t17等の直後）からわ
ずかな遅延の後、sin ROM2から第９図（ｎ）のようにし
て変調出力Ｄ（ｔ）が出力される。

一方、スタートパルスSTRTが「１」のタイミングt1〜
t4の間で、セレクタ14が制御部からの先頭アドレスｂを
選択し、この先頭アドレスｂはクロックCLK＃２が
「１」に立ち上がるタイミングt3でラッチ15にラッチさ
れ、第９図（ｉ）のようにアドレスデータADD＃２の初
期値が定まる。

これにより、t3からわずかな遅延時間の後、K ROM1₂
の先頭アドレスｂの正規化係数Ｋ（区間Ａ）が第９図
（ｊ）のように読み出される。以後、ラッチ15の出力の
アドレスデータADD＃２は加算器13にフィードバックさ
れ、EOR12の論理出力値「０」又は「１」が順次累算さ
れてゆく。この場合上記累算値は、クロックLCK＃２が
「１」に立ち上がる第９図（ｉ）の各タイミングt6、t
9、t10、t12、t15、t18等において、セレクタ14を介し
て順次ラッチ15にラッチされ、新たなアドレスデータAD
D＃２として指定され、K ROM1₂上の対応するアドレスの
正規化係数Ｋ（区間）が第９図（ｊ）のように読み出さ
れる。なお、スタートパルスSTRTは、t4において「０」
に立ち下がるため、セレクタ14はt4以降は加算器13の出
力を選択する。

上記動作と並行して、クロックCLK＃１が「１」に立
ち上がる第９図（ｂ）の各タイミングt2、t5、t8、t1
1、t14、t17等からわずかな遅延の後に、第９図（ｅ）
のようにFM ROM1₁から区間識別データIBが順次出力され
る。このデータは、クロックCLK＃１が「０」に立ち下
がる第９図（ｂ）の各タイミングt4、t7、t10、t13、t1
6、t19等において、F/F10にセットされてその正論理出
力Ｑが第９図（ｆ）のように順次定まる。そして、この
正論理出力Ｑと前記FM ROM1₁からの区間識別テータIBと
の排他論理和がEOR12で演算される。

ここで、FM ROM1₁から出力される区間識別データIB
は、第７図に示したように各波形区間単位で「０」又は
「１」が交互に記憶されているので、波形区間がＡから
Ｂ、ＢからＣ、ＣからＤ等に変化する毎に「０」から
「１」、「１」から「０」、「０」から「１」というよ
うに変化する。従って、上記波形区間が変化する時点の
みEOR12の出力は「１」となり、他のタイミングでは
「０」となる。第９図の例では、波形区間ＡからＢに変
化するt14の直後からt16のクロックCLK＃１が「１」の
間のみ、EOR12の出力が「１」となる。これより、上記
タイミング内のみ、加算器13でラッチ15からのアドレス
データADD＃２の値ｂに１が累算され、この累算値ｂ＋
１はクロックCLK＃２が「１」に立ち上がる第９図
（ｈ）のタイミングt15においてラッチ15に新たなアド
レスデータADD＃２としてラッチされる。従って、クロ
ックCLK＃２が「１」に立ち上がるタイミングt15以降
は、この新たなアドレスデータADD＃２の値ｂ＋１に基
づくK ROM1₂上の正規化係数Ｋ（区間Ｂ）が第９図
（ｊ）のように読み出される。

一方、EOR12の出力が「０」である他のタイミングで
は、加算器13では累算動作は行われないため、ラッチ15
には１タイミング前と同様のアドレスデータADD＃２が
ラッチされる。従って、第９図（ｈ）のタイミングt6、
t9、t12、t18等においては、１タイミング前と同様の正
規化係数Ｋ（区間）がK ROM1₂から第９図（ｊ）のよう
に読み出される。

このように、FM ROM1₁からの波形区間Ａの周期データ
Ｆ（ｔ）及び位相差データＭ（ｔ）に基づく変調出力Ｄ
（ｔ）がsin ROM2から読み出されているタイミングで
は、K ROM1₂から波形区間Ａに対応する正規化係数Ｋ
（区間Ａ）が読み出され、同様に波形区間ＢではK ROM1
₂から波形区間Ｂに対応する正規化係数Ｋ（区間Ｂ）が
読み出されるというように、各波形区間の変調出力Ｄ
（ｔ）が出力されるのに対応して、その波形区間の正規
化係数Ｋ（区間）がK ROM1₂から読み出される。

以上のようにして、第９図（ｂ）のクロックCLK＃１
が「１」に立ち上がる各タイミングt2、t5、t8、t11、t
14、t17等から若干の遅延の後に、sin ROM2から第９図
（ｎ）のように変調出力Ｄ（ｔ）が出力され、これと並
行して、第９図（ｈ）のクロックCLK＃２が「１」に立
ち上がる各タイミングt3、t6、t9、t12、t15、t18等か
らわずかな遅延の後に、K ROM1₂から第９図（ｊ）のよ
うに正規化係数Ｋ（区間）が出力される。そして、これ
を各タイミングの変調出力Ｄ（ｔ）が正規化係数Ｋ（区
間）は、乗算器５で乗算された後、更に、乗算器18でエ
ンベロープジェネレータ17からのエンベロープデータと
乗算され、第９図（ｂ）のクロックCLK＃１が「０」に
立ち下がる各タイミングt4、t7、t10、t13、t16、t19等
において、第９図（ｏ）のようにラッチ19にラッチさ
れ、各タイミング毎の波形出力OUT（ｔ）が定まる。こ
こで、エンベロープジェネレータ17及び乗算器18は、第
１図では示さなかったが、波形出力OUT（ｔ）に原波形
以外のエンベロープを付加したい場合に動作させればよ
く、必ずしも必要なものではない。

以上に示した動作により、第６図の実施例において、
第２図〜第５図に示した第１図の楽音波形発生装置と同
様の動作を実現することができる。

ここで、楽音の発音開始時に第６図のラッチ16にセッ
トされる変調指数Ｉは、第10図の生成回路から出力され
るが、第２図（ｃ）又は第５図等で既に説明したよう
に、変調指数Ｉの値を変化させることにより、原波形を
中心としてsin波から深く変調された波形まで様々な変
調波形を得られる。

特に本実施例では、まず、演奏者が第10図の鍵盤部21
で押鍵動作を行った場合に、押鍵速度に対応するタッチ
データ25がタッチデータテーブルメモリ22で対応する数
値に変換され、コントローラ24に入力する。

そして、コントローラ24は、演奏者が鍵を強く（速
く）押鍵した場合、そのときのタッチデータ25に対応す
るタッチデータテーブルメモリ22の出力により、変調指
数Ｉが大きい値になるように制御する。これにより、強
く押鍵した場合には第５図（ｃ）等のように変調度合い
が大きくなり、倍音成分を多く含む波形出力OUT（ｔ）
が得られる。

逆に、演奏者が鍵を弱く（遅く）押鍵したときには、
タッチデータ25に対応するタッチデータテーブルメモリ
22の出力により、変調指数Ｉが小さい（０に近い）値に
なるように制御する。これにより、弱く押鍵した場合に
は変調度合いが小さくなり、例えば第２図（ｃ）等のよ
うにsin波成分のみを含む波形出力OUT（ｔ）が得られ
る。

一方、演奏者が第10図の鍵盤部21で押鍵した鍵の音域
により、音域に対応するキーコード26がキーコードデー
タテーブルメモリ23で対応する数値に変換され、コント
ローラ24に入力する。

そして、コントローラ24は、演奏者が低音鍵側の鍵を
押鍵したときには、キーコード26に対応するキーコード
データテーブルメモリ23の出力により、変調指数Ｉが大
きい値になるように制御する。これにより、低音域の鍵
を押鍵した場合には第５図（ｃ）等のように変調度合い
が大きくなり、倍音成分を多く含む波形出力OUT（ｔ）
が得られる。

逆に、演奏者が高音鍵側の鍵を押鍵したときには、キ
ーコード26に対応するキーコードデータテーブルメモリ
23の出力により、変調指数Ｉが小さい（０に近い）値に
なるように制御する。これにより、高音域の鍵を押鍵し
た場合には、第２図（ｃ）等のようにsin波に近くな
り、正弦波成分のみを含む波形出力OUT（ｔ）が得られ
る。

以上のように、本実施例では、自然楽器に良く対応し
た楽音制御を行うことが可能となる。

楽音波形発生装置の一実施例の具体的構成における他の
態様 上記第６図では、変調指数Ｉの値は発音開始時にラッ
チ16にセットされ、それ以後は時間的に一定の値となる
が、変調指数Ｉの値を時間的に変化させようにして、楽
音波形の周波数特性が時間的に変化するように制御して
もよく、なおかつ演奏情報に応じて変調指数Ｉの時間的
な変化度合いを制御すれば、演奏操作に応じて楽音波形
の周波数特性の時間的な変化特性も可変させることがで
きる。

また第６図では、第１図の波形データROM1に対応する
ものを、FM ROM1₁とK ROM1₂の２つのROMで構成したが、
多少アドレス指定が複雑になるのを許容できれば１つの
ROMで構成するようにしてもよい。

更に、FM ROM1₁において、周期データＦ（ｔ）は第７
図に示したように各サンプリング点毎の値を記憶するよ
うにしたが、１つの波形区間内では周期データＦ（ｔ）
は第２図（ｂ）のように各波形区間幅で位相角が０から
２π〔rad〕まで変化する直線特性であるため、演算時
間に余裕があれば、各サンプリング点毎に周期デーラＦ
（ｔ）を演算して出力することにより、記憶容量を節約
することができる。

特に、第２図の各波形区間Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ等の周期を
全区間で一定になるように選べば、例えば第６図のアド
レスデータADD＃１の上位ビットでFM ROM1₁内の各波形
区間を選択し、下位ビットで各区間内の位相差データＭ
（ｔ）を選択すると共に、当該下位ビットを直接周期デ
ータＦ（ｔ）の各値とすることにより、周期データＦ
（ｔ）を記憶する必要がなくなる。

なお、第６図においては、１楽音分の波形出力OUT
（ｔ）を得るものとして実現したが、各部を時分割動作
させることにより、複数の楽音波形を並列して出力させ
ることも可能である。

楽音波形発生装置の一実施例の原理構成の他の態様 第１図の楽音波形発生装置の１実施例の原理構成で
は、変調指数Ｉ＝０の場合には前記（１）式より、 OUT（ｔ）＝Ｋ（区間）・sin（Ｆ（ｔ））・・（３） となり、周期データＦ（ｔ）は第２図（ｂ）に示したよ
うに各波形区間内で線形に増加するデータで、また、正
規化係数Ｋ（区間）は各波形区間内で一定であるため、
波形出力OUT（ｔ）としてsin波が得られた。また、変調
指数Ｉ＝１の場合は前記（２）式のように、 ORG（ｔ）＝Ｋ（区間）・sin（Ｆ（ｔ）＋Ｍ（ｔ）） ・・（２） として原波形ORG（ｔ）が得られた。そして、変調指数
Ｉの値を０から１の間で変化させることにより、sin波
から原波形までの間で波形を連続的に変化させることが
できる。また、変調指数Ｉの値を１以上にすれば更に原
波形から更に変調された波形まで連続的に変化させるこ
とができる。

このように、本実施例では、各波形区間で線形に変化
する周期データＦ（ｔ）と、そのデータからの差分デー
タである位相差データＭ（ｔ）とによって、少なくとも
sin波と原波形を出力できることを特徴とする。従っ
て、Ｉ＝０のときにsin波を出力でき、Ｉ＝１のときに
原波形を出力できれば、前記（１）、（２）式等に拘泥
する必要はなく、 OUT（ｔ）＝Ｋ（区間）・ｆ（ｇ（Ｆ（ｔ）＋Ｉ・Ｍ
（ｔ）） …（４） の関係にある演算を実現する実施であればどのようなも
のでもよい。

例えば上記（４）式で、入力をαとしてｆを、 ｆ（α）＝（2/π）α・・（０≦α≦π/2） ｆ（α）＝−１＋（2/π）（３π/2−α） ・・（π/2≦α≦３π/2） ｆ（α）＝−１＋（2/π）（α−３π/2） ・・（３π/2≦α≦２π） …（５） を満たす三角波関数として定義し、また、入力をβとし
てｇを、 ｇ（β）＝（π/2）sinβ・・（０≦β≦π/2） ｇ（β）＝π−（π/2）sin β・・（π/2≦β≦３π/2） ｇ（β）＝２π＋（π/2）sin β・・（３π２≦β≦２π） …（６） を満たす関数として定義すれば、変調指数Ｉの値が０す
なわち無変調の場合に、上記（５）、（６）式を前記
（４）式に代入することにより、 ｆ（ｇ（β））＝Ｋ（区間）・ｆ（（π/2）sinβ） ＝Ｋ（区間）・（2/π）（π/2）sinβ ＝Ｋ（区間）・sinβ・・・（０≦β≦π/2） ｆ（ｇ（β））＝Ｋ（区間）・ｆ（（π−（π/2） ・sinβ）） ＝Ｋ（区間）・（−１＋（2/π）（３π//2−π ＋（π/2）sinβ）） ＝Ｋ（区間）・sinβ ・・（π/2≦β≦３π/2） ｆ（ｇ（β））＝Ｋ（区間）・ｆ（２π＋（π/2） ・sinβ） ＝Ｋ（区間）・（−１＋（2/π）（２π＋ ＋ （π/2）sinβ−３π/2）） ＝Ｋ（区間）・sinβ・・（３π/2≦β≦２π） …（７） となる。すなわち、無変調時には単一sin波が出力され
る。

また、前記（５）、（６）式を前記（４）式に代入
し、変調指数Ｉ＝１としたときに原波形ORG（ｔ）が得
られるようにするためには、前記第４図（ｂ）のsin波
を前記（５）式で定義される三角波に置き換え、また、
同図（ｃ）の周期データＦ（ｔ）を前記（６）式で定義
される関係ｇ（ｔ）に置き換えて、当該ｇ（ｔ）からの
差分データとして位相差データＭ（ｔ）を決定すればよ
い。

この場合、第１図のsin ROM2に対応する三角波を生成
する手段としては、ROMの他にデコーダ回路等によって
三角波を生成することも可能である。

上記態様の他にも、前記（４）式を満たす関数ｆ、ｇ
として様々な関数の組合わせを定義できる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、混合制御手段で予め変調信号の混合
率を０に設定しておけば、正弦波又は余弦波のみからな
る楽音波形を発生でき、混合制御手段で予め変調信号の
混合率を所定の混合率（例えば１）に設定しておけば、
自然楽器の楽音等の所望の楽音波形を得ることが可能で
ある。

特に、上記混合制御手段での混合特性を演奏開始前に
設定するだけでなく、演奏情報であるベロシティ情報又
は音域情報等に対応して変化させることにより、楽音波
形の周波数特性を演奏操作に応じて変化させることが可
能となり、演奏操作に応じて高次倍音を多く含む状態及
び単一正弦波成分又は単一余弦波成分のみを含む状態を
任意に生成することが可能となる。

ここで、搬送信号及び変調信号を生成するために楽音
波形を複数の波形区間に分割する場合、波形区間は必ず
しも所望の波形ピッチ周期に同期させて分割する必要は
なく、適当な周期（例えばゼロクロス点毎）で分割すれ
ばよいため、所望の波形に対応する各変調信号及び搬送
信号も容易に決定することができる。

さらに、原波形の各波形区間ごとの振幅を正規化する
ために除算した正規化係数を、波形出力手段から出力さ
れた楽音波形の各波形区間ごとの振幅に振幅制御手段に
より乗算されるため、原波形の振幅に一致する振幅で最
終的な楽音波形を得ることが可能になる。

また、本発明では、上記効果を有する動作を、通常の
ROM、デコーダ、加算器、乗算器等の組み合わせのみで
実現できるため、複雑な楽音波形を簡単な回路構成で生
成することが可能となり、結果として、質のよい電子楽
器等を低コストで提供することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明による楽音波形発生装置の１実施例の
原理構成図、 第２図は、ORG（ｔ）とＦ（ｔ）の関係を示した図、 第３図は、ORG（ｔ）とＦ（ｔ）とＭ（ｔ）の関係を示
した図、 第４図は、Ｍ（ｔ）の求め方を示した図、 第５図は、Ｉを変化させたときのＤ（ｔ）とＦ（ｔ）と
Ｍ（ｔ）の関係を示した図、 第６図は、楽音波形発生装置の１実施例の具体的構成
図、 第７図は、FM ROMのデータ構成図、 第８図は、K ROMのデータ構成図、 第９図は、楽音波形発生装置の１実施例の具体的構成の
動作タイミングチャート、 第10図は、変調指数Ｉの生成回路の構成図である。 １……波形データROM、 ２……sin ROM、 ３……加算器、 ４、５……乗算器、 22……タッチデータテーブルメモリ、 23……キーコードデータテーブルメモリ、 24……コントローラ、 25……タッチデータ、 26……キーコード． Add（ｔ）……アドレスデータ、 Ｆ（ｔ）……周期データ、 Ｍ（ｔ）……位相差データ、 Ｉ……変調指数、 Ｆ（ｔ）＋Ｉ・Ｍ（ｔ）……位相角データ、 Ｋ（区間）……正規化係数、 Ｄ（ｔ）……変調出力、 OUT（ｔ）……波形出力．

Claims (5)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】楽器から発生される楽音信号の複数の波形
   区間からなる原波形に対応し、入力される演奏情報に基
   づいて各波形区間ごとの楽音波形を発生する楽音波形発
   生装置において、 前記各波形区間ごとに搬送信号データを記憶するととも
   に、正規化係数によって除算されて前記各波形区間ごと
   に正規化された前記原波形に基づいて算出された変調信
   号データを前記各波形区間ごとに記憶する記憶手段と、 該記憶手段から対応する波形区間の搬送信号データを読
   み出すとともに、該読み出された搬送信号データに基づ
   いて搬送信号を発生する搬送信号発生手段と、 該記憶手段から対応する波形区間の変調信号データを読
   み出すとともに、該読み出された変調信号データに基づ
   いて変調信号を発生する変調信号発生手段と、 該変調信号を前記搬送信号発生手段から発生される搬送
   信号に混合する場合の前記変調信号の前記搬送信号に対
   する混合特性を前記演奏情報に対応させて制御し、前記
   搬送信号と前記変調信号とが当該混合特性に基づく混合
   率で混合された混合信号を出力する混合制御手段と、 入力と出力とが所定の関数関係を有し前記混合制御手段
   から出力される前記混合信号を入力として変調された楽
   音波形を出力する波形出力手段と、 前記各波形区間ごとの正規化係数を記憶する正規化係数
   記憶手段と、 該正規化係数記憶手段に記憶された正規化係数を読み出
   して、前記波形出力手段から前記各波形区間ごとに出力
   される楽音波形の振幅に該正規化係数を乗算する振幅制
   御手段と、 前記演奏情報に含まれる音高情報に応じたアドレス間隔
   のアドレスデータによって前記搬送信号発生手段及び前
   記変調信号発生手段に対して前記複数の波形区間の搬送
   信号データ及び変調信号データを読み出させるように制
   御するとともに、各波形区間から次の波形区間の境界を
   識別する区間識別データによって前記振幅制御手段に対
   して当該次の波形区間の正規化係数を読み出させる読出
   制御手段と、 を有し、 前記所定の関数関係と前記搬送信号は、前記混合制御手
   段で前記変調信号の混合率が０になるように制御された
   場合に、前記波形出力手段から発生される前記楽音波形
   が正弦波又は余弦波となるような関係を有する、 ことを特徴とする楽音波形発生装置。
2. 【請求項２】前記混合手段は、前記変調信号の前記搬送
   信号に対する混合特性を、前記演奏情報のうち前記音高
   情報に対応させて制御することを特徴とする請求項１記
   載の楽音波形発生装置。
3. 【請求項３】前記混合制御手段は、前記変調信号の前記
   搬送信号に対する混合特性を、前記演奏情報のうち音域
   情報に対応させて制御することを特徴とする請求項１記
   載の楽音波形発生装置。
4. 【請求項４】前記演奏操作は、鍵盤楽器における鍵の押
   鍵操作であり、 前記演奏情報は、該押鍵操作における押鍵の速さを示す
   ベロシティ情報を含み、 前記混合制御手段は、前記変調信号の前記搬送信号に対
   する混合特性を、前記演奏情報のうち前記ベロシティ情
   報に対応させて制御することを特徴とする請求項１記載
   の楽音波形発生装置。
5. 【請求項５】前記演奏操作は、鍵盤楽器における鍵の押
   鍵操作であり、 前記演奏情報は、該押鍵操作における押鍵圧力を示すア
   フタータッチ情報を含み、 前記混合制御手段は、前記変調信号の前記搬送信号に対
   する混合特性を、前記演奏情報のうち前記アフタータッ
   チ情報に対応させて制御することを特徴とする請求項１
   記載の楽音波形発生装置。