JP2926986B2 - 周波数変換装置およびその方法 - Google Patents
周波数変換装置およびその方法Info
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- H03D13/001—Circuits for comparing the phase or frequency of two mutually-independent oscillations in which a pulse counter is used followed by a conversion into an analog signal
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- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
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Description
【発明の詳細な説明】 発明の分野 本発明は、一般に無線受信機に関し、さらに詳しく
は、デジタル化位相情報の周波数変換に関する。
は、デジタル化位相情報の周波数変換に関する。
発明の背景 一般に、無線受信機は基準発振器を内蔵している。基
準発振器は、受信信号を復調するために必要なすべての
周波数を発生するために用いられる。中間周波（IF）信
号の位相を直接デジタル化する場合、このIFに等しい周
波数を有する検波基準信号を発生しなければならない。
それ以外の場合には、デジタル検波の後で周波数差につ
いてデジタル化位相信号を補正する必要がある。例え
ば、無線受信機が16.8メガヘルツ（MHz）の基準発振器
と、456キロヘルツ（kHz）のIFを有していると仮定す
る。基準発振周波数（fref）で動作するＮビットの位相
デジタイザ回路を利用することにより、デジタル検波基
準周波数（f0）はfrefを2Nで除した値に等しくなる。５
ビット位相デジタイザ回路では、検波基準周波数は、1
6.8MHzを25で除した値、すなわち525kHzに等しい。従っ
て、デジタル検波基準周波数（f0）はIF（fi）に等しく
ない。位相を直接デジタル化するためには、IFおよびデ
ジタル検波基準周波数を整合させなければならない。現
在、そのための２つの方法がある。
準発振器は、受信信号を復調するために必要なすべての
周波数を発生するために用いられる。中間周波（IF）信
号の位相を直接デジタル化する場合、このIFに等しい周
波数を有する検波基準信号を発生しなければならない。
それ以外の場合には、デジタル検波の後で周波数差につ
いてデジタル化位相信号を補正する必要がある。例え
ば、無線受信機が16.8メガヘルツ（MHz）の基準発振器
と、456キロヘルツ（kHz）のIFを有していると仮定す
る。基準発振周波数（fref）で動作するＮビットの位相
デジタイザ回路を利用することにより、デジタル検波基
準周波数（f0）はfrefを2Nで除した値に等しくなる。５
ビット位相デジタイザ回路では、検波基準周波数は、1
6.8MHzを25で除した値、すなわち525kHzに等しい。従っ
て、デジタル検波基準周波数（f0）はIF（fi）に等しく
ない。位相を直接デジタル化するためには、IFおよびデ
ジタル検波基準周波数を整合させなければならない。現
在、そのための２つの方法がある。
まず第１の方法では、IFに等しい検波基準周波数を発
生するために、別の基準発振器を利用することができ
る。前例では、デジタル位相検波器は14.592MHz（14.59
2/25＝456kHz）の周波数を発生する第２基準発振器を必
要とする。第２基準発振器を利用することにより、いく
つかの問題が生じる。第１に、非標準的な周波数は特殊
な設計を必要とし、コストが高くなる。第２に、発振器
を追加することにより、コスト，寸法および無線受信機
内の電力消費が増加する。第３に、２つの固有の周波数
を無線受信機内で発生させることにより、スプリアス干
渉の問題が生じる可能性がある。従って、基準発振器を
追加することは、この問題を解決するための望ましい解
決方法ではない。
生するために、別の基準発振器を利用することができ
る。前例では、デジタル位相検波器は14.592MHz（14.59
2/25＝456kHz）の周波数を発生する第２基準発振器を必
要とする。第２基準発振器を利用することにより、いく
つかの問題が生じる。第１に、非標準的な周波数は特殊
な設計を必要とし、コストが高くなる。第２に、発振器
を追加することにより、コスト，寸法および無線受信機
内の電力消費が増加する。第３に、２つの固有の周波数
を無線受信機内で発生させることにより、スプリアス干
渉の問題が生じる可能性がある。従って、基準発振器を
追加することは、この問題を解決するための望ましい解
決方法ではない。
第２の解決方法は、IF信号（fi）の周波数を変換し
て、検波基準周波数（f0）に整合させる方法である。こ
れは、f0とfiとの差に等しい周波数を有する局部発振器
（LO）でIF信号を混合することによって行なうことがで
きる。前例についてさらに説明すると、525kHzに等しく
なるように、456kHzのIFを混合する必要がある。この混
合では、LO周波数はf0−fi、すなわち69kHzに等しくな
ければならない。この解決方法は余分なハードウェアが
必要なばかりでなく、スプリアス干渉問題を発生する可
能性もある。従って、アナログ周波数変換も、この問題
に対する望ましい解決方法ではない。
て、検波基準周波数（f0）に整合させる方法である。こ
れは、f0とfiとの差に等しい周波数を有する局部発振器
（LO）でIF信号を混合することによって行なうことがで
きる。前例についてさらに説明すると、525kHzに等しく
なるように、456kHzのIFを混合する必要がある。この混
合では、LO周波数はf0−fi、すなわち69kHzに等しくな
ければならない。この解決方法は余分なハードウェアが
必要なばかりでなく、スプリアス干渉問題を発生する可
能性もある。従って、アナログ周波数変換も、この問題
に対する望ましい解決方法ではない。
従って、通過アナログ・ハードウェアを必要とせず、
また、スプリアス干渉問題を発生しない小型で、低コス
トの周波数変換装置が必要とされている。
また、スプリアス干渉問題を発生しない小型で、低コス
トの周波数変換装置が必要とされている。
発明の概要 本発明は、入力信号の位相情報の有効周波数を変更す
る周波数変換装置に関する。入力信号は第１位相（θ
（ｔ））および第１周波数（fi）を有する。第１位相
（θ（ｔ））は抽出され、第２周波数（f0）でデジタル
化され、第2Nビットのデジタル位相信号（θ′（ｔ））
となる。この周波数変換装置は第３デジタル位相信号を
発生し、この信号はθ（ｔ）とθ′（ｔ）との間の差に
近似する。次に、周波数変換装置は第２デジタル位相信
号と第３デジタル位相信号とを合成し、第１位相信号に
実質的に近似する第４デジタル位相信号を生成する。
る周波数変換装置に関する。入力信号は第１位相（θ
（ｔ））および第１周波数（fi）を有する。第１位相
（θ（ｔ））は抽出され、第２周波数（f0）でデジタル
化され、第2Nビットのデジタル位相信号（θ′（ｔ））
となる。この周波数変換装置は第３デジタル位相信号を
発生し、この信号はθ（ｔ）とθ′（ｔ）との間の差に
近似する。次に、周波数変換装置は第２デジタル位相信
号と第３デジタル位相信号とを合成し、第１位相信号に
実質的に近似する第４デジタル位相信号を生成する。
図面の簡単な説明 第１図は、本発明を利用できる無線電話システムのブ
ロック図である。
ロック図である。
第２図は、本発明による位相復調器のブロック図であ
る。
る。
第３図は、本発明による周波数変換装置のブロック図
である。
である。
第４図は、周波数変換前の非検波位相信号のグラフで
ある。
ある。
第５図は、周波数変換装置に含まれる信号のグラフで
ある。
ある。
第６図は、周波数変換後の非検波位相信号のグラフで
ある。
ある。
好適な実施例の説明 好適な実施例は、無線電話装置のデジタル受信機で用
いられる直接位相デジタイザに関する。直接位相デジタ
イザは、456kHzの中間周波数（fi）を有する受信信号を
利用する。無線電話装置は、16.8MHzの周波数（fref）
を発生する基準発振器を含む。５ビット位相デジタイザ
の場合、有効周波数（f0）は16.8MHz/25＝525kHzに等し
い。IF信号の位相は、検波基準周波数で直接デジタル化
される。それによって得られる原位相ワードは、所望の
位相（θ（ｔ））と、定位相オフセット（φ）と、モジ
ュロ２π位相誤差ランプ関数（modulo−２πphase erro
r ramp function）［２π（fi−f0）ｔ］mod2π）とを
含む。周波数変換装置は、位相誤差ランプ関数と等しい
が反対のスロープを有するモジュロ２π位相ランプ関数
を含む周波数変換ワードを発生する。この周波数変換ワ
ードは、原位相ワードと共にＮビット加算器に入力さ
れ、原位相ワードの位相誤差ランプ関数を実質的に除去
する。
いられる直接位相デジタイザに関する。直接位相デジタ
イザは、456kHzの中間周波数（fi）を有する受信信号を
利用する。無線電話装置は、16.8MHzの周波数（fref）
を発生する基準発振器を含む。５ビット位相デジタイザ
の場合、有効周波数（f0）は16.8MHz/25＝525kHzに等し
い。IF信号の位相は、検波基準周波数で直接デジタル化
される。それによって得られる原位相ワードは、所望の
位相（θ（ｔ））と、定位相オフセット（φ）と、モジ
ュロ２π位相誤差ランプ関数（modulo−２πphase erro
r ramp function）［２π（fi−f0）ｔ］mod2π）とを
含む。周波数変換装置は、位相誤差ランプ関数と等しい
が反対のスロープを有するモジュロ２π位相ランプ関数
を含む周波数変換ワードを発生する。この周波数変換ワ
ードは、原位相ワードと共にＮビット加算器に入力さ
れ、原位相ワードの位相誤差ランプ関数を実質的に除去
する。
第１図は、本発明を利用できる無線電話システムのブ
ロック図である。この無線電話システムでは、固定局ト
ランシーバ103は、この固定局トランシーバ103によって
担当される固定区域内に含まれる移動携帯無線電話装置
に対して無線周波（RF）信号の送受信を行なう。無線電
話装置101は、この固定局トランシーバが担当する無線
電話装置の一つである。
ロック図である。この無線電話システムでは、固定局ト
ランシーバ103は、この固定局トランシーバ103によって
担当される固定区域内に含まれる移動携帯無線電話装置
に対して無線周波（RF）信号の送受信を行なう。無線電
話装置101は、この固定局トランシーバが担当する無線
電話装置の一つである。
固定局トランシーバ103から信号を受信する場合、無
線電話装置101はアンテナ105を用いてRF信号を結合し、
このRF信号を電気RF信号に変換する。電気RF信号は無線
受信機111によって受信され、無線電話装置101内で用い
られる。受信機111は、中間周波（IF）信号115を発生す
る。この信号は位相復調器119に入力される。位相復調
器119はシンボル信号123を出力し、プロセッサ121によ
って用いられる。プロセッサ121はシンボル信号123を音
声またはデータにフォーマット化し、ユーザ・インタフ
ェース125によって用いられる。ユーザ・インタフェー
ス125は、マイクロフォン，スピーカおよびキーパッド
を含む。
線電話装置101はアンテナ105を用いてRF信号を結合し、
このRF信号を電気RF信号に変換する。電気RF信号は無線
受信機111によって受信され、無線電話装置101内で用い
られる。受信機111は、中間周波（IF）信号115を発生す
る。この信号は位相復調器119に入力される。位相復調
器119はシンボル信号123を出力し、プロセッサ121によ
って用いられる。プロセッサ121はシンボル信号123を音
声またはデータにフォーマット化し、ユーザ・インタフ
ェース125によって用いられる。ユーザ・インタフェー
ス125は、マイクロフォン，スピーカおよびキーパッド
を含む。
携帯無線電話装置101から固定局トランシーバ103にRF
信号を送信する場合、ユーザ・インタフェースからの音
声および／またはデータ信号はプロセッサ121によって
処理される。処理された信号は送信機109に入力され
る。送信機109は、データを電気RF信号に変換する。電
気RF信号はRF信号に変換され、アンテナ105によって出
力される。このRF信号は、固定局トランシーバ103によ
って受信される。
信号を送信する場合、ユーザ・インタフェースからの音
声および／またはデータ信号はプロセッサ121によって
処理される。処理された信号は送信機109に入力され
る。送信機109は、データを電気RF信号に変換する。電
気RF信号はRF信号に変換され、アンテナ105によって出
力される。このRF信号は、固定局トランシーバ103によ
って受信される。
第２図は、第１図に示す位相復調器のブロック図であ
る。位相復調器119は、リミタ301,直接位相デジタイザ3
03,Nビット加算器313,位相処理回路305,シンボル・スラ
イサ311,基準発振器315および周波数変換回路317を含
む。
る。位相復調器119は、リミタ301,直接位相デジタイザ3
03,Nビット加算器313,位相処理回路305,シンボル・スラ
イサ311,基準発振器315および周波数変換回路317を含
む。
リミタ301はIF信号115を受信して、このIF信号115の
電圧範囲を論理０と論理１に相当する２つの電圧レベル
に制限する。リミタ301は、制限されたIF信号309を出力
する。この制限されたIF信号309、すなわち Acos［２πfit＋θ（ｔ）］ は直接位相デジタイザ303に入力される。
電圧範囲を論理０と論理１に相当する２つの電圧レベル
に制限する。リミタ301は、制限されたIF信号309を出力
する。この制限されたIF信号309、すなわち Acos［２πfit＋θ（ｔ）］ は直接位相デジタイザ303に入力される。
直接位相デジタイザ303は、制限されたIF信号309の負
および正の遷移（すなわち、ゼロ交差）を用いて、内部
発生されたモジュロ２π位相ランプ関数を標本化する。
位相（θ′（ｔ））311のデジタル推定値は、検波基準
（ｃ（ｔ））の位相に対して、制限IF入力信号309の位
相を検波することによって生成される。
および正の遷移（すなわち、ゼロ交差）を用いて、内部
発生されたモジュロ２π位相ランプ関数を標本化する。
位相（θ′（ｔ））311のデジタル推定値は、検波基準
（ｃ（ｔ））の位相に対して、制限IF入力信号309の位
相を検波することによって生成される。
ｃ（ｔ）＝cos［２πf0t＋φ］ Ｎビット位相デジタイザの場合、検波基準周波数
（f0）はfref/2Nに等しい。好適な実施例では、fref＝1
6.8MHz,N＝5,f0＝525kHzである。Ｎビット推定位相ワー
ドθ′（ｔ）は、 θ′（ｔ）＝［θ（ｔ）＋２π（fi−f0）ｔ−φ］ mod2π に等しい。この被検出位相ワード（θ′（ｔ））は、所
望の位相情報（θ（ｔ）），位相誤差ランプ関数（２π
（fi−f0）ｔ）および定位相オフセット（φ）を含む。
従って、中間周波数（fi）が検波基準周波数（f0）に等
しくない場合、位相を正確に判定するために除去しなけ
ればならない位相誤差ランプ関数が存在する。
（f0）はfref/2Nに等しい。好適な実施例では、fref＝1
6.8MHz,N＝5,f0＝525kHzである。Ｎビット推定位相ワー
ドθ′（ｔ）は、 θ′（ｔ）＝［θ（ｔ）＋２π（fi−f0）ｔ−φ］ mod2π に等しい。この被検出位相ワード（θ′（ｔ））は、所
望の位相情報（θ（ｔ）），位相誤差ランプ関数（２π
（fi−f0）ｔ）および定位相オフセット（φ）を含む。
従って、中間周波数（fi）が検波基準周波数（f0）に等
しくない場合、位相を正確に判定するために除去しなけ
ればならない位相誤差ランプ関数が存在する。
周波数変換回路317は、位相誤差ランプ関数のスロー
プに等しいが反対のスロープを有する位相ランプ関数を
含む周波数変換ワード（θｔ（ｔ））319、すなわち、 θｔ（ｔ）＝［２π（f0−fi）ｔ］mod2π を発生する。周波数変換ワードθｔ（ｔ）319および原
位相ワード311は、Ｎビット加算器313に入力される。Ｎ
ビット加算器313は２つのＮビット位相ワード311,319を
合成して、周波数変換された位相ワード（θ（ｔ）−
φ）307となる。
プに等しいが反対のスロープを有する位相ランプ関数を
含む周波数変換ワード（θｔ（ｔ））319、すなわち、 θｔ（ｔ）＝［２π（f0−fi）ｔ］mod2π を発生する。周波数変換ワードθｔ（ｔ）319および原
位相ワード311は、Ｎビット加算器313に入力される。Ｎ
ビット加算器313は２つのＮビット位相ワード311,319を
合成して、周波数変換された位相ワード（θ（ｔ）−
φ）307となる。
位相信号307は位相処理装置305に入力される。位相処
理装置305は、定位相オフセット（φ）を除去する。位
相処理装置305は、コヒーレント位相プロセッサまたは
差動コヒーレント位相プロセッサのいずれかを含む。好
適な実施例では、差動コヒーレント位相プロセッサを用
いて、定位相（φ）を除去している。それによって得ら
れるデジタル位相信号（θ０（ｔ））321は、シンボル
・スライサ311に入力される。シンボル・スライサ311
は、位相信号319に対応するシンボル判定（データ・ビ
ット）を出力する。
理装置305は、定位相オフセット（φ）を除去する。位
相処理装置305は、コヒーレント位相プロセッサまたは
差動コヒーレント位相プロセッサのいずれかを含む。好
適な実施例では、差動コヒーレント位相プロセッサを用
いて、定位相（φ）を除去している。それによって得ら
れるデジタル位相信号（θ０（ｔ））321は、シンボル
・スライサ311に入力される。シンボル・スライサ311
は、位相信号319に対応するシンボル判定（データ・ビ
ット）を出力する。
第３図は、第２図に示す周波数変換回路317の詳細ブ
ロック図である。Ｎビット周波数変換ワード419は、基
準発振器315によってクロックされるＮビットのアップ
／ダウン・カウンタ417を用いて発生される。好適な実
施例では、アップ／ダウン・カウンタ417のU/D入力431
はＨ（high）に設定され、モジュロ２π位相ランプ関数
419は正のスロープを有する。負のスロープが望ましい
場合、U/D入力431はＬ（low）に設定しなければならな
い。
ロック図である。Ｎビット周波数変換ワード419は、基
準発振器315によってクロックされるＮビットのアップ
／ダウン・カウンタ417を用いて発生される。好適な実
施例では、アップ／ダウン・カウンタ417のU/D入力431
はＨ（high）に設定され、モジュロ２π位相ランプ関数
419は正のスロープを有する。負のスロープが望ましい
場合、U/D入力431はＬ（low）に設定しなければならな
い。
アップカウンタ401および比較器407は共に、検波基準
信号421をＬで除する。基準発振器315によって発生され
る基準信号421は、アップカウンタ401を駆動する。アッ
プカウンタ401は、ロード423を比較器407に出力する。
比較器407は、あらかじめ与えられた値Ｌ−１を有す
る。カウンタ・ワード423がＬ−１に等しい場合、比較
器407は増分パルス433を発生し、このパルスはカウンタ
401をリセットし、カウンタ・イネーブル論理409に入力
される。実質的に、増分パルス433は、基準発振信号421
のＬサイクル毎にＨになる。
信号421をＬで除する。基準発振器315によって発生され
る基準信号421は、アップカウンタ401を駆動する。アッ
プカウンタ401は、ロード423を比較器407に出力する。
比較器407は、あらかじめ与えられた値Ｌ−１を有す
る。カウンタ・ワード423がＬ−１に等しい場合、比較
器407は増分パルス433を発生し、このパルスはカウンタ
401をリセットし、カウンタ・イネーブル論理409に入力
される。実質的に、増分パルス433は、基準発振信号421
のＬサイクル毎にＨになる。
アップカウンタ403および比較器405は共に、検波基準
発振信号421をＭで除した。基準発振器315によって発生
される基準信号421は、アップカウンタ403を駆動する。
アップカウンタ403は、ワード429を比較器405に出力す
る。比較器405は、あらかじめ与えられた値Ｍ−１を有
する。カウンタ・ワード429がＭ−１に等しい場合、比
較器405は禁止パルス（inhibitpulse）427を発生し、こ
のパルスはカウンタ403をリセットし、カウンタ・イネ
ーブル論理409に入力される。実質的に、禁止パルス427
は、基準発振信号421のＭカウント毎にＨになる。
発振信号421をＭで除した。基準発振器315によって発生
される基準信号421は、アップカウンタ403を駆動する。
アップカウンタ403は、ワード429を比較器405に出力す
る。比較器405は、あらかじめ与えられた値Ｍ−１を有
する。カウンタ・ワード429がＭ−１に等しい場合、比
較器405は禁止パルス（inhibitpulse）427を発生し、こ
のパルスはカウンタ403をリセットし、カウンタ・イネ
ーブル論理409に入力される。実質的に、禁止パルス427
は、基準発振信号421のＭカウント毎にＨになる。
カウンタ・イネーブル論理409は、増分パルス433およ
び禁止パルス427を用いて、カウンタ・イネーブル・パ
ルス425を生成する。最後の増分パルス433以降に禁止パ
ルス427が生じてないかぎり、カウンタ・イネーブル・
パルス425は各増分パルス433毎にＨになる。制御イネー
ブル論理409が有効になるためには、ＭはＬよりも大き
くなければならない。カウンタ・イネーブル論理409は
２つのANDゲート411,415と、セット／リセット（SR）フ
リップフロップ413とを含む。
び禁止パルス427を用いて、カウンタ・イネーブル・パ
ルス425を生成する。最後の増分パルス433以降に禁止パ
ルス427が生じてないかぎり、カウンタ・イネーブル・
パルス425は各増分パルス433毎にＨになる。制御イネー
ブル論理409が有効になるためには、ＭはＬよりも大き
くなければならない。カウンタ・イネーブル論理409は
２つのANDゲート411,415と、セット／リセット（SR）フ
リップフロップ413とを含む。
Ｎビット・アップ／ダウン・カウンタ417の各増分
は、各L/fref秒毎に位相変換ワード419に対して１位相
セクタ（π/2N-1ラジアン）を追加することに相当す
る。それによって得られる周波数変換は次式によって表
される。
は、各L/fref秒毎に位相変換ワード419に対して１位相
セクタ（π/2N-1ラジアン）を追加することに相当す
る。それによって得られる周波数変換は次式によって表
される。
Δｆ＝＋／−f0/L 禁止パルス427は、frefの各Ｍサイクルに一回増分動
作を禁止することにより、周波数変換ワード419の周波
数分解能をさらに改善する。上式に禁止機能を含めるこ
とにより、全周波数変換はつぎのようになる Δｆ＝＋／−f0［1/L−1/M］ 周波数変換ワード419は原位相ワード311と合成され、
周波数変換された位相ワード307となる。周波数変換位
相ワードを加算した後の有効検波基準周波数は次式のよ
うになる。
作を禁止することにより、周波数変換ワード419の周波
数分解能をさらに改善する。上式に禁止機能を含めるこ
とにより、全周波数変換はつぎのようになる Δｆ＝＋／−f0［1/L−1/M］ 周波数変換ワード419は原位相ワード311と合成され、
周波数変換された位相ワード307となる。周波数変換位
相ワードを加算した後の有効検波基準周波数は次式のよ
うになる。
ｆ0,eff＝f0＝Δｆ＝f0［１−／＋（1/L−1/M）］ 周波数変換パラメータＬおよびＭは、所望の中間周波
数fiにもっとも近似する有効検波基準周波数となるよう
に選択される。好適な実施例では、Ｌ＝7,M＝87であ
り、有効検波基準周波数は456.03448kHzである。
数fiにもっとも近似する有効検波基準周波数となるよう
に選択される。好適な実施例では、Ｌ＝7,M＝87であ
り、有効検波基準周波数は456.03448kHzである。
禁止動作および増分動作は共にすべての用途で必要で
はないことに留意されたい。増分動作のみを必要とする
用途もあれば、複数の禁止動作を必要とする用途もあ
る。
はないことに留意されたい。増分動作のみを必要とする
用途もあれば、複数の禁止動作を必要とする用途もあ
る。
第４図，第５図および第６図は、周波数変換回路の動
作を示すグラフである。第４図は、時間の関数としての
被検波位相セクタのグラフである。グラフ501は、信号
の周波数変換の前の原位相ワード311のプロットであ
る。信号501の中間周波数は、検波基準周波数とは等し
くなく、従って、被検波位相501は破線503によって表さ
れる実際の位相とは異なる。第５図は、周波数変換回路
317の内部動作を示す。信号507は、増分パルス433の数
を表す。信号509は、禁止パルス427の数を表す。信号50
5は、周波数変換ワード425を表す。周波数変換信号505
は、被検波位相信号501はスロープにほぼ等しくかつ反
対のスロープを有する位相ランプ関数である。第６図
は、Ｎビット加算器313の出力における被検波位相の図
である。信号511は、周波数変換された位相ワード307を
表す。信号513は、制限された入力信号309の実際の位相
を表す。元の位相信号513と周波数変換511後の被検波位
相信号との間で密に一致していることは第６図に示され
ている。
作を示すグラフである。第４図は、時間の関数としての
被検波位相セクタのグラフである。グラフ501は、信号
の周波数変換の前の原位相ワード311のプロットであ
る。信号501の中間周波数は、検波基準周波数とは等し
くなく、従って、被検波位相501は破線503によって表さ
れる実際の位相とは異なる。第５図は、周波数変換回路
317の内部動作を示す。信号507は、増分パルス433の数
を表す。信号509は、禁止パルス427の数を表す。信号50
5は、周波数変換ワード425を表す。周波数変換信号505
は、被検波位相信号501はスロープにほぼ等しくかつ反
対のスロープを有する位相ランプ関数である。第６図
は、Ｎビット加算器313の出力における被検波位相の図
である。信号511は、周波数変換された位相ワード307を
表す。信号513は、制限された入力信号309の実際の位相
を表す。元の位相信号513と周波数変換511後の被検波位
相信号との間で密に一致していることは第６図に示され
ている。
以上、デジタル被検波位相信号の既知の周波数オフセ
ットを効果的に補正する装置について説明してきた。こ
のオフセットは、検波基準信号（f0）と中間周波数
（fi）との間の差の結果である。本装置は、無線受信機
において第２周波数源を追加せずに、入力信号から位相
情報を直接デジタル化することができる。パラメータＬ
およびＭは容易に再プログラムすることができ、利用可
能な基準周波数および中間周波数から独立してデジタル
検波器の有効周波数を変換することができる。このよう
な柔軟性は、複数の用途を有する無線電話装置に本装置
を適用する際に重要な特徴となる。さらに、構成は簡単
で、低コストで効果的である。
ットを効果的に補正する装置について説明してきた。こ
のオフセットは、検波基準信号（f0）と中間周波数
（fi）との間の差の結果である。本装置は、無線受信機
において第２周波数源を追加せずに、入力信号から位相
情報を直接デジタル化することができる。パラメータＬ
およびＭは容易に再プログラムすることができ、利用可
能な基準周波数および中間周波数から独立してデジタル
検波器の有効周波数を変換することができる。このよう
な柔軟性は、複数の用途を有する無線電話装置に本装置
を適用する際に重要な特徴となる。さらに、構成は簡単
で、低コストで効果的である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭61−274458（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−128550（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−63244（ＪＰ，Ａ) 米国特許5058136（ＵＳ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04L 27/22
Claims (8)
- 【請求項１】入力信号の位相情報の有効周波数を変更す
る周波数変換装置において、前記入力信号は第１位相
（θ（ｔ））と第１所定の周波数（fi）とを有し、前記
入力信号の位相は抽出され、第２所定の周波数（f0）に
おいてデジタル化され、第２位相を有し位相誤差ランプ
関数を含む推定位相信号（θ′（ｔ））となる周波数変
換装置であって： 前記第１所定の周波数（fi）と前記第２所定の周波数
（f0）との差によって成る前記位相誤差ランプ関数に近
似する周波数変換信号を発生する手段；および 前記推定位相信号と前記周波数変換信号とを合成して、
前記推定位相信号から前記位相誤差ランプ関数を実質的
に除去する手段； によって構成されることを特徴とする周波数変換装置。 - 【請求項２】前記周波数変換信号は、Ｌを正の整数とし
たときに、＋／−［２πf0（1/L）ｔ］mod2πに等しい
ことを特徴とする請求項１記載の周波数変換装置。 - 【請求項３】前記周波数変換信号は、正の整数であるL,
MはＬがＭよりも小さいときに、＋／−［２πf0（1/L−
1/M）ｔ］mod2πに等しいことを特徴とする請求項１記
載の周波数変換装置。 - 【請求項４】位相変調方式を採用するシステムで動作す
る無線受信機で用いられる周波数変換装置において、前
記無線受信機は位相を有する無線周波（RF）信号を受信
し、このRF信号を中間周波数（fi）と位相（θ（ｔ））
とを有する信号に変換し、θ（ｔ）は抽出され、第２所
定の周波数（f0）でデジタル化され、Ｎビットの第２位
相信号θ′（ｔ）となり、θ′（ｔ）は［θ（ｔ）＋２
π（fi−f0）ｔ−φ］mod2πに等しい周波数変換装置で
あって： 実質的に［２π（f0−fi）ｔ］mod2πに近似する第３信
号を発生する手段；および 前記第２位相信号と前記第３信号とを合成して、［θ
（ｔ）−φ］mod2πに等しい第４信号を生成する手段； によって構成されることを特徴とする周波数変換装置。 - 【請求項５】前記第３信号を発生する前記手段は、第３
所定の周波数のＬサイクル（ただし、Ｌは正の整数）毎
に少なくとも１ビットだけ前記Ｎビットの第２位相信号
を増分することによって実行されることを特徴とする請
求項４記載の周波数変換装置。 - 【請求項６】前記第３信号を発生する前記手段は、第３
所定の周波数のＭサイクル（ただし、ＭはＬよりも大き
い正の整数）毎に前記Ｎビットの第２位相信号を増分す
ることを禁止することによって実行されることを特徴と
する請求項５記載の周波数変換装置。 - 【請求項７】第１位相（θ（ｔ））と第１所定の周波数
（fi）とを有する入力信号の位相情報の有効周波数を変
換する方法において、前記入力信号の前記位相は抽出さ
れ、第２所定の周波数（f0）でデジタル化され、位相誤
差ランプ関数を有する推定位相信号（θ′（ｔ））とな
る周波数変換方法であって： 前記第１所定の周波数（fi）と前記第２所定の周波数
（f0）との差によって成る前記位相誤差ランプ関数に近
似する周波数変換信号を発生する段階；および 前記推定位相信号と前記周波数変換信号とを合成して、
前記推定位相信号から前記位相誤差ランプ関数を実質的
に除去する段階； によって構成されることを特徴とする方法。 - 【請求項８】前記周波数変換信号は、＋／−［２πf
0（1/L−1/M）ｔ］mod2π（ただし、ＬおよびＭの正の
整数でＬはＭよりも小さい）に等しいことを特徴とする
請求項７記載の入力信号の位相情報の有効周波数を変換
する方法。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US806,511 | 1991-12-13 | ||
| US07/806,511 US5289505A (en) | 1991-12-13 | 1991-12-13 | Frequency translation apparatus and method |
| PCT/US1992/008057 WO1993012603A1 (en) | 1991-12-13 | 1992-09-21 | Frequency translation apparatus and method |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06505615A JPH06505615A (ja) | 1994-06-23 |
| JP2926986B2 true JP2926986B2 (ja) | 1999-07-28 |
Family
ID=25194207
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5510873A Expired - Fee Related JP2926986B2 (ja) | 1991-12-13 | 1992-09-21 | 周波数変換装置およびその方法 |
Country Status (9)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5289505A (ja) |
| JP (1) | JP2926986B2 (ja) |
| KR (1) | KR960007812B1 (ja) |
| BR (1) | BR9205617A (ja) |
| CA (1) | CA2101527C (ja) |
| GB (1) | GB2269078B (ja) |
| MX (1) | MX9207217A (ja) |
| UA (1) | UA32527C2 (ja) |
| WO (1) | WO1993012603A1 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5461643A (en) * | 1993-04-08 | 1995-10-24 | Motorola | Direct phase digitizing apparatus and method |
| US5436589A (en) * | 1994-01-31 | 1995-07-25 | Motorola, Inc. | Demodulator for frequency shift keyed signals |
| US5661433A (en) * | 1996-06-27 | 1997-08-26 | Motorola, Inc. | Digital FM demodulator |
| US6148050A (en) * | 1997-12-01 | 2000-11-14 | Ericsson Inc | Phase digitizer for radio communications |
| US6112071A (en) * | 1998-02-23 | 2000-08-29 | Tropian, Inc. | Quadrature-free RF receiver for directly receiving angle modulated signal |
| US6957056B2 (en) * | 2002-03-28 | 2005-10-18 | Motorola, Inc. | Receiver and method for determining an intermediate frequency in a wireless communication device |
| US7729726B2 (en) * | 2004-03-26 | 2010-06-01 | Nortel Networks Limited | Feeder cable reduction |
| US8135086B1 (en) | 2004-08-09 | 2012-03-13 | Rockstar Bidco, LP | Cable reduction |
| US8452333B2 (en) * | 2005-12-12 | 2013-05-28 | Apple Inc. | Feeder cable reduction |
| US9025969B2 (en) * | 2012-05-24 | 2015-05-05 | Futurewei Technologies, Inc. | Method with improved phase robustness in coherent detected optical system |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AU591082B2 (en) * | 1984-11-22 | 1989-11-30 | Jonathan R. Bramwell | Data modem system |
| US5001724A (en) * | 1989-01-13 | 1991-03-19 | Hewlett-Packard Company | Method and apparatus for measuring phase accuracy and amplitude profile of a continuous-phase-modulated signal |
| US4922206A (en) * | 1989-06-28 | 1990-05-01 | Rockwell International Corporation | Method of demodulation using split delay line |
| JPH082060B2 (ja) * | 1989-09-13 | 1996-01-10 | 日本電気株式会社 | 搬送波再生方式およびディジタル位相復調装置 |
| US5058136A (en) * | 1990-12-17 | 1991-10-15 | Motorola, Inc. | Coherent detection for QPSK modulation |
| US5067139A (en) * | 1990-12-17 | 1991-11-19 | Motorola, Inc. | Coherent detector for QPSK modulation in a TDMA system |
-
1991
- 1991-12-13 US US07/806,511 patent/US5289505A/en not_active Expired - Lifetime
-
1992
- 1992-09-21 WO PCT/US1992/008057 patent/WO1993012603A1/en active Application Filing
- 1992-09-21 UA UA93004410A patent/UA32527C2/uk unknown
- 1992-09-21 CA CA002101527A patent/CA2101527C/en not_active Expired - Fee Related
- 1992-09-21 KR KR1019930702235A patent/KR960007812B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1992-09-21 BR BR9205617A patent/BR9205617A/pt not_active IP Right Cessation
- 1992-09-21 JP JP5510873A patent/JP2926986B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1992-12-11 MX MX9207217A patent/MX9207217A/es not_active IP Right Cessation
-
1993
- 1993-07-15 GB GB9314677A patent/GB2269078B/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB9314677D0 (en) | 1993-10-20 |
| CA2101527C (en) | 1998-08-11 |
| JPH06505615A (ja) | 1994-06-23 |
| UA32527C2 (uk) | 2001-02-15 |
| CA2101527A1 (en) | 1993-06-14 |
| BR9205617A (pt) | 1994-05-03 |
| US5289505A (en) | 1994-02-22 |
| GB2269078A (en) | 1994-01-26 |
| KR960007812B1 (ko) | 1996-06-12 |
| KR930703771A (ko) | 1993-11-30 |
| WO1993012603A1 (en) | 1993-06-24 |
| MX9207217A (es) | 1993-06-01 |
| GB2269078B (en) | 1995-04-12 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |