JP2896729B2 - モータ制御装置 - Google Patents

モータ制御装置

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JP2896729B2
JP2896729B2 JP5011441A JP1144193A JP2896729B2 JP 2896729 B2 JP2896729 B2 JP 2896729B2 JP 5011441 A JP5011441 A JP 5011441A JP 1144193 A JP1144193 A JP 1144193A JP 2896729 B2 JP2896729 B2 JP 2896729B2
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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はモータ制御装置、特に外
乱トルクなどのモータの動作を監視し、モータの回転速
度を制御するモータ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＶＴＲ等の記録再生装置ではモータ制御
装置の改良が装置の信頼性向上を確保し、また小型化す
る上で非常に重要である。特に、ＶＴＲのドラムやキャ
プスタンの駆動に用いるモータの性能は、画質，音質を
大きく左右するため、近年ではＶＴＲのモータ制御に対
する性能改善に対する要求が高まっている。
【０００３】一方、従来のＶＴＲにおけるモータ制御装
置は、ディジタル化、及びソフトウェア化によりその性
能向上が図られていた。しかし、このようなディジタル
化、及びソフトウェア化のみによる改善検討では、例え
ばワウフラッタ、外乱抑圧度、モータのバラツキに対す
る制御剛性等の問題を改善するためには一定の限界があ
った。
【０００４】このような限界、または障害を除去するた
めに、最近ではＶＴＲのキャプスタン制御において現代
制御理論を用い、外乱推定オブザーバによる外乱除去ル
ープを設ける構成が提案されている。例えば、テレビジ
ョン学会誌 １９９０年 Ｖｏｌ．４４，Ｎｏ．１１，
ｐｐ．１６１８〜１６２１に示される長沢他の“外乱推
定によるＶＴＲキャプスタンモータのロバスト制御”に
おける提案がその一例である。
【０００５】図３７には、そのような外乱推定オブザー
バを用いて構成した従来のモータ制御装置のブロック線
図が示されている。この図３７に示された従来のモータ
制御装置は、制御対象となるモータとしてＶＴＲのドラ
ムモータ、キャプスタンモータを想定したものである。
【０００６】図において、外乱推定オブザーバを用いて
構成した従来のモータ制御装置は、モータ１１の回転角
速度ωに相当する電気信号を取り込み速度誤差信号を発
生させる速度誤差演算部１８と、速度誤差信号をＰＷＭ
信号に変換するＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏ
ｄｕｌａｔｉｏｎ）変換部１２とを有し、ＰＷＭ変換部
１２の後段には低域フィルタ１３と、増幅器１４と、Ｍ
ＤＡ（Ｍｏｔｏｒ Ｄｒｉｖｅ Ａｍｐ）１５とが順に
設けられている。
【０００７】そして、低域フィルタ１３は、ＰＷＭ信号
からＰＷＭ搬送周波数成分を除去するフィルタであり、
その出力はアナログ電圧である。増幅器１４は、低域フ
ィルタ１３から出力されるアナログ電圧を増幅し、ＭＤ
Ａ１５に供給する。ＭＤＡ１５は、増幅器１４によって
増幅されたアナログ電圧に応じてモータ１１に駆動電流
Ｉを供給する。
【０００８】また、従来のモータ制御装置は、加算部１
６と、外乱推定オブザーバ１７とを備え、加算部１６は
ＭＤＡ１５から出力される駆動電流Ｉと、外乱推定オブ
ザーバ１７からの出力信号とを加算している。加算部１
６の出力信号は、モータ１１及び外乱推定オブザーバ１
７に供給され、その加算部１６の出力信号によりモータ
１１が駆動され、モータ１１は角速度ωで回転する。
【０００９】外乱推定オブザーバ１７は、加算部１６の
出力信号のモータ駆動電流Ｉと、モータ１１の角速度ω
とを入力として取り込み、これらの入力に応じてオブザ
ーバ演算信号を電流の形で発生させ、加算部１６にフィ
ードフォワードする。加算部１６はこのオブザーバ演算
信号をＭＤＡ１５の出力に加算するので、実際にモータ
１１、及び外乱推定オブザーバ１７に供給される駆動電
流Ｉは、外乱推定オブザーバ１７の出力たるオブザーバ
演算値を反映させた値となる。即ち、外乱推定に係わる
フィードフォワードループが形成されている。
【００１０】なお、上記従来のモータ制御装置の説明
は、便宜上概念的に行ったものであり、加算部１６で電
流を加算するものとして説明されているが、実際には増
幅器１４とＭＤＡ１５との中間に加算部を挿入して電圧
の形で加算する。また、実際に実現する場合には、位相
制御系、即ちモータ１１の回転位相を検出してフィード
バック制御する系統を設ける構成としているが、ここで
は説明の簡易化のために省略している。
【００１１】次に、図３７に示した従来のモータ制御装
置をブロック線図で表したものが図３８である。図３８
において、モータ１１は電流−トルク変換部１９と、ト
ルク−回転変換部２０として表されている。この電流−
トルク変換部１９は、モータ１１のうち加算部１６の出
力信号である駆動電流Ｉを駆動トルクＴM に変換する部
分を示すブロックであり、トルク−回転変換部２０は駆
動トルクＴM を角速度ωに変換する部分を示すブロック
である。従って、電流−トルク変換部１９の伝達関数は
トルク定数ＫT であり、トルク−回転変換部２０の伝達
関数はモータ１１のイナーシャＪ，及び粘性制動係数Ｄ
により一次遅れ関数”１／（Ｊ・Ｓ＋Ｄ）”と表され
る。
【００１２】但し、図３８では、電流−トルク変換部１
９とトルク−回転変換部２０との間に加算部２１が描か
れている。加算部２１は、電流−トルク変換部１９の出
力信号である駆動トルクＴM に外乱トルク−ＴG が加え
られることをモデル化したブロックである。従って、実
際にトルク−回転変換部２０に入力されるのは、厳密に
は駆動トルクＴM ではなく、”駆動トルクＴM −外乱ト
ルクＴG ”である。
【００１３】また、図３８においては、ＰＷＭ変換部１
２の伝達関数がＰＷＭ変換ゲインＫPWM として表されて
おり、低域フィルタ１３の伝達関数がＨLPF (s) と表さ
れている。更に、増幅器１４及びＭＤＡ１５の合成伝達
関数は変換ゲインＫA として単一のブロックで表されて
いる。このブロックを、以下増幅部２２とする。次に、
速度誤差演算部１８は、図３８ではＦＧ部２３、速度検
出部２４、及び速度系係数２５として示されている。Ｆ
Ｇ部２３は、角速度ωをＦＧ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｇ
ｅｎｅｒａｔｏｒ）信号、即ち回転周波数信号の周波数
に変換する。ＦＧ信号は、モータ１１の回転に同期した
立ち上がり／立ち下がりエッジを有する方形波信号であ
る。図３８では、モータ一回転当りのＦＧパルス数、即
ち立ち上がり／立ち下がりの回数がＫFGとして示されて
いる。ＦＧ信号は、速度検出部２４に取り込まれる。速
度検出部２４は、伝達関数ＨF (s) を有しており、ＦＧ
信号に基づき回転速度（角速度ω）を検出し、速度系係
数２５に供給する。速度系係数２５は、速度検出部２４
の出力信号に速度系係数ＫF を乗じて速度制御信号を作
成し、ＰＷＭ変換部１２に供給する。
【００１４】一方、外乱推定オブザーバ１７は、駆動電
流Ｉに係数（ＫT ・ｇ）を乗じる構成を含んでいる。こ
の構成は、図３８においては、電圧変換部２６、Ａ／Ｄ
変換部２７、電流換算部２８、及び乗算部２９とから構
成されている。
【００１５】電圧変換部２６は、駆動電流Ｉに変換ゲイ
ンＲを乗じて電圧信号に変換する。Ａ／Ｄ変換部２７
は、この電圧信号をＡ／Ｄ変換し、ディジタル値で出力
する。Ａ／Ｄ変換部２７の変換ゲインはＦADである。電
流換算部２８は、Ａ／Ｄ変換部２７の出力信号に係数”
１／（Ｒ・ＦAD）”を乗じ、乗算部２９に供給する。従
って、電流換算部２８の出力信号は、駆動電流Ｉをディ
ジタル値に変換したものに相当する。乗算部２９は、こ
のディジタル値に係数（ＫT ・ｇ）を乗じる。ここで、
ＫT は前述のようにトルク定数ＫT であり、これを当該
ディジタル値に乗じることにより、電流−トルク変換部
１９の出力信号に当たる駆動トルクＴM が推定される。
ｇは外乱推定オブザーバ１７による外乱抑圧帯域を決定
する定数である。乗算部２９の出力信号は、加算部３０
に供給される。
【００１６】また、外乱推定オブザーバ１７において、
角速度ωを取り込むのは乗算部３１、３２として表現さ
れている。もっとも、実際には角速度ωを直接取り込む
のではなく、ＦＧ信号に基づき角速度ωを検出する構成
をとるのが一般的であるが、ここでは図を簡略化するた
めに直接取り込むように表現している。
【００１７】乗算部３１は角速度ωに係数（Ｊ・ｇ2 ）
を、乗算部３２は係数（Ｊ・ｇ）を、それぞれ乗じる。
乗算部３１の出力信号は、乗算部２９の出力信号と加算
部３０において加算され、一次遅れ要素３３を介して減
算部３４に供給される。一次遅れ要素３３は、伝達関数
が”１／（ｓ＋ｇ）”のディジタルフィルタである。減
算部３４には、乗算部３２の出力信号も供給されてお
り、減算部３４は一次遅れ要素３３の出力信号から乗算
部３２の出力信号を減じる。減算部３４の出力信号は、
図３８ではＴG ＾で示されている。このＴG ＾は、外乱
トルクＴG の推定値に相当する。これは、前記論文の図
３、及び式（３）〜式（５）に示されるゴピナスの最小
次元オブザーバの形において明かである。即ち、従来の
モータ制御装置の外乱推定オブザーバ１７は、最小次元
オブザーバとして構成されたものである。
【００１８】減算部３４の出力信号である外乱トルクＴ
G の推定値は、乗算部３５、電圧変換部３６、Ｄ／Ａ変
換部３７、及び電流変換部３８に順に供給される。乗算
部３５は、推定値に変換ゲイン（１／ＫT ）を乗じ、電
圧変換部３６に供給する。電圧変換部３６は、乗算部３
５から供給される信号に変換ゲイン（Ｒ／ＦDA）を乗じ
ることにより、電圧信号に変換し、Ｄ／Ａ変換部３７に
供給する。Ｄ／Ａ変換部３７は、この電圧信号をＤ／Ａ
変換する。変換ゲインはＦDAである。電流変換部３８
は、Ｄ／Ａ変換された信号に（１／Ｒ）を乗じて電流信
号に変換し、加算部１６に供給する。
【００１９】次に、上記の通り構成される従来のモータ
制御装置の動作について説明する。従来のモータ制御装
置では、モータ１１の角速度ωに応じたＦＧ信号がＦＧ
部２３において生成され、速度検出部２４はＦＧ信号の
立ち上がり／立ち下がりエッジを検出し、その時間間隔
を周期として検出する。速度系係数２５は、この周期に
応じた値の速度誤差信号を出力し、モータ１１が所定角
速度で回転するようにこの信号に基づきモータ１１の制
御を行う。
【００２０】ここに、駆動電流Ｉ、及び角速度ωが外乱
推定オブザーバ１７に取り込まれると、外乱推定オブザ
ーバ１７は推定値ＴG ＾を求め、推定値ＴG ＾に基づき
外乱トルクを打ち消すようなオブザーバ演算信号を加算
部１６に出力する。加算部１６は、増幅部２２の出力信
号とオブザーバ演算信号とを加算し、この加算結果に基
づきモータ１１が所定角速度ωで回転するように制御す
る。
【００２１】このように、従来のモータ制御装置におい
ても、外乱トルクＴG を打ち消すようにモータを駆動す
ることが可能であった。しかし、前述のように、装置を
小型化、高信頼化するためには装置の構成部分をできる
だけソフトウェアを利用して構成することが望ましい。
それにも係わらず、従来のモータ制御装置では、図３８
において、ソフトウェア化、即ちプロセッサを用いて実
現できるのは、主にＡ／Ｄ変換部２７以降からＤ／Ａ変
換部３７までの部分である。この部分を図３８では破線
３９で示している。逆にいえば、装置をソフトウェアサ
ーボ方式で実現するためには、ディジタルデータを取り
扱うことができるように、Ａ／Ｄ変換部、Ｄ／Ａ変換部
が必要となる。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】上述したように、従来
のモータ制御装置では装置を小型化、高信頼化するため
に、構成部分をできるだけソフトウェアを利用するソフ
トウェア化を行う必要があるが、そのためにはディジタ
ルデータを取り扱うことができるようにハードウェアと
してＡ／Ｄ変換部、Ｄ／Ａ変換部を必要とするばかりで
なく、Ａ／Ｄ変換部、Ｄ／Ａ変換部の精度不足が制御性
能の劣化を引き起こすという問題点があった。
【００２３】本発明は上記のような問題点を解消するた
めになされたもので、Ｄ／Ａ変換部などの変換精度を高
めて、制御性能のよいモータ制御装置を得ることを目的
としている。
【００２４】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１に係るモータ制御装置は、モータと、ディ
ジタル値の制御信号をアナログ値の制御信号に変換する
ディジタル−アナログ変換手段と、ディジタル−アナロ
グ変換手段の制御信号に応じてモータを駆動する駆動手
段と、モータの回転速度をディジタル値で検出出力する
速度検出手段と、速度検出手段の出力から速度誤差を演
算する速度誤差演算手段と、モータの回転位相をディジ
タル値で検出出力する位相検出手段と、位相検出手段の
出力から位相誤差を演算する位相誤差演算手段と、外乱
トルクオブサーバとを備えたモータ制御装置において、
前記外乱トルクオブサーバは、速度検出手段のディジタ
ル出力値に前記速度検出手段の伝達関数の逆数の近似特
性、前記ディジタル−アナログ変換手段の伝達関数の逆
数の近似特性、前記駆動手段の伝達関数、モータのイナ
ーシャ値ｊ及び外乱トルクオブサーバ帯域係数値ｇを夫
々乗じる第１の乗算手段と、第１の乗算手段の出力に前
記ディジタル値の制御信号を加算する第１の加算手段
と、該加算手段の出力にｇ／（ｓ＋ｇ）の一次遅れ伝達
関数の近似特性を乗じる第２の乗算手段と、該第２の乗
算手段の出力から前記第１の乗算手段の出力を減じる減
算手段と、該減算手段の出力と、前記速度誤差検出手段
の出力と、前記位相検出手段の出力とを加算してディジ
タル値の制御信号を生成する第２の加算手段とを備える
ことを特徴とする。
【００２５】請求項２に係るモータ制御装置は、前記デ
ィジタル−アナログ変換手段の伝達関数の逆数の近似特
性は、
【００２６】
【数２】
【００２７】（ｆ0 は、前記ディジタル−アナログ変換
手段のカットオフ周波数、ｆ1 ＞ｆ0 、Ｔはサンプリン
グ周期）であることを特徴とする。
【００２８】請求項３に係るモータ制御装置は、前記速
度検出手段の伝達関数の逆数の近似特性は、｛（３−Ｚ
-1）／２｝2 であることを特徴とする。
【００２９】
【作用】請求項１に係る本発明のモータ制御装置におい
ては、外乱トルクオブサーバが速度検出手段のディジタ
ル出力値に、速度検出手段の伝達関数の逆数の近似特
性、ディジタル−アナログ変換手段の伝達関数の逆数の
近似特性、駆動手段の伝達関数、モータのイナーシャ値
ｊ及び外乱トルクオブサーバ帯域係数値ｇを乗じた乗算
値に、ディジタル値の制御信号を加算し、この加算値に
ｇ／（ｓ＋ｇ）の一次遅れ伝達関数の近似特性を乗算
し、この乗算値から先に求めた乗算値を減算し、この減
算値と速度誤差演算検出手段の出力と位相検出手段の出
力とを加算してディジタル値の制御信号を生成する。
【００３０】請求項２に係るモータ制御装置によれば、
ディジタル−アナログ変換手段の伝達関数の逆数とし
て、ディジタルフィルタ１／ＨLPF (z) を定めること
で、高域でゲインが増大する特性を有する。
【００３１】請求項３に係るモータ制御装置によれば、
速度検出手段の伝達関数の逆数の近似特性は、 ｛（３−Ｚ-1）／２｝2 とすることで、これを伝達関数とするディジタルフィル
タによりＦＧ信号の周期の変更がなされる。
【００３２】
【実施例】以下、本発明の好適な実施例を図に基づいて
説明する。
【００３３】〔実施例１〕 図１は、実施例１のモータ制御装置の構成を示すブロッ
ク線図である。また、図２は、図１に示すモータ制御装
置の機能を概念化したブロック線図である。
【００３４】なお、図１、及び図２において、従来のモ
ータ制御装置と同一あるいは相当部分については、同一
の符号を付加して説明を省略する。
【００３５】図１において、モータ制御装置は、従来の
モータ制御装置と同様、モータ１１と、ＰＷＭ変換部１
２と、低域フィルタ１３と、増幅器１４と、ＭＤＡ１５
と、加算部１６と、外乱推定オブザーバ１７と、速度誤
差演算部１８とから構成されている。
【００３６】そして、モータ制御装置では、図から明ら
かなように、加算部１６の配置される位置が従来と異な
っている。即ち、外乱推定オブザーバ１７の出力信号で
あるオブザーバ演算値Ｃｉをフィードフォワードする加
算部１６は、図３７に示す従来のモータ制御装置のよう
にモータ１１に前置されるのではなく、速度誤差演算部
１８の後段に配置されている。また、従来ＭＤＡ１５、
加算部１６から出力された駆動電流Ｉが外乱推定オブザ
ーバ１７に取り込まれていたが、本実施例の外乱推定オ
ブザーバ１７は、加算部１６の加算値Ａｉを取り込んで
いる。更に、その加算部１６はＭＤＡ１５の出力にオブ
ザーバ演算信号を加算するのではなく、速度誤差信号Ｂ
ｉとオブザーバ演算値Ｃｉとを加算し、その加算値Ａｉ
をＰＷＭ変換部１２、あるいは外乱推定オブザーバ１７
に供給する。
【００３７】なお、図１及び図２においては、従来のモ
ータ制御装置と同様に位相制御系が示されていないが、
実際には存在しており、単に説明の便宜上省略してある
にすぎない。
【００３８】次に、図１に示すモータ制御装置の機能を
概念化したブロック線図である図２において、外乱推定
オブザーバ１７には乗算部４０、４１が含まれている。
この乗算部４０は、時間遅れ要素４２により１期間遅ら
された加算部１６の出力である加算値Ａｉに係数を乗じ
て加算部３０に供給する。また、乗算部４１は、減算部
３４から出力される外乱推定値ＴG ＾に係数を乗じてオ
ブザーバ演算値Ｃｉとして加算部１６に供給する。
【００３９】乗算部４０において乗じられる係数は、
｛ＫPWM ・ＨLPF (z) ・ＫA ・ＫT ・ｇ｝である。図３
８に示される従来のモータ制御装置において、速度系係
数２５の出力から乗算部２９までの伝達関数を求める
と、電圧変換部２６、Ａ／Ｄ変換部２７と電流換算部２
８との係数は相殺されて、｛ＫPWM ・ＨLPF (z) ・ＫA
・ＫT ・ｇ｝となる。但し、乗算部４０の係数のうち、
ＨLPF (z) は低域フィルタ１３の伝達関数ＨLPF (s) と
同等の特性を有するディジタルフィルタの伝達関数であ
り、それをＺ関数で表したものである。即ち、サンプリ
ング周波数が十分高ければ、アナログフィルタＨ
LPF (s) とディジタルフィルタＨLPF (z) との周波数特
性はほぼ等しく、以下アナログ値とディジタル値という
意味からこのように使い分けて表現する。
【００４０】モータ制御装置では、外乱推定オブザーバ
１７の出力先を速度系係数２５の後段に変更したことに
ともない、乗算部４１には係数｛１／（ＫPWM ・ＨLPF
(z)・ＫA ・ＫT ）｝が付与されている。
【００４１】従来のモータ制御装置で説明したように、
角速度ωは外乱推定オブザーバ１７に直接取り込まれる
のではなくＦＧ信号に基づき検出されるので、速度検出
部２４の出力は乗算部４３を介して乗算部３１、３２へ
の入力となる。乗算部４３は、ＦＧ信号の周期から求め
た速度検出部２４の出力信号を角速度ωに換算するため
に、係数｛２π／（ＨF (z) ・ＫFG）｝を乗じてモータ
１１の角速度ωを演算するものである。また、乗算部４
３の前記係数は、ＦＧ部２３、及び速度検出部２４の伝
達関数の積｛（ＨF (z) ・ＫFG）／２π｝の逆数に相当
する。
【００４２】なお、１／ＨF (z) は、速度検出部２４の
伝達関数１／ＨF (s) と同等の特性を有するディジタル
フィルタの伝達関数であって、上述のようにアナログ値
とディジタル値とで使い分けて表現している。
【００４３】次に、上記の通り構成されるモータ制御装
置の動作について説明する。図３は、モータ制御装置の
動作内容を説明するためのフローチャートである。
【００４４】図３において、ステップ７０では、ＦＧ部
２３の出力であるＦＧ信号について立ち上がり、あるい
は立ち下がりのエッジが検出されるまで、速度誤差演算
部１８の動作は待ち状態となる。立ち上がり／立ち下が
りエッジが検出されると、ステップ７１において、前回
検出された立ち上がり／立ち下がりエッジとの時間差、
即ちＦＧ信号の周期が演算され、ステップ７２において
この周期に基づき従来のモータ制御装置と同様に速度誤
差信号Ｂｉが演算される。
【００４５】一方、ステップ７３において、外乱推定オ
ブザーバ１７は乗算部４３により速度検出部２４の出力
信号からモータ１１の角速度ωを演算し、ステップ７４
において角速度ω、及び１つ前のＦＧ入力時に演算され
た（即ち、図に示す時間遅れ要素４２に相当する）加算
値Ａｉの値に基づき外乱推定値ＴG ＾を求め、更にオブ
ザーバ演算値Ｃｉを出力する。
【００４６】次に、ステップ７５において、外乱推定オ
ブザーバ１７から出力されたオブザーバ演算値Ｃｉは、
加算部１６により速度誤差信号Ｂｉと加算され、加算値
Ａｉとなる（Ａｉ＝Ｂｉ＋Ｃｉ）。この結果得られた加
算値Ａｉは、ステップ７６において、ＰＷＭ変換部１２
によってＰＷＭ信号として出力され、このＰＷＭ信号に
応じてモータ１１の制御が行われる。この後、ステップ
７０に戻る。
【００４７】このように、モータ制御装置によれば、従
来のモータ制御装置と同様の基本的動作を実行すること
ができ、従来のモータ制御装置において得られる利点を
同様に享受できる。更に、この実施例１のモータ制御装
置では、アナログ値である駆動電流Ｉではなく、ディジ
タル値である加算値Ａｉを外乱推定オブザーバ１７に供
給するように構成すると共に、外乱推定オブザーバ１７
の出力信号を駆動電流Ｉではなく速度誤差信号Ｂｉと加
算可能なディジタル値としたことにより、Ａ／Ｄ変換部
あるいはＤ／Ａ変換部のハードウェアを設ける必要がな
い。
【００４８】〔実施例２〕 実施例１のモータ制御装置において、低域フィルタ１３
のカットオフ周波数、及び速度検出部２４のサンプリン
グ周波数がモータ１１の制御帯域より十分高ければ、そ
の低域フィルタ１３及び速度検出部２４のそれぞれの伝
達関数ＨLPF (s) 、ＨF (s) のラプラス演算子ｓを０と
して、即ち直流ゲインのみとして近似し、これらを外乱
推定オブザーバ１７に付加しても差し支えない。即ち、
その場合の低域フィルタ１３の伝達関数と速度検出部２
４の伝達関数とは式（１）に示される関係となる。
【００４９】 ＨLPF (z) ＝ＨLPF （ｓ＝０）＝ＨLPF （ｚ＝１）＝１ ＨF (z) ＝ＨF （ｓ＝０）＝ＨF （ｚ＝１） ・・・・（１） このような速度検出部２４を備えた実施例２のモータ制
御装置のブロック線図を図４に示す。図において、モー
タ制御装置の乗算部４４、４５の伝達関数はそれぞれ、
図２に示す乗算部４０、４１の係数｛ＫPWM ・Ｈ
LPF (z) ・ＫA ・ＫT・ｇ｝、１／｛ＫPWM ・ＨLPF (z)
・ＫA ・ＫT ｝におけるＨLPF (z) を１としたもので
ある。従って、図４に示す乗算部４４、４５の係数は、
｛ＫPWM ・ＫA・ＫT ・ｇ｝、１／｛ＫPWM ・ＫA ・Ｋ
T ｝となる。また、図２に示す乗算部４３の係数｛２π
／（ＨF (z) ・ＫFG｝はＨF (z) ＝ＨF (0) となること
から、図４に示す乗算部４３の係数は｛２π／（Ｈ
F (c) ・ＫFG｝となる。
【００５０】次に、低域フィルタ１３のカットオフ周波
数が十分高くなく、その伝達関数がＨLPF (s) ＝１と近
似できない場合における、乗算部４０、４１に示される
ディジタルフィルタＨLPF (z) について説明する。
【００５１】図５（ａ）は、実施例１，２に用いる低域
フィルタ１３の具体的構成例を示す回路図であるが、図
に示す抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１とによる一次の低域フ
ィルタＨLPF (s) の伝達関数は式（２）で示される。
【００５２】
【数３】
【００５３】ここで、ｆ0 は式（３）で示される関数で
ある。
【００５４】
【数４】
【００５５】この一次の低域フィルタＨLPF (s) のディ
ジタルフィルタ化は、例えば、双一次変換を用いて行
う。この場合、ディジタルフィルタＨLPF (z) の伝達関
数は式（４）で示すようになる。
【００５６】
【数５】
【００５７】ここで、（１／Ｔ）はサンプリング周波数
を示す。
【００５８】しかし、これに対してサンプリング周波数
が十分高ければ、アナログフィルタＨLPF (s) とディジ
タルフィルタＨLPF (z) との周波数特性は、前述したよ
うにほぼ等しくなる。
【００５９】図５（ｂ）は、そのような低域フィルタ１
３の伝達関数ＨLPF (s) の周波数特性をグラフ表示した
ものである。このアナログフィルタに対応する外乱推定
オブザーバ１７のディジタルフィルタＨLPF (z) は乗算
部４０に付加される。また、図５（ｃ）は、アナログフ
ィルタ１／ＨLPF (s) の周波数特性を示したものであ
り、これに対応するディジタルフィルタ１／ＨLPF (z)
は乗算部４１に付加される。図５から明らかなように、
このディジタルフィルタ１／ＨLPF (z) は高域でゲイン
が増大する特性を有する。このようなフィルタの特性
は、クロック等の量子化ノイズの高周波雑音を増大し、
かえってモータの回転むらを発生させる要因になる。
【００６０】〔実施例３〕 上述した回転むらを抑止するために、図６に示すように
高域で有限なゲイン特性を有するフィルタ１／Ｈ
LPF (s) をディジタル化したフィルタ１／ＨLPF １(z)
を、前記ディジタルフィルタ１／ＨLPF (z) のかわりに
外乱推定オブザーバ１７の乗算部４６に用いる。このデ
ィジタルフィルタの伝達関数は式（５）により示され
る。
【００６１】
【数６】
【００６２】ここで、（ｆ0 ＜ｆ1 ）である。
【００６３】この式（５）を双一次変換して逆数を求め
ると式（６）のようになる。
【００６４】
【数７】
【００６５】この高域で有限なゲイン特性を有するディ
ジタル化したフィルタのブロック線図を図７に示す。図
において、ディジタルフィルタは、それぞれ係数ｋ1 、
ｋ2、ｋ3 の乗算部７４、７５、７６と、サンプリング
周期遅延部７７、７８と、加減算部７９とから構成され
ている。このディジタルフィルタを構成した実施例３の
モータ制御装置のブロック線図を図８に示す。この場
合、図に示すモータ制御装置の乗算部４６で低域フィル
タ１３の特性が補償されている領域においては、外乱ト
ルクが正しく推定されるが、乗算部４６のフィルタの高
域で有限なゲインを有する特性の領域においては、外乱
トルクの正しい推定はできない。しかし、そのような高
周波領域で生じる回転変動はモータのイナーシャによる
抑圧効果によって減少するので問題とならない。
【００６６】〔実施例４〕 実施例２では、時間遅れ要素４２により１期間遅らされ
た加算値Ａｉに係数を乗じる乗算部４０に、低域フィル
タ１３と同等の特性を有するディジタルフィルタＨLPF
(z) を付加した場合について説明したが、乗算部４６に
付加したような高域で有限なゲインを有するディジタル
フィルタＨLPF １(z) を付加して乗算部４０を構成する
ことも可能である。このような加算値Ａｉに係数を乗じ
る乗算部を、乗算部４７として構成した実施例４のモー
タ制御装置のブロック線図を図９に示す。
【００６７】また、実施例１では、低域フィルタ１３と
して抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１とによる一次の低域フィ
ルタを用いた場合について説明したが、二次以上の低域
フィルタを用いることも可能である。このような二次の
低域フィルタの伝達関数を式（７）で示すようなもので
あるとすると、そのフィルタの周波数特性は図１０
（ａ）に示すものとなる。
【００６８】
【数８】
【００６９】ここで、（ｆ2 ≦ｆ3 ）である。
【００７０】また、サンプリング周波数が十分高ければ
二次の低域フィルタＨLPF ２(s) をディジタル化したデ
ィジタルフィルタＨLPF ２(z) を、外乱推定オブザーバ
１７の乗算部４６、４７にそれぞれ付加することができ
る。
【００７１】また、高周波で有限なゲインを有する二次
の低域フィルタＨLPF ３(z) の伝達関数は式（８）で示
すようなものとなり、そのフィルタの周波数特性は図１
０（ｂ）に示される。
【００７２】
【数９】
【００７３】ここで、（ｆ2 ≦ｆ3 ≦ｆ4 ≦ｆ5 ）であ
る。
【００７４】また、ディジタルフィルタＨLPF ３(z) ＝
ＨLPF ３(s) として乗算部４６、４７にそれぞれ付加す
ることができる。
【００７５】更に、二次以上の低域フィルタにおいて
は、それより次数の少ないフィルタで近似することが可
能である。例えば、二次の低域フィルタの場合は一次の
低域フィルタＨLPF ４(s) で近似することができ、その
場合の伝達関数は式（９）に示されるものとなる。ま
た、そのフィルタの周波数特性は図１１（ａ）に示され
る。
【００７６】
【数１０】
【００７７】上記低域フィルタＨLPF ４(s) を高周波で
有限なゲインを有する低域フィルタＨLPF ５(z) として
構成すると、その伝達関数は式（１０）で示され、その
周波数特性は図１１（ｂ）に示される。
【００７８】
【数１１】
【００７９】ここで、（ｆ2 ＜ｆ6 ）である。
【００８０】そして、ディジタルフィルタＨLPF ５(z)
＝ＨLPF ５(s) として図に示す実施例１の乗算部４０、
４１、実施例４の４６、４７にそれぞれ付加することが
できる。
【００８１】〔実施例５〕 前述した実施例４では、モータの制御方式としてＰＷＭ
信号を低域フィルタにてアナログ電圧に変換してモータ
への駆動電流を得る方式について説明したが、モータに
印加される電圧をスイッチング電源で作成し、この供給
電圧を制御するスイッチングトランジスタを直接ＰＷＭ
信号で駆動する方式であっても同様の効果が得られる。
【００８２】図１２は、供給電圧を制御するスイッチン
グトランジスタを直接ＰＷＭ信号で駆動する方式による
実施例５のモータ制御装置のブロック線図である。
【００８３】図において、スイッチングトランジスタに
より駆動される方式のモータ制御装置は、ＰＷＭ信号に
よりＯＮ／ＯＦＦ制御されるスイッチングトランジスタ
（ＴＲ１，ＴＲ２）６０，６１と、スイッチングトラン
ジスタ６１のベースバイアス抵抗（Ｒ２）６２と、スイ
ッチングトランジスタ６１のベース・エミッタ抵抗（Ｒ
３）６３と、スイッチングダイオード（Ｄ１）６４と、
スイッチングトランジスタ６１より得られるスイッチン
グ波形を直流化するコイル（Ｌ１）６５と、コイル（Ｌ
１）６５と同様にスイッチング波形を直流化するコンデ
ンサ（Ｃ２）６６とから構成されている。なお、その他
の構成については図１のモータ制御装置と同様であるの
で、説明を省略する。
【００８４】図に示すモータ制御装置のスイッチングト
ランジスタ６０のベースにはＰＷＭ信号が供給されてい
る。従って、スイッチングトランジスタ６０は、ＰＷＭ
信号によりＯＮ／ＯＦＦし、スイッチングトランジスタ
６０のコレクタにはスイッチングトランジスタ６１のベ
ースバイアス抵抗（Ｒ２）６２が接続されているので、
スイッチングトランジスタ６１もＰＷＭ信号によりＯＮ
／ＯＦＦする。また、コイル６５、及びコンデンサ６６
は、スイッチング波形を直流化する二次の低域フィルタ
を構成しており、前述した低域フィルタ１３に相当する
と考えてよい。この低域フィルタの伝達関数をＨD (s)
とすると、伝達関数ＨD (s) は式（１１）のように表現
される。
【００８５】
【数１２】
【００８６】従って、低域フィルタＨD (s) をディジタ
ルフィルタＨD (z) に変換して、実施例１〜５と同様に
外乱推定オブザーバを構成することができる。更に、前
述した理由からディジタルフィルタＨD (z) を高域で有
限なゲインを有するディジタルフィルタとして外乱推定
オブザーバを構成することも可能である。
【００８７】〔実施例６〕 モータの制御をＰＷＭ信号によって行う場合について説
明したが、ＤＡ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｎａｌｏｇ）出力
信号など、他の出力信号形態であってもよい。例えば、
図１３は、モータの制御をＤＡ出力信号によって行う実
施例６のモータ制御装置の構成を示すブロック線図であ
る。
【００８８】図において、ＤＡ出力信号によりモータの
制御を行うモータ制御装置は、加算部１６からの加算値
ＡｉをＤＡ出力信号に変換して出力するＤＡ変換部７０
と、ＤＡ出力信号をアナログ信号に変換する積分器７１
と、積分器７１の定数を決定する抵抗（Ｒ６）７２と、
積分器７１の定数を決定するコンデンサ（Ｃ６）７３と
から構成されている。
【００８９】そして、図に示すモータ制御装置において
は、加算部１６より出力される誤差値はＤＡ変換部７０
によって、その誤差値に相当するパルス幅ｔのＤＡ出力
信号に変換されて、出力される。ＤＡ変換部７０からの
ＤＡ出力信号は、抵抗（Ｒ６）７２及びコンデンサ（Ｃ
６）７３で構成される積分器７１によって、アナログ電
圧に変換された後、ＭＤＡ１５を通してモータ１１を制
御する。
【００９０】今、積分器７１の伝達関数をＨS (s) とす
ると、積分器７１の伝達関数ＨS (s) は式（１２）で示
され、その周波数特性は図１４（ａ）のようになる。
【００９１】
【数１３】
【００９２】もし、サンプリング周波数が十分高いとす
れば、伝達関数ＨS (s) をディジタルフィルタ化した伝
達関数ＨS (z) と伝達関数ＨS (s) とは、周波数特性が
ほぼ等しくなる。従って、外乱推定オブザーバを構成す
る場合は、加算部１６からＭＤＡ１５までの伝達関数に
より加算値Ａｉによりモータへの駆動電流を求め、角速
度ωにより外乱トルクＴG を推定する。そして、オブザ
ーバ演算値Ｃｉを求め、加算部１６で加算する。このこ
とは、前述した実施例と同様である。
【００９３】更に、オブザーバ演算値Ｃｉを求める際の
ディジタルフィルタ１／ＨS (z) によって量子化ノイズ
が増加しやすい場合は、前述した実施例と同様に、高域
で有限なゲインを有するフィルタＨS １(s) と１／ＨS
１(s) とを、ディジタル化したディジタルフィルタＨS
１(z) 、及び１／ＨS １(z) によって、外乱推定オブザ
ーバ１７を構成する。それぞれのディジタルフィルタの
周波数特性を図１４（ｂ）、１４（ｃ）に示す。この場
合、高域で有限なゲインを有するフィルタＨS(s) の伝
達関数を式（１３）で示すことができる。
【００９４】
【数１４】
【００９５】ここで、（ｆS0＜ｆS1）である。
【００９６】このような実施例６では、良好な外乱推定
オブザーバを構成することができる。
【００９７】なお、実施例１〜６では、外乱推定オブザ
ーバは最小次元オブザーバで構成したものについて示し
たが、同一次元オブザーバやその他の形式のオブザーバ
で構成してもよい。
【００９８】また、実施例１〜６では、外乱推定オブザ
ーバを用いた場合について説明したが、速度オブザーバ
等のその他の形式のオブザーバでもよい。
【００９９】また、実施例１〜６では、ＶＴＲのドラム
モータ制御について説明したが、その他のモータ制御装
置や制御手段であってもよい。
【０１００】更に、実施例１〜６では、アナログフィル
タからディジタルフィルタへ変換する方法として、双一
次変換を用いた場合について説明したが、整合Ｚ変換な
どその他の変換方法であってもよい。
【０１０１】〔実施例７〕 次に、実施例１のモータ制御装置の構成を図１５を用い
て説明する。図１５は、外乱推定オブザーバの処理経路
にアナログフィルタとおよそ逆の特性を有するディジタ
ルフィルタを挿入して構成したことを特徴とするモータ
制御装置のブロック線図である。但し、図には従来のモ
ータ制御装置と同様に位相制御系が示されていないが、
実際には存在しており、単に説明の便宜上省略してある
にすぎない。
【０１０２】低域フィルタ１３とおよそ同一の特性を有
する第１のディジタルフィルタＨLPF (z) と、低域フィ
ルタ１３とおよそ逆の特性を有し、かつ高域で有限なゲ
イン特性を有する第２のディジタルフィルタ１／ＨLPF
(z) とにより、外乱推定オブザーバが構成できることは
前述した実施例１で説明済みである。このような、お互
いに逆の特性を有する２つのディジタルフィルタを用い
る場合に対して、配置を変えることにより全体の伝達関
数を変えることなく、１つのディジタルフィルタを用い
て外乱推定オブザーバを構成したものが図１５に示すモ
ータ制御装置である。
【０１０３】図において、ディジタルフィルタ４８の伝
達関数は１／ＨLPF (z) であり、速度検出部２４の出力
信号を入力として演算処理する経路に挿入される。即
ち、乗算部４３と直列に接続される形となる。この場
合、減算部３４で得られる値は外乱トルクＴG の推定値
ＴG ＾にはならないが、オブザーバ演算値Ｃｉは外乱ト
ルクＴG を打ち消すような値となる。このことにより、
前述した実施例１〜６と同等の性能を有するだけでな
く、ディジタルフィルタが１つになったことにより演算
時間や演算に必要なメモリ等が少なくなり効率のよい外
乱推定オブザーバが構成できることがわかる。
【０１０４】〔実施例８〕 図１５に示す伝達関数１／ＨLPF (z) のディジタルフィ
ルタ４８の代わりに、高域で有限なゲインを有する特性
の伝達関数１／ＨLPF １(z) のディジタルフィルタで外
乱推定オブザーバを構成したものが、図１６に実施例と
して示すモータ制御装置のディジタルフィルタ４９であ
る。図１６に示すモータ制御装置では、高域の量子化ノ
イズなどが少なくなり、また演算時間や演算に必要なメ
モリ等が少なくてよいので、効率のよい外乱推定オブザ
ーバが構成できる。
【０１０５】〔実施例９〕 また、前述の図１６に示す外乱推定オブザーバに対し、
簡略化を施したものが図１７に示す外乱推定オブザーバ
である。図１７に実施例９として示すモータ制御装置で
は、図１６の乗算部４４の伝達関数の一部をディジタル
フィルタ４９に接続して、図１７に示す新たな乗算部５
１を構成し、その乗算部５１と乗算部４３とで１つの乗
算部５２が構成されている。従って、図１６に示す乗算
部４４は、図１７ではオブザーバ帯域ｇだけの乗算部５
３として構成されている。そのため、図１７のモータ制
御装置では、減算部３４の出力信号はそのままオブザー
バ演算値Ｃｉとなり、前述の実施例１〜６に比較してよ
り効率のよい外乱推定オブザーバが構成できる。
【０１０６】〔実施例１０〕 更に、前述の図１７に示す外乱推定オブザーバに対し、
更に簡略化を施したものが図１８に実施例１０として示
す外乱推定オブザーバである。図１８に示すモータ制御
装置では、図１７に示す一次遅れ要素３３に乗算部５３
の伝達関数を接続して、図１８に示す新たな一次遅れ要
素５４を構成している。これにより、図１７に示した乗
算部３１の係数は（Ｊ・ｇ2 ）から（Ｊ・ｇ）となり、
図１７に示す乗算部３２の係数と等しくなる。従って、
図１７に示す乗算部５２の中に、乗算部３１、３２が接
続され、図１８に示す新たな乗算部５５が構成される。
このことにより、前述の実施例９のモータ制御装置より
更に効率のよい外乱推定オブザーバが構成できる。
【０１０７】なお、上記実施例９，１０では、乗算部５
２、５５を構成する方法として一次のディジタルフィル
タＨLPF (z) 及びＨLPF １(z) を用いて説明したが、実
施例１〜６で説明したように二次以上の低域フィルタ、
例えばＨLPF ２(z) やＨLPF３(z) 等を用いる場合、モ
ータへ印加される電圧を制御するスイッチングトランジ
スタを直接ＰＷＭ信号で駆動する場合、あるいは変換方
式をＰＷＭ変換以外のＤＡ変換などを用いる場合でも同
様の効果が期待できる。即ち、他のモータ制御装置や制
御手段にとらわれることなく、加算値Ａｉから駆動トル
クＴM までの伝達関数に同様に適用される。
【０１０８】〔実施例１１〕 次に、速度検出のサンプリング周波数が十分高くなく、
速度検出の伝達関数ＨF (s) を定数ＨF (0) で近似でき
ない場合について説明する。例えば、図２や図１８に示
されているような乗算部４３は、速度検出部２４の出力
信号よりモータ１１の角速度ωを求めるブロックであ
り、ディジタルフィルタ１／ＨF (z) は速度検出部２４
の伝達関数ＨF (s) の逆の特性に相当することは実施例
１で説明した通りである。
【０１０９】速度検出部２４はＦＧ信号の周期を演算
し、サンプルホールドして出力することから、その伝達
関数ＨF (s) は式（１４）で示すように０次サンプルホ
ールド関数の２乗の形となる。
【０１１０】
【数１５】
【０１１１】図１９に、この速度検出部２４の伝達関数
ＨF (s) の周波数特性を示す。伝達関数ＨF (s) をその
ままディジタルフィルタ化することは困難であり、また
ディジタルフィルタ化できたとしても逆の特性を有する
伝達関数１／ＨF (s) は高域でゲインが増大する特性を
有するために量子化ノイズなどが増加しやすいために、
モータの回転性能を悪化させてしまう。
【０１１２】従って、これらの問題を解消するために、
速度検出部２４の伝達関数ＨF (s)に対して、低域の周
波数特性がほぼ等しいようなディジタルフィルタにより
近似して、乗算部４３の伝達関数ＨF (s) の代わりに構
成する。ここでは、高域で有限なゲインを有する一次の
低域フィルタで近似した場合について示す。そのような
高域で有限なゲインを有する一次の低域フィルタで近似
した場合の伝達関数ＨF １(s) は式（１５）で示され
る。
【０１１３】
【数１６】
【０１１４】これを双一次変換によりディジタルフィル
タ化すると、式（１６）で示すようになる。
【０１１５】
【数１７】
【０１１６】この双一次変換によりディジタル化された
ディジタルフィルタ１／ＨF １(s)の伝達関数を有する
乗算部５６により構成される外乱推定オブザーバによっ
て、モータ制御を行うモータ制御装置のブロック線図を
図２０に示す。図２０に実施例１１として示すモータ制
御装置では、低域においては伝達関数ＨF １(s) とディ
ジタルフィルタＨF １(z) との周波数特性はほぼ等し
い。もっとも、高域ではＨF １(s) とＨF １(z) との特
性が異なるために、この周波数領域で外乱トルクの等し
い推定はできないもののそれによって生じる回転変動
は、モータのイナーシャＪによる抑圧効果によって減少
するので問題はない。
【０１１７】従って、以上説明したモータ制御装置で
は、速度検出部２４の出力信号からモータ１１の角速度
ωが高精度、低ノイズで演算することができる。それに
より、正しい外乱トルクの推定が行われ、モータの回転
性能を向上することができる。
【０１１８】なお、速度検出部２４の伝達関数ＨF (s)
の近似として一次の低域フィルタの特性について示した
が、二次以上の低域フィルタやその他の関数による近似
特性でもよい。
【０１１９】更に、速度検出部２４の近似アナログフィ
ルタ特性からディジタルフィルタへの変換方法として双
一次変換を用いたが、整合Ｚ変換などその他の変換方法
であってもよい。
【０１２０】〔実施例１２〕 次に、ＦＧ信号に含まれるＦＧむらにより速度検出部２
４の出力信号に速度誤差が含まれる場合について説明す
る。一般に、ＦＧ部２３は図２１に示すような構成を有
している。即ち、ＦＧ部２３は、モータ１１に取り付け
られた着磁パターン６７と、着磁パターン６７による磁
束の変化を読み取る磁気ヘッド６８と、磁気ヘッド６８
の出力信号を増幅、整形する波形整形回路６９とから構
成されている。
【０１２１】モータ１１が回転すると、モータに取り付
けられた着磁パターン６７による磁束の変化が発生す
る。その磁束の変化を磁気ヘッド６８で読み取ると、磁
気ヘッド６８の出力は微少な正弦波状信号ａとなる。波
形整形回路６９はこの正弦波状信号を方形波状になるま
で増幅し、方形波信号であるＦＧ信号ｂを出力する。こ
の波形整形回路６９から出力されるＦＧ信号は速度検出
部２４に入力され、速度制御、及び外乱トルクの推定に
用いられる。
【０１２２】図２１において、着磁パターン６７が精度
よく着磁されていれば、波形整形回路６９から得られる
ＦＧ信号ｂは、モータの回転速度が一定であるならば均
一な周期の方形波となる。しかしながら、最近のモータ
の小型化はこのような着磁パターン６７の着磁精度を悪
化させやすく、この結果、モータが一定回転しているに
も係わらず、得られるＦＧ信号は不均一な周期の方形波
信号となることがある。この不均一なＦＧ信号から検出
した角速度ωを用いて外乱推定オブザーバの演算を行う
と、誤った外乱トルクが推定され、モータの回転性能を
悪化させてしまうという問題がある。特に、外乱推定オ
ブザーバの中にある各ディジタルフィルタによる複雑な
演算のために、その不均一なＦＧ信号から検出した角速
度ωによる誤った外乱トルクの推定がされやすい。
【０１２３】このような問題を解決するための一手段と
して、前述のＦＧ信号に含まれるＦＧむらによる速度検
出誤差を補正した出力信号により外乱トルクを推定する
モータ制御装置について説明する。図２２は、そのよう
な速度検出誤差を補正した出力信号により外乱トルクを
推定する実施例１２のモータ制御装置のブロック線図で
ある。
【０１２４】図において、モータ制御装置では、ＦＧむ
らによる速度検出誤差を補正するＦＧむら補正部５７が
速度検出部２４の後段に配置されており、そのＦＧむら
補正部５７の出力信号により速度制御系と外乱推定オブ
ザーバとを構成する。このモータ制御装置により得られ
る効果は、ＦＧむらの補正による正確な外乱トルクの推
定である。
【０１２５】以下、上記の通り構成されるモータ制御装
置の動作について説明する。図２３は、モータ制御装置
の動作内容を説明するためのフローチャートである。
【０１２６】図において、ステップ７０では、ＦＧ部２
３の出力であるＦＧ信号について立ち上がり、あるいは
立ち下がりのエッジが検出されるまで速度誤差演算部１
８の動作は待ち状態となる。立ち上がり／立ち下がりエ
ッジが検出されると、ステップ７１において、前回検出
された立ち上がり／立ち下がりエッジとの時間差、即ち
ＦＧ信号の周期が演算される。この周期には前述したよ
うなＦＧむらによる速度誤差信号が含まれているので、
ステップ８０において、ＦＧむら補正部５７により補正
された正しいＦＧ信号の周期を得る。そして、ステップ
７２において、その正しいＦＧ信号の周期に基づき従来
のモータ制御装置と同様に速度誤差信号Ｂｉが演算され
る。
【０１２７】一方、ステップ７３において、外乱推定オ
ブザーバ１７は乗算部５６によりＦＧむら補正部５７の
出力信号からモータ１１の角速度ωを演算し、ステップ
７４において乗算部５６の出力信号の角速度ω、及び１
つ前のＦＧ入力時に演算された（即ち、図２２に示す時
間遅れ要素４２に相当する）加算値Ａｉの値に基づき外
乱トルクの推定値ＴG ＾を求め、更にオブザーバ演算値
Ｃｉを出力する。
【０１２８】次に、ステップ７５において、外乱推定オ
ブザーバ１７から出力されたオブザーバ演算値Ｃｉは、
加算部１６により速度誤差信号Ｂｉと加算され、加算値
Ａｉとなる。この結果得られた加算値Ａｉは、ステップ
７６において、ＰＷＭ変換部１２によってＰＷＭ信号と
して出力され、このＰＷＭ信号に応じてモータ１１の制
御が行われる。それと同時に、この加算値Ａｉは次のＦ
Ｇ信号に対してステップ７４において外乱トルクの推定
値の算出に用いられる。この後、ステップ７０に戻る。
【０１２９】以上説明したように、このモータ制御装置
によれば、従来のモータ制御装置と同様の基本的動作を
実行することができ、従来のモータ制御装置において得
られる利点を同様に享受できる。更に、このモータ制御
装置では、ＦＧむらによる速度誤差信号を補正し、補正
後の値を用いて外乱推定オブザーバを構成するようにし
たので、正しい外乱トルクの推定を行うことができる。
【０１３０】次に、上記ＦＧむら補正部５７の動作につ
いて、図２４〜図２６に示すフローチャートに基づき説
明する。
【０１３１】まず、初期設定としてＸn ＝０、補正開始
フラグ＝０、補正値演算フラグ＝０、補正フラグ＝０の
設定が行われているものとする。次に、ステップ７０に
おいて、ＦＧ信号の立ち上がり／立ち下がりエッジを検
出し、ステップ９０において、ドラムモータの絶対位置
を示すＰＧ（Ｐｕｌｓｅ Ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）信号の
立ち上がり／立ち下がりエッジを検出して次のステップ
に移る。補正値演算動作、及び補正動作は、補正開始フ
ラグが１にならない限り動作しないように設計されてい
る。補正開始フラグはＰＧ信号が入力される毎にステッ
プ９１で判別されている。
【０１３２】一方、モータのＦＧむら補正量を正しく演
算するためには、その補正量の演算中はモータは所定の
回転数で回転していなければならない。従って、モータ
の回転が開始された直後などの過渡状態においては、補
正開始フラグは必ず０として設定され、それによりＦＧ
むら補正の演算を行わないようにされている必要があ
る。そして、モータが所定の回転数で安定して回転する
ようになってから補正開始フラグを１と設定するように
プログラムを構成し、補正開始フラグが１である場合に
ＦＧむら補正の演算を行なうようにする。このように制
御することにより正しいモータのＦＧむら補正量が演算
される。なお、以上の説明部分は図に示すフローチャー
トには示されていない。
【０１３３】以下、モータが所定の回転数で回転し、補
正開始フラグが１になった場合について説明する。補正
開始フラグはＰＧ信号が入力される毎に判別されるので
（ステップ９１）、ＰＧ信号が入力され補正開始フラグ
が１の場合は、ステップ９２に移る。ステップ９２にお
いて、補正加算カウンタｍを０とし、ステップ９３にお
いて、補正開始フラグ＝０、補正値演算フラグ＝１とす
る。従って、ステップ９４からステップ９５に移り、補
正加算カウンタｍ＝Ｍならばステップ９６へ、補正加算
カウンタｍ≠Ｍならばステップ９７へ移る。補正加算カ
ウンタｍ＝０の場合は、ステップ９７において補正加算
カウンタｍに１を加算し、ＦＧカウンタｎ＝１としてス
テップ７０に戻る。即ち、補正加算カウンタｍはＰＧ信
号が入力される毎に１づつ加算される。つまり、補正加
算カウンタｍの値はモータの回転数を示すことになる。
【０１３４】次に、ＦＧ信号が入力されると、ステップ
７２においてＦＧ信号の周期ｘn が演算される。ＦＧカ
ウンタｎがｎ＝１の場合は、周期ｘn はｘ1 となる。な
お、ＦＧカウンタｎはＰＧ信号が入力される毎に１とな
るので、ＰＧ信号の入力後のＦＧ信号の周期は必ずｘ1
となる。補正フラグが１の場合はステップ８１からステ
ップ８３に移り、この時補正値演算フラグが１であれ
ば、ステップ８４に移る。ステップ８４では周期Ｘn に
ｘn を加算する（Ｘn ＝Ｘn ＋ｘn ）。補正加算カウン
タｍ＝０の場合は、ステップ８７においてＦＧカウンタ
ｎを１増加して次のＦＧ信号を待つ。即ち、ＰＧ信号が
入力され毎に、その後入力されるＦＧ信号の周期は順番
にｘ1 、ｘ2 、ｘ3 、ｘ4 ・・・・ｘn となる。そし
て、ステップ８４、ステップ８５において、Ｍ回転する
までＦＧ信号の周期毎にＸ1 、Ｘ2 、Ｘ3 、Ｘ4 ・・・
・Ｘn に加算され、Ｍ回加算終了後にステップ８６にお
いて各加算された周期をＭで割る。即ち、各回転毎の平
均を求めてＦＧ信号の周期毎の補正値Ｘ1 、Ｘ2 、
Ｘ3 、Ｘ4 ・・・・Ｘn を演算しメモリで保持する。Ｍ
回転終了して補正値の演算が終了したならば、ＰＧ信号
が入力された後のステップ９５からステップ９６に移
り、補正開始フラグ＝０、補正値演算フラグ＝１とし
て、次のＦＧ信号から補正の動作を行う。補正の動作
は、ステップ８２において入力されるＦＧ信号の周期ｘ
n から保持されたその周期に相当する補正値Ｘn を減算
し、更に、オフセット値Ｘ0 （真のＦＧ信号の周期の
値）を加算して、補正後の周期ｘn とする。そして、補
正後の周期ｘn に基づき速度誤差信号Ｂｉ、オブザーバ
演算値Ｃｉを演算してモータの制御を行う。このような
構成としているので、補正値Ｘn はメモリーに保持され
ている限りは、新たに補正値Ｘn を演算する必要はな
い。即ち、補正値Ｘn が保持されている限りは、補正開
始フラグを０としておけば良い。
【０１３５】また、実施例１２のＦＧむら補正部５７で
は、補正値演算中はステップ８８、及びステップ８９に
おいて外乱推定オブザーバの演算値を速度誤差信号Ｂｉ
に加算しないようにしている。そして、ＦＧむら補正値
演算終了後、即ち、補正フラグ＝１になったとき、オブ
ザーバの演算値を加算するようにしている。このように
処理するのは、ＦＧむら補正されていないＦＧ信号の周
期によって演算されたオブザーバ演算値Ｃｉによりモー
タの回転むらが生じやすくなるので、モータの回転むら
を含んだままオブザーバの演算を行っている状態でＦＧ
むら補正値演算を行うと、かえって間違ったＦＧむら補
正値を演算しやすいからである。更に、この間違ったＦ
Ｇむら補正値を用いてオブザーバ演算を行うと誤った外
乱トルクの推定が行われ、更にモータの回転むらを生じ
やすい。従って、ＦＧむら補正値演算中は外乱推定オブ
ザーバの演算値を速度誤差信号Ｂｉに加算せず、ＦＧむ
ら補正値演算終了後にそのＦＧむら補正値によって外乱
推定オブザーバの演算を行い、速度誤差信号Ｂｉに加算
してモータの制御を行う。
【０１３６】このように、実施例１２のモータ制御装置
においては、ＦＧ信号に含まれるモータの回転むらを補
正してより正確な外乱トルクの推定、ひいてはより正確
なモータの制御を行うことができる。また、ＦＧ信号の
周期を求め、これを用いてモータの回転むらの補正を行
うようにしたため、演算時間の遅れも生じない。更に、
補正値演算中はオブザーバ演算値Ｃｉを速度誤差信号Ｂ
ｉに加算しないようにしているので、ＦＧむらを正確に
検出でき結果としてより正確な外乱トルクの推定が行わ
れる。
【０１３７】なお、実施例１２において、ＰＧ信号をモ
ータの絶対位置としてモータの回転むら補正を行う手段
について説明したが、モータの絶対位置がわかる他の信
号を用いてもよい。
【０１３８】また、ＦＧ信号とモータ一回転毎のＰＧ信
号との２つを用いる手段について示したが、通常モータ
一回転当りのＦＧ数は既知であるので、モータ一回転毎
のＰＧ信号がなくともＦＧ数をカウントしてＦＧむら補
正を行うことはできる。但し、これはモータの相対位置
による補正となるので、その相対位置がわからなくなる
毎に、例えばモータの回転が止まる毎に、補正位置の演
算を行う必要がある。
【０１３９】更に、モータ一回転毎にＦＧ信号の周期を
加算してその平均値をＦＧむら補正値とする、ＦＧむら
補正と外乱推定オブザーバとを組み合わせた場合につい
て説明したが、他のＦＧむら補正（例えば、ノッチフィ
ルタ等）と外乱推定オブザーバとを組み合わせてもよ
い。
【０１４０】更に、ＦＧむら補正と、最小次元オブザー
バで構成した外乱推定オブザーバとを組み合わせた場合
について示したが、これに限定されるものではなく、同
一次元オブザーバや速度オブザーバ等のその他の形式の
オブザーバで構成してもよい。
【０１４１】更に、ＶＴＲのドラムモータ制御について
説明したが、その他のモータ制御装置や制御手段であっ
てもよい。
【０１４２】更に、ＰＷＭ信号を用いてモータの制御を
行う場合について説明したが、その他の制御手段（例え
ば、ＤＡパルス変換など）であってもよい。
【０１４３】〔実施例１３〕 図２７は、実施例１３のモータ制御装置の機能を概念化
したブロック線図である。
【０１４４】なお、図２７において、従来のモータ制御
装置と同一あるいは相当部分については、同一の符号を
付与して説明を省略する。また、図２７においては、従
来のモータ制御装置と同様に位相制御系が示されていな
いが、実際には存在しており、単に説明の便宜上省略し
てあるにすぎない。
【０１４５】図２７において、参照符号２００は外乱推
定オブザーバであり、ソフトウェアで構成されている。
また、従来例にも備えられている速度検出部２４、乗算
部２６及び加算部１６もソフトウェアで構成されてい
る。
【０１４６】外乱推定オブザーバ２００内の、参照符号
２０１は１サンプリング期間遅延する遅延部を、２０
２、２０３、２０４及び２０５はそれぞれ係数Ａ1 、Ａ
2 、Ａ3 及びＡ4 の乗算部を、２０６は加算部を、２０
７は減算部を、２０８は係数１／Ａ5 の除算部を、２１
０は低域フィルタ１０３の伝達関数ＨLPF (s) とほぼ等
しい特性の伝達関数ＨLPF (z) を有するディジタルフィ
ルタを、２２０は一次遅れ要素α／（ａ＋ｇ）とほぼ等
しい特性を有するディジタルフィルタを、２３０は低域
フィルタ１０３の伝達関数ＨLPF (s) の逆数１／ＨLPF
(s) と低域ではほぼ等しく、高域では有限なゲイン特性
の伝達関数１／ＨLPF ′(z) を有するディジタルフィル
タをそれぞれ示している。
【０１４７】乗算部２０２、２０３、２０４、２０５に
おける係数Ａ1 、Ａ2 、Ａ3 、Ａ4及び除算部２０８に
おける係数Ａ5 は下記式（１７）、式（１８）、式（１
９）、式（２０）、式（２１）に示されているようにな
る。
【０１４８】
【数１８】
【０１４９】ここで、α及びβを適当に選択することに
より、Ａ1 、Ａ2 、Ａ3 、Ａ4 及びＡ5 は適当な大きさ
の整数になる。
【０１５０】次に、低域フィルタ１０３の伝達関数Ｈ
LPF (s) を下記式（２２）で表すと、双一次変換により
ディジタルフィルタ２１０の伝達関数ＨLPF (z) は下記
式（２３）となる。
【０１５１】
【数１９】
【０１５２】ここで、係数ＫB を適当に選択することに
より、Ｂ1 、Ｂ2 、Ｂ3 は適当な大きさの整数になる。
【０１５３】この伝達関数ＨLPF (z) のディジタルフィ
ルタ２１０の詳細な構成を図２８のブロック線図に示
す。図２８において、参照符号２１１は１サンプリング
周期遅延する遅延部を、２１２は加算部を、２１３は係
数Ｂ1 の乗算部を、２１４は加算部を、２１５は係数１
／Ｂ2 の除算部を、２１６は１サンプリング周期遅延す
る遅延部を、２１７は係数−Ｂ3 の乗算部をそれぞれ示
している。
【０１５４】次に、一次遅れ要素α／（ｓ＋ｇ）とほぼ
等しい特性を有するディジタルフィルタ２２０の伝達関
数Ｈｇ(z) は双一次変換により下記式（２４）に示され
ているようになる。
【０１５５】
【数２０】
【０１５６】ここで、係数ｋC を適当に選択することに
より、Ｃ1 、Ｃ2 、Ｃ3 は適当な大きさの整数になる。
【０１５７】この伝達関数Ｈｇ(z) を有するディジタル
フィルタ２２０の詳細な構成を図２９のブロック線図に
示す。図２９において、参照符号２２１は１サンプリン
グ周期遅延する遅延部を、２２２は加算部を、２２３は
係数Ｃ1 の乗算部を、２２４は加算部を、２２５は係数
１／Ｃ2 の除算部を、２２６は１サンプリング周期遅延
する遅延部を、２２７は係数−Ｃ3 の乗算部をそれぞれ
示している。
【０１５８】次に、低域フィルタ１０３の伝達関数Ｈ
LPF (s) の逆数１／ＨLPF (s) と低周波数領域ではほぼ
等しい特性を有し、高周波数領域では有限な一定のゲイ
ンを有するフィルタの伝達関数１／ＨLPF ′(s) を下記
式（２５）に示されているようにすると、双一次変換に
よりディジタルフィルタ２３０の伝達関数１／ＨLPF ′
(z) は下記式（２６）に示されているようになる。
【０１５９】
【数２１】
【０１６０】ここで、係数ＫD を適当に選択することに
より、Ｄ1 、Ｄ2 、Ｄ3 、Ｄ4 は適当な大きさの整数に
なる。
【０１６１】この伝達関数１／ＨLPF ′(z) のディジタ
ルフィルタ２３０の詳細な構成を図３０のブロック線図
に示す。図３０において、参照符号２３１は係数Ｄ1 の
乗算部を、２３２は１サンプリング周期遅延する遅延部
を、２３３は係数Ｄ2 の乗算部を、２３４は加算部を、
２３５は係数１／Ｄ3 の除算部を、２３６は１サンプリ
ング周期遅延する遅延部を、２３７は係数−Ｄ4 の乗算
部をそれぞれ示している。
【０１６２】次に、図３１に示されているフローチャー
トを参照して動作について説明する。ステップ３０１に
おいて、ＦＧ信号の入力が監視されている。ＦＧ信号が
入力されると、ステップ３０２において、前回ＦＧ信号
が入力された際の時刻データと今回の時刻データとから
ＦＧ信号の周期を計算してその結果がＮ1 とされる。次
に、ステップ３０３において、この周期Ｎ1 に基づいて
速度誤差信号Ｂｉが計算される。
【０１６３】次に、ステップ３０４において、ＦＧ信号
の周期Ｎ1 に係数Ａ2 が乗じられてＮ2 とされる。ステ
ップ３０５において、Ｎ2 に係数Ａ4 が乗じられてＮ3
となる。ステップ３０６において、Ｎ2 に係数Ａ３が乗
じられてＮ4 となる。ステップ３０７において、Ｎ4 に
伝達関数ＨLPF (z) のディジタルフィルタ２１０の出力
Ｎ5 が加算されて新たにＮ4 とされる。ステップ３０８
において、Ｎ4 を伝達関数Ｈｇ(z) のディジタルフィル
タ２２０で処理し、その結果が新たにＮ4 とされる。ス
テップ３０９において、Ｎ4 からＮ3 が減算されて新た
にＮ4 となる。ステップ３１０において、Ｎ4 が係数Ａ
5 で除されて新たにＮ4 とされる。ステップ３１１にお
いて、Ｎ4 を伝達関数１／ＨLPF ′(z) のディジタルフ
ィルタ２３０で処理し、その結果が外乱推定オブザーバ
２００のオブザーバ出力Ｃｉとなる。
【０１６４】次に、ステップ３１２において、速度誤差
信号Ｂｉとオブザーバ出力Ｃｉとが加算されてその結果
がＡｉとされ、ステップ３１３において加算値ＡｉがＰ
ＷＭ信号として出力される。
【０１６５】次に、ステップ３１４において、加算値Ａ
ｉに係数Ａ1 を乗じられてＮ5 となる。ステップ３１５
において、Ｎ5 を伝達関数ＨLPF (z) のディジタルフィ
ルタ２１０で処理し、その結果が新たにＮ5 とされて次
回のオブザーバの演算に備え、ステップ３０１へ処理が
戻される。
【０１６６】〔実施例１４〕 実施例１３では、低域フィルタの伝達関数ＨLPF (s) を
ディジタルフィルタ化した伝達関数ＨLPF (z) のディジ
タルフィルタ２１０と、伝達関数１／ＨLPF (s) を近似
してからディジタルフィルタ化した伝達関数１／
ＨLPF ′(z) のディジタルフィルタ２３０とを用いる構
成を採っているが、これらのディジタルフィルタの代わ
りに伝達関数１／ＨLPF ′(z) のディジタルフィルタ２
３０を速度検出部１０８と乗算部２０３との間に挿入す
るようにしてもよい。図３２はこのような構成の実施例
１４のモータ制御装置の構成を示すブロック線図であ
る。
【０１６７】このモータ制御装置の動作について、図３
３のフローチャートを参照して説明する。なお、図３３
のフローチャートにおいては、上述の図３１のフローチ
ャートと同一の処理には同一の符号を付与してある。
【０１６８】ステップ３０１において、ＦＧ信号の入力
が監視されている。ＦＧ信号が入力されると、ステップ
３０２において、前回ＦＧ信号が入力された際の時刻デ
ータと今回の時刻データとからＦＧ信号の周期が計算さ
れてその結果がＮ1 とされる。次に、ステップ３０３に
おいて、この周期Ｎ1 に基づいて速度誤差信号Ｂｉが計
算される。
【０１６９】次に、ステップ３１６において、ＦＧ信号
の周期Ｎ1 を伝達関数１／ＨLPF ′(z) のディジタルフ
ィルタ２３０で処理し、その結果がＮ2 となる。ステッ
プ３１７において、Ｎ2 に係数Ａ2 が乗じられて新たに
Ｎ2 とされる。ステップ３０５において、Ｎ2 に係数Ａ
4 が乗じられてＮ3 とされる。ステップ３０６におい
て、Ｎ2 に係数Ａ3 が乗じられてＮ4 とされる。ステッ
プ３０７において、Ｎ4に乗算部２０２の出力Ｎ5 が加
算されて新たにＮ4 となる。ステップ３０８において、
Ｎ4 を伝達関数Ｈｇ(z) のディジタルフィルタ２２０で
処理し、その結果が新たにＮ4 とされる。ステップ３０
９において、Ｎ4 からＮ3 が減算されて新たにＮ4 とさ
れる。ステップ３１８において、Ｎ4 が係数Ａ5 で除さ
れてその結果が外乱推定オブザーバ２００のオブザーバ
出力Ｃｉとされる。
【０１７０】次に、ステップ３１２において、速度誤差
信号Ｂｉとオブザーバ出力Ｃｉとが加算されてその結果
がＡｉとされ、ステップ３１３において加算値ＡｉがＰ
ＷＭ信号として出力される。
【０１７１】次に、ステップ３１４において、加算値Ａ
ｉに係数Ａ1 が乗じられてＮ5 とされ、次回のオブザー
バの演算に備えてステップ３０１へ処理が戻される。
【０１７２】実施例１３では、速度検出部２４の伝達関
数ＨF (s) をＤＣゲインＨF (0) で近似しているが、こ
の伝達関数ＨF (s) を下記式(27)で近似し、伝達関数１
／ＨF (s) に対して後退差分によるｓ−ｚ変換を施し、
下記式(28)に示されている如くにディジタルフィルタ化
する。
【０１７３】
【数２２】
【０１７４】この伝達関数１／ＨF (s) のディジタルフ
ィルタ２４０を速度検出部１０８と乗算部２０３との間
に挿入する。このような構成の実施例１４のモータ制御
装置の構成を図３４に示す。また、そのディジタルフィ
ルタ２４０の詳細な構成を図３５のブロック線図に示
す。
【０１７５】実施例１４の動作について、図３６のフロ
ーチャートを参照して説明する。なお、図３３のフロー
チャートにおいては、上述の図３１または図３３のフロ
ーチャートと同一の処理には同一の符号を付与してあ
る。
【０１７６】ステップ３０１において、ＦＧ信号の入力
が監視されている。ＦＧ信号が入力されると、ステップ
３０２において、前回ＦＧ信号が入力された際の時刻デ
ータと今回の時刻データとからＦＧ信号の周期が計算さ
れてその結果がＮ1 とされる。次に、ステップ３０３に
おいて、この周期Ｎ1 に基づいて速度誤差信号Ｂｉが計
算される。
【０１７７】次に、ステップ３１９において、ＦＧ信号
の周期Ｎ1 が伝達関数１／ＨF ′(z) のディジタルフィ
ルタ２３０で処理されてその結果がＮ2 とされる。ステ
ップ３１７において、Ｎ2 に係数Ａ2 が乗じられて新た
にＮ2 とされる。ステップ３０５において、Ｎ2 に係数
Ａ4 が乗じられてＮ3 となる。ステップ３０６におい
て、Ｎ2 に係数Ａ3 が乗じられてＮ4 とされる。ステッ
プ３０７において、Ｎ4に伝達関数ＨLPF (z) のディジ
タルフィルタ２１０の出力Ｎ5 が加算されて新たにＮ4
となる。ステップ３０８において、Ｎ4 を伝達関数Ｈｇ
(z) のディジタルフィルタ２２０で処理し、その結果が
新たにＮ4 とされる。ステップ３０９において、Ｎ4 か
らＮ3 が減算されて新たにＮ4 とされる。ステップ３１
０において、Ｎ4 が係数Ａ5 で除されて新たにＮ4 とさ
れる。ステップ３１１において、Ｎ4 を伝達関数１／Ｈ
LPF ′(z) のディジタルフィルタ２３０で処理し、その
結果が外乱推定オブザーバ２００のオブザーバ出力Ｃｉ
とされる。
【０１７８】次に、ステップ３１２において、速度誤差
信号Ｂｉとオブザーバ出力Ｃｉとが加算されてその結果
がＡｉとされ、ステップ３１３において加算値ＡｉがＰ
ＷＭ信号として出力される。
【０１７９】次に、ステップ３１４において、加算値Ａ
ｉに係数Ａ1 が乗じられてＮ5 とされる。ステップ３１
５において、Ｎ5 を伝達関数ＨLPF (z) のディジタルフ
ィルタ２１０で処理し、その結果が新たにＮ5 とされ、
次回のオブザーバの演算に備えてステップ３０１へ処理
が戻される。
【０１８０】
【発明の効果】以上説明したように、請求項１に係るモ
ータ制御装置によれば、外乱トルクオブサーバは、速度
検出手段のディジタル出力値に速度検出手段の伝達関数
の逆数の近似特性、ディジタル−アナログ変換手段の伝
達関数の逆数の近似特性、駆動手段の伝達関数、モータ
のイナーシャ値ｊ及び外乱トルクオブサーバ帯域係数値
ｇを乗じた乗算値と、これにディジタル値の制御信号を
加算し、加算値にｇ／（ｓ＋ｇ）の一次遅れ伝達関数の
近似特性を乗じた値から、前記乗算値を減じ、これに速
度誤差演算手段の出力、位相検出手段の出力を加算して
ディジタル値の制御信号を得ることとしたから、オブサ
ーバ演算手段の出力信号によりモータ外乱トルクを抑制
出来、量子化ノイズに影響されない外乱トルクを算出で
きて、正確なモータ制御が可能となる。
【０１８１】請求項２，３に記載の発明にあっては、デ
ィジタル−アナログ変換手段の伝達関数の逆数の近似特
性、速度検出手段の伝達関数の逆数の近似特性を夫々所
定の関数として定めたことにより、外乱トルクをディジ
タル−アナログ変換精度を高め、速度検出をノイズに影
響されることなく算出し得、モータの制御精度の向上を
図れる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施例１に係るモータ制御装置の構成を示すブ
ロック線図である。
【図２】実施例１に係るモータ制御装置の機能構成を示
すブロック線図である。
【図３】実施例１に係るモータ制御装置の動作内容を示
すフローチャート図である。
【図４】実施例２に係るモータ制御装置の構成を示すブ
ロック線図である。
【図５】実施例１，２に係るモータ制御装置に用いる低
域フィルタの回路図である。
【図６】実施例１，２に係るモータ制御装置の高域で有
限なゲインを有するフィルタの周波数特性を示すグラフ
である。
【図７】実施例１，２に係るモータ制御装置の高域で有
限なゲインを有するディジタルフィルタの構成を示すブ
ロック線図である。
【図８】実施例３に係るモータ制御装置の構成を示すブ
ロック線図である。
【図９】実施例４に係るモータ制御装置の構成を示すブ
ロック線図である。
【図１０】実施例３及び実施例４に係るモータ制御装置
のフィルタの周波数特性を示すグラフである。
【図１１】実施例３及び実施例４に係るモータ制御装置
のフィルタの周波数特性を示すグラフである。
【図１２】実施例５に係るモータ制御装置の構成を示す
ブロック線図である。
【図１３】実施例６に係るモータ制御装置の構成を示す
ブロック線図である。
【図１４】実施例６に係るモータ制御装置のフィルタの
周波数特性を示すグラフである。
【図１５】実施例７に係るモータ制御装置の構成を示す
ブロック線図である。
【図１６】実施例８に係るモータ制御装置の構成を示す
ブロック線図である。
【図１７】実施例９に係るモータ制御装置の構成を示す
ブロック線図である。
【図１８】実施例１０に係るモータ制御装置の構成を示
すブロック線図である。
【図１９】実施例１１に係るモータ制御装置のフィルタ
の周波数特性を示すグラフである。
【図２０】実施例１１に係るモータ制御装置の構成を示
すブロック線図である。
【図２１】実施例１２に係るモータ制御装置のＦＧ部の
構成を示すブロック図である。
【図２２】実施例１２に係るモータ制御装置の構成を示
すブロック線図である。
【図２３】実施例１２に係るモータ制御装置の動作内容
を示すフローチャート図である。
【図２４】実施例１２に係るモータ制御装置の動作内容
を示すフローチャート図である。
【図２５】実施例１２に係るモータ制御装置の動作内容
を示すフローチャート図である。
【図２６】実施例１２に係るモータ制御装置の動作内容
を示すフローチャート図である。
【図２７】実施例１３のモータ制御装置の機能を概念化
したブロック線図である。
【図２８】実施例１３に係るモータ制御装置のディジタ
ルフィルタの回路構成を示すブロック線図である。
【図２９】実施例１３に係るモータ制御装置のディジタ
ルフィルタの回路構成を示すブロック線図である。
【図３０】実施例１３に係るモータ制御装置のディジタ
ルフィルタの回路構成を示すブロック線図である。
【図３１】実施例１３のモータ制御装置の動作内容を示
すフローチャート図である。
【図３２】実施例１４のモータ制御装置の機能を概念化
したブロック線図である。
【図３３】実施例１４のモータ制御装置の動作内容を示
すフローチャート図である。
【図３４】実施例１４のモータ制御装置の機能を概念化
したブロック線図である。
【図３５】実施例１４に係るモータ制御装置のディジタ
ルフィルタの回路構成を示すブロック線図である。
【図３６】実施例１４のモータ制御装置の動作内容を示
すフローチャート図である。
【図３７】従来のモータ制御装置の構成を示すブロック
線図である。
【図３８】従来のモータ制御装置の構成を示すブロック
線図である。
【符号の説明】
１１モータ １２ＰＷＭ変換部 １３ 低域フィルタ １４ 増幅器 １５ ＭＤＡ １６ 加算部 １７ 外乱推定オブザーバ １８ 速度誤差演算部 １９ 電流−トルク変換部 ２０ トルク−回転変換部 ２３ ＦＧ部 ２４ 速度検出部 ２５ 速度系係数 ２６ 電圧変換部 ２７ Ａ／Ｄ変換部 ２８ 電流換算部 ２９ 乗算部 ５７ ＦＧむら補正部 ２００ 外乱推定オブザーバ ２０１ 遅延部 ２０２〜２０５ 乗算部 ２０６ 加算部 ２０７ 減算部 ２０８ 除算部 ２１０ ディジタルフィルタ ２２０ ディジタルフィルタ ２３０ ディジタルフィルタ ２４０ ディジタルフィルタ
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02P 5/00

Claims (3)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 モータと、 ディジタル値の制御信号をアナログ値の制御信号に変換
    するディジタル−アナログ変換手段と、 ディジタル−アナログ変換手段の制御信号に応じてモー
    タを駆動する駆動手段と、 モータの回転速度をディジタル値で検出出力する速度検
    出手段と、 速度検出手段の出力から速度誤差を演算する速度誤差演
    算手段と、 モータの回転位相をディジタル値で検出出力する位相検
    出手段と、 位相検出手段の出力から位相誤差を演算する位相誤差演
    算手段と、 外乱トルクオブサーバとを備えたモータ制御装置におい
    て、 前記外乱トルクオブサーバは、 速度検出手段のディジタル出力値に前記速度検出手段の
    伝達関数の逆数の近似特性、前記ディジタル−アナログ
    変換手段の伝達関数の逆数の近似特性、前記駆動手段の
    伝達関数、モータのイナーシャ値ｊ及び外乱トルクオブ
    サーバ帯域係数値ｇを夫々乗じる第１の乗算手段と、 第１の乗算手段の出力に前記ディジタル値の制御信号を
    加算する第１の加算手段と、該加算手段の出力にｇ／
    （ｓ＋ｇ）の一次遅れ伝達関数の近似特性を乗じる第２
    の乗算手段と、 該第２の乗算手段の出力から前記第１の乗算手段の出力
    を減じる減算手段と、 該減算手段の出力と、前記速度誤差検出手段の出力と、
    前記位相検出手段の出力とを加算してディジタル値の制
    御信号を生成する第２の加算手段とを備えることを特徴
    とするモータ制御装置。
  2. 【請求項２】 前記ディジタル−アナログ変換手段の伝
    達関数の逆数の近似特性は、 【数１】 （ｆ0 は、前記ディジタル−アナログ変換手段のカット
    オフ周波数、ｆ1 ＞ｆ0、Ｔはサンプリング周期）であ
    ることを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
  3. 【請求項３】 前記速度検出手段の伝達関数の逆数の近
    似特性は、 ｛（３−Ｚ-1）／２｝2 であることを特徴とする請求項１記載のモータ制御装
    置。
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