JP2993537B2 - 電流検出装置 - Google Patents
電流検出装置Info
- Publication number
- JP2993537B2 JP2993537B2 JP3290671A JP29067191A JP2993537B2 JP 2993537 B2 JP2993537 B2 JP 2993537B2 JP 3290671 A JP3290671 A JP 3290671A JP 29067191 A JP29067191 A JP 29067191A JP 2993537 B2 JP2993537 B2 JP 2993537B2
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- Japan
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- phase
- current
- current detection
- inverter
- detection device
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- Control Of Electric Motors In General (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、インバータを使用した
モータ制御装置で使用する電流検出装置に関し、特に電
流検出値をディジタル量に変換してフィードバックする
用途に適する電流検出装置に関する。
モータ制御装置で使用する電流検出装置に関し、特に電
流検出値をディジタル量に変換してフィードバックする
用途に適する電流検出装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図５は従来の電流検出装置の一例を示す
ブロック図であり、図中では簡単のたＵ相に関するブロ
ック及び信号を中心に表記しＶ相に関する電流検出装置
は省略する。ＰＷＭ回路６は、モータ５に対する印加電
圧指令に比例したパルス幅の信号ｓｉｇｔｒｌ，ｓｉｇ
ｔｒ２（図２の，参照）を、インバータのＵ相アー
ムのベース駆動回路１，２に送出する。ベース駆動回路
１，２は、それぞれの対応するパワー素子Ｔｒｌ，Ｔｒ
２をＰＷＭ回路６から送出された信号ｓｉｇｔｒ１，ｓ
ｉｇｔｒ２に従ってオンオフさせ、Ｕ相の電圧を図２の
に示すようにインバータの入力電位ＶＨ，ＶＬに交互
に変化させる。
ブロック図であり、図中では簡単のたＵ相に関するブロ
ック及び信号を中心に表記しＶ相に関する電流検出装置
は省略する。ＰＷＭ回路６は、モータ５に対する印加電
圧指令に比例したパルス幅の信号ｓｉｇｔｒｌ，ｓｉｇ
ｔｒ２（図２の，参照）を、インバータのＵ相アー
ムのベース駆動回路１，２に送出する。ベース駆動回路
１，２は、それぞれの対応するパワー素子Ｔｒｌ，Ｔｒ
２をＰＷＭ回路６から送出された信号ｓｉｇｔｒ１，ｓ
ｉｇｔｒ２に従ってオンオフさせ、Ｕ相の電圧を図２の
に示すようにインバータの入力電位ＶＨ，ＶＬに交互
に変化させる。
【０００３】モータ５には、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電位差に応
じて図２のに示すＵ相電流が流れ、この電流に比例し
た電圧降下が検出抵抗３の両端に発生する。この電圧は
絶縁増幅器１０に入力され、発振器１２の周波数でスイ
ッチＳＷ１によって周期的に断続することにより絶縁用
トランスＴ２を通過する。絶縁用トランスＴ２の出力信
号はスイッチＳＷ２によってサンプリングされ復調され
た後、バッファ増幅器１１で増幅されＡ／Ｄ（アナログ
ディジタル）変換器７に送出される（図２のに絶縁増
幅器１０の出力波形を示す）。絶縁増幅器１０の出力
は、Ａ／Ｄ変換器７によってディジタル値に変換され制
御に使用される。
じて図２のに示すＵ相電流が流れ、この電流に比例し
た電圧降下が検出抵抗３の両端に発生する。この電圧は
絶縁増幅器１０に入力され、発振器１２の周波数でスイ
ッチＳＷ１によって周期的に断続することにより絶縁用
トランスＴ２を通過する。絶縁用トランスＴ２の出力信
号はスイッチＳＷ２によってサンプリングされ復調され
た後、バッファ増幅器１１で増幅されＡ／Ｄ（アナログ
ディジタル）変換器７に送出される（図２のに絶縁増
幅器１０の出力波形を示す）。絶縁増幅器１０の出力
は、Ａ／Ｄ変換器７によってディジタル値に変換され制
御に使用される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】従来の電流検出装置で
は、図２のに示す波形のようにＵ相電圧が急峻に変化
する瞬間に絶縁増幅器の出力にスパイク状のノイズが出
現してしまうという問題があった。これは主として絶縁
増幅器に使用されているトランスＴ２の入出力間の容量
結合によるもので、相電圧の変化が微分されて出力に重
畳されるものである。一方、絶縁増幅器の出力はＡ／Ｄ
変換器によってサンプリングされるためにスパイク状の
ノイズ部分をサンプリングした場合には検出値が大きく
狂うことになる。
は、図２のに示す波形のようにＵ相電圧が急峻に変化
する瞬間に絶縁増幅器の出力にスパイク状のノイズが出
現してしまうという問題があった。これは主として絶縁
増幅器に使用されているトランスＴ２の入出力間の容量
結合によるもので、相電圧の変化が微分されて出力に重
畳されるものである。一方、絶縁増幅器の出力はＡ／Ｄ
変換器によってサンプリングされるためにスパイク状の
ノイズ部分をサンプリングした場合には検出値が大きく
狂うことになる。
【０００５】この対策としてまず考えられることはトラ
ンスの改良であるが、一般に相電圧の変化は数百Ｖ／μ
ｓであるのに対して検出したい最小電圧が数ｍＶである
ため、トランスを小型にしたままで結合容量を影響の無
い値に抑えるのは難しい。次にスパイク成分をフィルタ
ーによって除去する方法があるが、この場合には検出に
位相遅れが発生してしまい、電流検出値をフィードバッ
ク制御に使用した場合に周波数特性が低下してしまう。
このように従来の電流検出装置においては、検出遅れを
最小限に押えたままで、相電圧変化により発生するノイ
ズを除去する有効な手段が無かった。本発明は上述した
事情より成されたものであり、本発明の目的は、電流の
検出遅れを最小限に留めたままで、相電圧変化により発
生するノイズを除去できる電流検出装置を提供すること
にある。
ンスの改良であるが、一般に相電圧の変化は数百Ｖ／μ
ｓであるのに対して検出したい最小電圧が数ｍＶである
ため、トランスを小型にしたままで結合容量を影響の無
い値に抑えるのは難しい。次にスパイク成分をフィルタ
ーによって除去する方法があるが、この場合には検出に
位相遅れが発生してしまい、電流検出値をフィードバッ
ク制御に使用した場合に周波数特性が低下してしまう。
このように従来の電流検出装置においては、検出遅れを
最小限に押えたままで、相電圧変化により発生するノイ
ズを除去する有効な手段が無かった。本発明は上述した
事情より成されたものであり、本発明の目的は、電流の
検出遅れを最小限に留めたままで、相電圧変化により発
生するノイズを除去できる電流検出装置を提供すること
にある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は、インバータに
より駆動されるモータの相電流をモータ線に直列に挿入
した検出抵抗と絶縁増幅器を用いて検出する電流検出装
置に関するものであり、本発明の上記目的は、測定対象
となる相のモータ線に接続されたインバータアームのそ
れぞれのパワー素子に対するオンオフ指令信号と前記相
の電流の極性信号に基づいて、前記相のインバータの出
力電位が変化する期間のみ絶縁増幅器のトランスの２次
側電圧のサンプリング動作を停止するホールド信号発生
手段を備えることによって達成される。
より駆動されるモータの相電流をモータ線に直列に挿入
した検出抵抗と絶縁増幅器を用いて検出する電流検出装
置に関するものであり、本発明の上記目的は、測定対象
となる相のモータ線に接続されたインバータアームのそ
れぞれのパワー素子に対するオンオフ指令信号と前記相
の電流の極性信号に基づいて、前記相のインバータの出
力電位が変化する期間のみ絶縁増幅器のトランスの２次
側電圧のサンプリング動作を停止するホールド信号発生
手段を備えることによって達成される。
【０００７】
【作用】本発明の電流検出装置によれば、相電圧が変化
する期間に限定して絶縁増幅器の出力がホールドされる
ため、電流検出値にスパイクの影響が現れない。
する期間に限定して絶縁増幅器の出力がホールドされる
ため、電流検出値にスパイクの影響が現れない。
【０００８】
【実施例】図１は本発明の電流制御装置の一例を図５に
対応させて示すブロック図であり、同一構成箇所は同符
号を付して説明を省略する。本実施例では、従来の電流
検出装置に対してホールド信号発生回路２０と絶縁増幅
器１０内のゲート回路１３が付加されている。ホールド
信号発生回路２０は、相電圧の変化を予測してその変化
に同期したパルスであるホールド信号ｈｏｌｄｕを発生
する回路であり、まず、この相電圧の変化を予測する方
法についてＵ相を例として述べる。図２において、Ｕ相
電圧（）とＵ相の各パワー素子Ｔｒ１，Ｔｒ２に対す
る信号ｓｉｇｔｒ１，ｓｉｇｔｒ２（，）を見る
と、Ｕ相電流の方向がインバータからモータ５に向う場
合にはＵ相電圧（）の変化点とパワー素子Ｔｒ１の信
号ｓｉｇｔｒ１（）の変化点がほぼ一致し、逆の場合
にはＵ相電圧（）の変化点とパワー素子Ｔｒ２の信号
ｓｉｇｔｒ２（）の変化点がほぼ一致していることが
分る。本発明では、この性質を利用してパワー素子Ｔｒ
１，Ｔｒ２に対する信号ｓｉｇｔｒ１，ｓｉｇｔｒ２及
び電流の極性信号ｓｉｇｎｕよりＵ相電圧の変化を予測
している。
対応させて示すブロック図であり、同一構成箇所は同符
号を付して説明を省略する。本実施例では、従来の電流
検出装置に対してホールド信号発生回路２０と絶縁増幅
器１０内のゲート回路１３が付加されている。ホールド
信号発生回路２０は、相電圧の変化を予測してその変化
に同期したパルスであるホールド信号ｈｏｌｄｕを発生
する回路であり、まず、この相電圧の変化を予測する方
法についてＵ相を例として述べる。図２において、Ｕ相
電圧（）とＵ相の各パワー素子Ｔｒ１，Ｔｒ２に対す
る信号ｓｉｇｔｒ１，ｓｉｇｔｒ２（，）を見る
と、Ｕ相電流の方向がインバータからモータ５に向う場
合にはＵ相電圧（）の変化点とパワー素子Ｔｒ１の信
号ｓｉｇｔｒ１（）の変化点がほぼ一致し、逆の場合
にはＵ相電圧（）の変化点とパワー素子Ｔｒ２の信号
ｓｉｇｔｒ２（）の変化点がほぼ一致していることが
分る。本発明では、この性質を利用してパワー素子Ｔｒ
１，Ｔｒ２に対する信号ｓｉｇｔｒ１，ｓｉｇｔｒ２及
び電流の極性信号ｓｉｇｎｕよりＵ相電圧の変化を予測
している。
【０００９】図３はホールド信号発生回路２０の一例を
示すブロック図であり、図４はこの回路内の各信号のタ
イムチャートを示している。ＰＷＭ回路６から送出され
たパワー素子Ｔｒ１，Ｔｒ２への信号ｓｉｇｔｒ１，ｓ
ｉｇｔｒ２は、ホールド信号発生回路２０内のディジタ
ルディレイ回路２１，２２によって発振器２３の指定ク
ロック数分（図４の例では３クロック分）遅れた信号ｄ
ｅｌｔｒ１（），ｄｅｌｔｒ２（）となる。ディジ
タルディレイ回路２１とディジタルディレイ回路２２の
入出力信号ｄｅｌｔｒ１，ｓｉｇｔｒ１とｄｅｌｔｒ
２，ｓｉｇｔｒ２は排他論理和回路２４，２５に送出さ
れ、変化点に同期したパルスｃｈｇｔｒ１（），ｃｈ
ｇｔｒ２（）となりセレクター回路２６に送出され
る。
示すブロック図であり、図４はこの回路内の各信号のタ
イムチャートを示している。ＰＷＭ回路６から送出され
たパワー素子Ｔｒ１，Ｔｒ２への信号ｓｉｇｔｒ１，ｓ
ｉｇｔｒ２は、ホールド信号発生回路２０内のディジタ
ルディレイ回路２１，２２によって発振器２３の指定ク
ロック数分（図４の例では３クロック分）遅れた信号ｄ
ｅｌｔｒ１（），ｄｅｌｔｒ２（）となる。ディジ
タルディレイ回路２１とディジタルディレイ回路２２の
入出力信号ｄｅｌｔｒ１，ｓｉｇｔｒ１とｄｅｌｔｒ
２，ｓｉｇｔｒ２は排他論理和回路２４，２５に送出さ
れ、変化点に同期したパルスｃｈｇｔｒ１（），ｃｈ
ｇｔｒ２（）となりセレクター回路２６に送出され
る。
【００１０】セレクター回路２６によって、電流の極性
信号ｓｉｇｎｕ（）が＋の場合にはパルスｃｈｇｔｒ
１が選択され、−の場合にはパルスｃｈｇｔｒ２が選択
されてホールド信号ｈｏｌｄｕ（）としてゲート回路
１３に送出される。そしてゲート回路１３を使用して、
絶縁増幅器１０内の発振器１２が２次側のサンプリング
用に出力している信号ｃｈｏｐ２を、ホールド信号ｈｏ
ｌｄｕがオンの期間停止させる。以上のようにしてＵ相
電圧の変化がある期間、絶縁増幅器１０のサンプリング
が停止するため、絶縁増幅器１０の出力は図２のに示
すようにスパイククイズを含まない出力となる。なお、
本実施例では電流の極性信号ｓｉｇｎｕをＡ／Ｄ変換器
の出力から得ている（前回の変換結果によって決定す
る）が、これを電流制御の電流指令値の極性から得る事
も可能である。
信号ｓｉｇｎｕ（）が＋の場合にはパルスｃｈｇｔｒ
１が選択され、−の場合にはパルスｃｈｇｔｒ２が選択
されてホールド信号ｈｏｌｄｕ（）としてゲート回路
１３に送出される。そしてゲート回路１３を使用して、
絶縁増幅器１０内の発振器１２が２次側のサンプリング
用に出力している信号ｃｈｏｐ２を、ホールド信号ｈｏ
ｌｄｕがオンの期間停止させる。以上のようにしてＵ相
電圧の変化がある期間、絶縁増幅器１０のサンプリング
が停止するため、絶縁増幅器１０の出力は図２のに示
すようにスパイククイズを含まない出力となる。なお、
本実施例では電流の極性信号ｓｉｇｎｕをＡ／Ｄ変換器
の出力から得ている（前回の変換結果によって決定す
る）が、これを電流制御の電流指令値の極性から得る事
も可能である。
【００１１】
【発明の効果】以上のように本発明の電流検出装置によ
れば、測定対象となる相の電圧の変化による電流検出値
の誤差（絶縁増幅器の同相電圧除去性能不足による誤
差）を無くす事ができ、更に、サンプリングを停止させ
るのは特定のタイミングに限られるために測定の時間遅
れの影響も少ない。このため本電流検出装置を電流制御
のフィードバックループに使用した場合、応答周波数の
高い良好な電流制御性が得られる。
れば、測定対象となる相の電圧の変化による電流検出値
の誤差（絶縁増幅器の同相電圧除去性能不足による誤
差）を無くす事ができ、更に、サンプリングを停止させ
るのは特定のタイミングに限られるために測定の時間遅
れの影響も少ない。このため本電流検出装置を電流制御
のフィードバックループに使用した場合、応答周波数の
高い良好な電流制御性が得られる。
【図１】本発明の電流検出装置の一例を示すブロック図
である。
である。
【図２】本発明装置及び従来の電流検出装置における絶
縁増幅器入出力信号のタイムチャートの一例を示す図で
ある。
縁増幅器入出力信号のタイムチャートの一例を示す図で
ある。
【図３】図１のホールド信号発生回路の一例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図４】図１のホールド信号発生回路における各信号の
タイムチャートの一例を示す図である。
タイムチャートの一例を示す図である。
【図５】従来の電流検出装置の一例を示すブロック図で
ある。
ある。
１３ ゲート回路 ２０ ホールド信号発生回路
Claims (1)
- 【請求項１】 インバータにより駆動されるモータの相
電流をモータ線に直列に挿入した検出抵抗と絶縁増幅器
を用いて検出する電流検出装置において、測定対象とな
る相のモータ線に接続されたインバータアームのそれぞ
れのパワー素子に対するオンオフ指令信号と前記相の電
流の極性信号に基づいて、前記相のインバータの出力電
位が変化する期間のみ絶縁増幅器のトランスの２次側電
圧のサンプリング動作を停止するホールド信号発生手段
を備えたことを特徴とする電流検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3290671A JP2993537B2 (ja) | 1991-10-09 | 1991-10-09 | 電流検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3290671A JP2993537B2 (ja) | 1991-10-09 | 1991-10-09 | 電流検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05111261A JPH05111261A (ja) | 1993-04-30 |
| JP2993537B2 true JP2993537B2 (ja) | 1999-12-20 |
Family
ID=17758992
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3290671A Expired - Lifetime JP2993537B2 (ja) | 1991-10-09 | 1991-10-09 | 電流検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2993537B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5262521B2 (ja) * | 2008-09-29 | 2013-08-14 | 株式会社豊田自動織機 | インバータ制御装置 |
-
1991
- 1991-10-09 JP JP3290671A patent/JP2993537B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05111261A (ja) | 1993-04-30 |
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