JP3227838B2

JP3227838B2 - モータ制御装置

Info

Publication number: JP3227838B2
Application number: JP31306692A
Authority: JP
Inventors: 景介松尾; 稲治　　利夫
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1992-11-24
Filing date: 1992-11-24
Publication date: 2001-11-12
Anticipated expiration: 2016-11-12
Also published as: JPH06165553A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、モータの回転速度を一
定に保つように制御するモータ制御装置に関するもので
ある。

【０００２】

【従来の技術】ＶＴＲのドラムモータあるいはキャプス
タンモータの制御装置においては、モータを一定の速度
で回転させることが必要である。したがって、外乱トル
ク（テープ走行負荷、軸摩擦、モータトルクリップル、
外部振動等）が制御系に入力されても速度変動が少ない
ことが要求され、外乱トルクに対して、どれだけの速度
変動が生じるかによって制御系の性能が決定される。

【０００３】（図８）は例えばＶＴＲのドラムモータあ
るいはキャプスタンモータの速度制御装置の構成を示す
ブロック図である。実際には位相制御系も付加されてい
るが、ここでは説明の簡略化のために速度制御系のみを
図示している。

【０００４】（図８）において、１００はドラムモータ
あるいはキャプスタンモータである。モータ１００には
周波数発電機１１０がとりつけられており、モータ１０
０の回転速度に比例した周波数信号を出力する。１２０
は周波数信号の周期を検出し周期信号Ｔ_FGを出力する周
期検出器、１３０は周期信号Ｔ_FGと周期指令値Ｔ_r（一
定値）との偏差に応じた周期誤差信号ΔＴ_FGを出力する
比較器、１４０は周期誤差信号ΔＴ_FGに比例・積分等の
制御補償を行い制御信号ｃを出力する制御器、１５０は
制御信号ｃに応じた駆動電流Ｉ_aをモータに供給する駆
動器である。

【０００５】次に動作について説明する。ここでは、
（図８）の構成をマイクロコンピュータを用いたソフト
ウェアサーボで構成した場合について説明する。ソフト
ウェアサーボの場合には、周期検出器１２０、比較器１
３０および制御器１４０はソフトウェアにより構成され
る。まず、モータ１００の回転速度に比例した周波数を
持つ周波数信号（以下、ＦＧ信号と呼ぶ）が周波数発電
機１１０から出力される。周期検出器１２０においては
ＦＧ信号のエッジの入力時刻が順次取り込まれ、その都
度ＦＧ信号のエッジの入力時刻とその一つ前のＦＧ信号
のエッジの入力時刻との時間差すなわちＦＧ信号の周期
が計算され出力される。周期検出器１２０より出力され
た周期信号Ｔ_FG（ディジタル値）は、比較器１３０にお
いて周期指令値Ｔ_r（一定値）から減じられた後、周期
誤差信号ΔＴ_FG（ディジタル値）として出力される。周
期誤差信号ΔＴ_FGは制御器１４０において制御系の速応
性および安定性を改善するための比例あるいは積分補償
をされた後、制御信号ｃ（ディジタル値）として出力さ
れる。制御信号ｃは図示していないＤ／Ａ変換器等によ
りアナログ電圧に変換され、駆動器１５０に印加され
る。駆動器１５０からは制御信号ｃに応じた駆動電流Ｉ
_aが出力され、モータ１００に供給される。以上の動作
が、ＦＧ信号のエッジが周期検出器１２０に入力される
毎に繰り返し行われる。したがって、モータ１００は、
周期信号Ｔ_FGが所定の周期指令値Ｔ_r（一定値）に一致
するように駆動制御され、モータ１００の回転速度が一
定に保たれる。

【０００６】（図８）に示した構成では、制御系に印加
される外乱トルクによって生じる回転速度変動は、速度
制御系および図示していない位相制御系の働きにより抑
えられる。しかし、近年、機器の小型化が進むにつれて
モータが小型化されてきており、この場合、モータ慣性
の低下によって、（図８）に示した構成では、十分な外
乱抑制特性を得ることが困難となっている。モータ１０
０の１回転あたりに発生するＦＧ信号のパルス数を増や
せば、外乱抑制特性を改善することができるが、これに
は機械的に高い精度が要求され、コストアップにつなが
ることから望ましくない。

【０００７】このような課題を解決する方法として、モ
ータに加わる外乱トルクを推定し、この推定値を用いて
外乱トルクの影響を打ち消すことによって、回転速度変
動を抑える方法が知られている。このような制御装置が
例えば特開平３−１５５３８３号公報に示されている。
（図９）はこのような制御装置の一例を示す制御ブロッ
ク線図である。以下、図面を参照しながら説明する。

【０００８】（図９）において、１００はモータであ
り、１０１、１０２はその伝達関数である。１４１、１
５１はそれぞれ制御器、駆動器の伝達関数である。以上
が基本的な速度制御系の構成であり、これに破線で囲ん
だ外乱推定器２００が付加されている。外乱推定器２０
０において、２０１はモータ１００に印加される駆動電
流を検出して係数を掛ける乗算器、２０２、２０３はモ
ータ１００の回転角速度を検出して係数を掛ける乗算
器、２０４は１次遅れ要素、２０５は乗算器である。ま
たブロック線図において、Ｊはモータの慣性、ｓはラプ
ラス演算子、Ｋ_pは比例ゲイン、Ｋ_iは積分ゲイン、Ｋ
_ampは駆動器のゲイン、Ｉ_aは駆動電流、Ｋ_tはモータの
トルク定数、τはモータの発生トルク、ωはモータの角
速度、ｇは外乱推定器の帯域を表す定数、ｒは速度指令
値、ｅは誤差信号、ｃは制御信号、τ_dは外乱トルク、
τ_eは外乱トルクの推定値である。

【０００９】次に動作について説明する。まず基本的な
速度制御系において、モータ１００の回転角速度ωは速
度指令値ｒと減算比較され、その誤差信号ｅは制御器１
４１において比例・積分補償され、制御信号ｃとして出
力される。制御信号ｃは駆動器１５１によりＫ_amp倍さ
れ、さらに、外乱推定器２００の出力と加算された後、
駆動電流Ｉ_aとしてモータに入力される。駆動電流Ｉ_aは
乗算器１０２でトルクτに変換され、モータ１００の回
転角速度ωが速度指令値ｒと一致するように駆動制御さ
れる。

【００１０】次に外乱推定器２００は、モータ１００に
印加される駆動電流Ｉ_aを検出し、乗算器２０１で係数
ｇＫ_tを掛ける。モータの回転角速度ωは乗算器２０２
で係数ｇ²Ｊ、乗算器２０３で係数ｇＪをそれぞれ掛け
られる。１次遅れ要素２０４には乗算器２０２，２０１
の出力を加算したものが入力され、その出力から乗算器
２０３の出力を引いたものが外乱トルクの推定値τ_eと
なる。これに乗算器２０５で係数１／Ｋ_tを掛けたもの
を、前述の駆動器１５１の出力と加算して、モータ１０
１に加わる外乱トルクτ_dを打ち消すように働き、モー
タ１００の回転変動が抑圧される。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の外乱推定器を用いた構成では、モータの回転角速度
の検出値を利用して外乱トルクの推定値を得ているた
め、（図８）に示したＶＴＲのドラムモータあるいはキ
ャプスタンモータの制御装置のようにＦＧ信号の周期を
検出し、周期を一定に保つ周期帰還型の速度制御系の場
合には、ＦＧ信号の周期をモータの回転角速度に換算し
て外乱推定器の入力としなければならないという問題点
がある。以下これについて詳細に説明する。

【００１２】（図１０）はＦＧ信号の周期からモータの
回転角速度を検出するように構成した速度検出器の一例
を示すブロック図である。（図１０）において、１２５
は速度検出器であり、１２０は周期検出器、１２１は周
期−速度変換器である。

【００１３】次に動作について説明する。モータの回転
角速度に比例した周波数を持つＦＧ信号が周期検出器１
２０に入力される。周期検出器１２０は前述の動作に従
い、ＦＧ信号の周期を検出し周期信号Ｔ_FGを出力する。
周期信号Ｔ_FGは、周期−速度変換器１２１において ω＝(２π/Ｚ)・(１/Ｔ_FG) ・・・（１）で表される演算によりモータの回転角速度ωに変換され
て速度検出値として出力される。ここで、Ｚはモータ１
回転あたりのＦＧ信号のパルス数である。

【００１４】以上が速度検出器の動作であり、（図９）
に示した構成の外乱推定器を用いるためには、ＦＧ信号
のエッジが周期検出器１２０に入力される毎に（１）式
で表される演算を行い、周期信号Ｔ_FGをモータの回転角
速度ωに変換しなければならない。これは制御系をアナ
ログ回路等のハードウェアで構成する場合には素子数の
増加を招き、調整も複雑になる。また、マイクロコンピ
ュータを用いたソフトウェアサーボの場合には、処理が
増加することによって演算時間遅れが大きくなり制御性
能の劣化につながる。いずれの場合にも既存の周期帰還
型の速度制御系に大幅な変更を加えなければ外乱推定器
を追加することができない。

【００１５】本発明は、このような点を考慮して、周期
信号をモータの回転角速度に換算せず、周期信号をその
まま入力とするように外乱推定器を構成したものであ
り、既存の周期帰還型のモータ速度制御装置に外乱推定
器を容易に追加できるように工夫したものである。

【００１６】

【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するために、モータの回転速度に比例した周波数信号を
発生する周波数発電機と、周波数信号の周期を検出し周
期信号を出力する周期検出手段と、周期信号と周期指令
値との差に応じた周期誤差信号を出力する比較手段と、
周期誤差信号に応じた制御信号を出力する制御手段と、
駆動信号に応じた電力をモータに供給する駆動手段と、
周期信号と駆動信号から前記モータに印加される外乱ト
ルクを推定し、駆動信号に換算した外乱推定信号を出力
する外乱推定手段と、制御信号を外乱推定信号により補
正して駆動信号を出力する補正手段より構成したもので
ある。。

【００１７】

【作用】本発明では上記のように構成することによっ
て、周波数信号の周期を検出して得られた周期信号を利
用して外乱トルクの推定値を作り出している。その結
果、外乱推定器の処理のために、周期信号をモータの回
転速度に換算する必要がなく、演算時間を短くできる。

【００１８】

【実施例】（図１（ａ））は本発明の第１の実施例によ
る制御装置の全体の構成を示すブロック図であり、同図
（ｂ）は本発明の第１の実施例による外乱推定器の構成
を示す制御ブロック線図である。以下、図面を参照しな
がら説明する。

【００１９】（図１（ａ））において、１００はモータ
である。モータ１００には周波数発電機１１０がとりつ
けられており、モータ１００の回転速度に比例した周波
数信号を出力する。１２０は周波数信号の周期を検出し
周期信号Ｔ_FGを出力する周期検出器、１３０は周期信号
Ｔ_FGと周期指令値Ｔ_r（一定値）との偏差に応じた周期
誤差信号ΔＴ_FGを出力する比較器、１４０は周期誤差信
号ΔＴ_FGに比例・積分等の制御補償を行い制御信号ｃを
出力する制御器、１０は制御信号ｃを後述の外乱推定信
号ｄ₁により補正して駆動信号Ｄを出力する補正器、１
５０は駆動信号Ｄに応じた駆動電流Ｉ_aをモータに供給
する駆動器であり、１は周期信号Ｔ_FGと駆動信号Ｄに応
じた外乱推定信号ｄ₁を出力する外乱推定器である。

【００２０】次に動作について説明する。モータ１００
には外乱トルクτ_dが印加されており、モータ１００の
回転速度に比例した周波数の周波数信号（以下、ＦＧ信
号と呼ぶ）が周波数発電機１１０より出力される。ＦＧ
信号は周期検出器１２０に入力され、その周期を検出し
た周期信号Ｔ_FGが出力される。周期信号Ｔ_FGは、比較器
１３０において周期指令値Ｔ_r（一定値）から減じられ
た後、周期誤差信号ΔＴ_FGとして出力される。周期誤差
信号ΔＴ_FGは制御器１４０において所定の比例あるいは
積分補償され制御信号ｃとなる。制御信号ｃは補正器１
０に入力され、外乱推定信号ｄ₁を加算された後、駆動
信号Ｄとなる。駆動信号Ｄは駆動器１５０に入力され駆
動信号Ｄに応じた駆動電流Ｉ_aがモータ１００に供給さ
れる。

【００２１】以上が基本的な速度制御系の動作であり、
周期信号Ｔ_FGと周期指令値Ｔ_rが一致するようにモータ
１００が回転駆動され、モータ１００の回転速度が一定
に保たれる。これらの動作は外乱推定信号ｄ₁が零の場
合、（図８）に示した従来例の場合と全く同様である。
また、外乱推定器１は、周期検出器１２０から出力され
る周期信号Ｔ_FGと補正器１０から出力される駆動信号Ｄ
を入力とし、後述の演算により外乱推定信号ｄ₁を出力
する。外乱推定信号ｄ₁は、前述のように、補正器１０
において制御器１４０から出力された制御信号ｃに加算
される。

【００２２】次に外乱推定器１の動作について詳細に説
明する。（図１（ｂ））において、１１は所定の定数Ｋ
₁を掛ける第１の乗算器であり、１２は第１の加算器、
１３は第２の加算器、１４は遮断角周波数がω_oの１次
の高域遮断フィルタである。なお、Ｋ₁は次式で表され
る定数である。

【００２３】Ｋ₁＝ω_o(Ｊ/Ｋ_t)・(１/Ｋ_amp)・(２π/Ｚ)・(１/Ｔ_r ²) ・・・（２）ここで、Ｊはモータ１００の慣性、Ｋ_tはトルク定数、
Ｋ_ampは駆動器１５０のゲイン、Ｚはモータ１００の１
回転あたりに発生するＦＧ信号のパルス数である。

【００２４】周期検出器１２０により出力された周期信
号Ｔ_FGは、第１の乗算器１１において定数Ｋ₁を掛けて
出力される。第１の乗算器１１の出力は、第１の加算器
１２において、補正器１０より出力される駆動信号Ｄか
ら減算される。第１の加算器１２の出力は高域遮断フィ
ルタ１４でフィルタ処理された後、第２の加算器１３に
おいて第１の乗算器１１の出力を加算されて外乱推定信
号ｄ₁として出力される。以上が外乱推定器１の動作で
あり、外乱推定信号ｄ₁は、前述のように、補正器１０
において制御器１４０から出力される制御信号ｃに加算
されることにより外乱トルクτ_dの影響を打ち消し、モ
ータ１００の回転速度変動を抑圧する（以下、これを外
乱抑圧効果と呼ぶ）。

【００２５】次に本発明の第１の実施例における外乱抑
圧効果について、数式を用いて説明する。外乱推定信号
ｄ₁は、（図１（ｂ））に示した外乱推定器１の制御ブ
ロック線図より、周期信号Ｔ_FGと駆動信号Ｄを用いて次
のように表される。

【００２６】ｄ₁＝{ω_o/(ｓ+ω_o)} ・{Ｄ+(Ｊ/Ｋ_t)・(１/Ｋ_amp)・(２π/Ｚ)・(１/Ｔ_r ²)ｓＴ_FG} ・・・（３）また、モータ１００の回転角速度ωと周期信号Ｔ_FGの間
には（１）式の関係が成り立つ。今、モータ１００は一
定の速度で回転するように制御されているので、周期信
号Ｔ_FGは周期指令値Ｔ_r（一定値）の近傍で変化してい
る。したがって、回転角速度ωの時間微分値と周期信号
Ｔ_FGの時間微分値との間には次の関係式が成立する。

【００２７】ｄω/ｄｔ＝−(２π/Ｚ)・(１/Ｔ_r ²)ｄＴ_FG/ｄｔ・・・（４）（３）式中のｓＴ_FGの項は周期信号Ｔ_FGの時間微分を表
すことから、（３）式は（４）式の関係を用いて次のよ
うに変形することができる。

【００２８】ｄ₁＝{ω_o/(ｓ+ω_o)}・{Ｄ−(Ｊ/Ｋ_t)・(１/Ｋ_amp)・ｓω} ・・・（５）一方、モータ１００に印加される外乱トルクτ_dと駆動
器１５０に供給される駆動信号Ｄおよびモータ１００の
回転角速度ωとの間には次の関係式が成立する。

【００２９】 τ_d＝Ｋ_tＫ_ampＤ−Ｊｓω ・・・（６）したがって、（５）、（６）式よりｄ₁＝{ω_o/(ｓ+ω_o)}・(１/Ｋ_amp)・(１/Ｋ_t)・τ_d ・・・（７）の関係が得られる。（７）式より明らかなように、外乱
推定信号ｄ₁は、外乱トルクτ_dにトルク定数の逆数（１
／Ｋ_t）および駆動器１５０のゲインの逆数（１／
Ｋ_amp）を掛け、さらに１次の高域遮断フィルタの伝達
関数を掛けたものとなっている。これは外乱推定信号ｄ
₁が、外乱トルクτ_dの推定値を駆動信号に換算した換算
量であり、さらに１次の高域遮断フィルタにより角周波
数ω_o以上の高周波成分を除去したものであることを意
味している。

【００３０】（７）式で表される外乱推定信号ｄ₁を制
御器１４０から出力される制御信号ｃに加算して補正す
ることにより、外乱トルクτ_dから回転角速度ωまでの
伝達関数Ｇ（ｓ）は、Ｇ(ｓ)＝{ｓ/(ｓ＋ω_o)}・Ｇ_c(ｓ) ・・・（８）となる。ここで、Ｇ_c（ｓ）は（図１（ａ））において
外乱推定器１および補正器１０がない場合、すなわち、
（図８）に示した従来例の場合の外乱トルクτ_dから回
転角速度ωまでの伝達関数に対応する。したがって、
（８）式の右辺第１項の特性により外乱推定器１の効果
を調べることができる。（８）式の右辺第１項は遮断角
周波数がω_oの１次低域遮断フィルタの伝達関数を表し
ている。したがって、外乱推定信号ｄ₁を用いて制御信
号ｃを補正することにより、角周波数ω_o以下の低周波
領域において、外乱トルクτ_dによる回転速度変動を抑
圧することができる。

【００３１】このように本発明の第１の実施例によれ
ば、ＦＧ信号の周期を検出した周期信号をそのまま用い
て、外乱トルクの回転速度に及ぼす影響を大幅に低減で
きる。これにより周期信号をモータの回転速度に換算す
ることなく外乱推定器の動作を実現できるので、換算に
必要な回路あるいは処理を削減することができる。さら
に、外乱トルクを駆動信号に換算した量を直接推定する
ことにより、外乱推定器自体の構成も（図９）に示した
従来例に比べて大幅に簡単化することができる。

【００３２】（図２（ａ））は本発明の第２の実施例に
よる制御装置の全体の構成を示すブロック図である。同
図（ｂ）は本発明の第２の実施例による外乱推定器の構
成を示す制御ブロック線図である。以下、図面を参照し
ながら説明する。

【００３３】（図２（ａ））において、２は外乱推定器
であり、（図１（ａ））に示した本発明の第１の実施例
による外乱推定器１とは、周期信号Ｔ_FGの代わりに周期
誤差信号ΔＴ_FGを入力としている点が異なる。その他の
構成は（図１（ａ））と同じであるので同じ記号を付
し、重複した説明を省略する。

【００３４】次に動作について説明する。第１の実施例
と異なるのは外乱推定器２の動作である。外乱推定器２
は、比較器１３０から出力される周期誤差信号ΔＴ_FGと
補正器１０から出力される駆動信号Ｄを入力とし、後述
の演算により外乱推定信号ｄ ₂を出力する。外乱推定信
号ｄ₂は、補正器１０において、制御器１４０から出力
された制御信号ｃに加算され、外乱トルクτ_dの影響を
打ち消すように補正が行われる。

【００３５】次に外乱推定器２の動作について詳細に説
明する。（図２（ｂ））において、外乱推定器２の構成
は（図１（ｂ））に示した第１の実施例による外乱推定
器１の構成と同じであり、第１の加算器１２および第２
の加算器１３の動作が異なる。比較器１３０により出力
された周期誤差信号ΔＴ_FGは、第１の乗算器１１におい
て（２）式で表される定数Ｋ₁を掛けて出力される。第
１の乗算器１１の出力は、第１の加算器１２において、
補正器１０から出力される駆動信号Ｄと加算される。第
１の加算器１２の出力は高域遮断フィルタ１４でフィル
タ処理された後、第２の加算器１３において第１の乗算
器１１の出力を減じられて外乱推定信号ｄ₂として出力
される。以上が外乱推定器２の動作であり、外乱推定信
号ｄ₂は補正器１０において制御器１４０から出力され
る制御信号ｃに加算されることにより外乱トルクτ_dの
影響を打ち消し、モータ１００の回転速度変動を抑圧す
る。

【００３６】次に本発明の第２の実施例における外乱抑
圧効果について、数式を用いて説明する。外乱推定信号
ｄ₂は、（図２）（ｂ）に示した外乱推定器の制御ブロ
ック線図より、周期誤差信号ΔＴ_FGと駆動信号Ｄを用い
て次のように表される。

【００３７】ｄ₂＝{ω_o/(ｓ+ω_o)} ・{Ｄ−(Ｊ/Ｋ_t)・(１/Ｋ_amp)・(２π/Ｚ)・(１/Ｔ_r ²)ｓΔＴ_FG}・・・（９）また、周期誤差信号ΔＴ_FGは周期信号Ｔ_FGと周期指令値
Ｔ_r（一定値）を用いて ΔＴ_FG＝Ｔ_r−Ｔ_FG ・・・（１０）と表され、（１０）式の両辺を時間微分すると、ｄΔＴ_FG/ｄｔ＝−ｄＴ_FG/ｄｔ・・・（１１）となる。一方、周期信号Ｔ_FGは周期指令値Ｔ_rの近傍で
変化していることから、前述のように回転角速度ωの時
間微分値と周期信号Ｔ_FGの時間微分値との間には（４）
式で表される関係式が成立する。したがって、（４）
式、（１１）式より、ｄω/ｄｔ＝(２π/Ｚ)・(１/Ｔ_r ²)ｄΔＴ_FG/ｄｔ・・・（１２）で表される関係が得られる。（９）式中のｓΔＴ_FGの項
は周期誤差信号ΔＴ_FGの時間微分を表すことから、
（９）式は（１２）式を用いて次のように変形すること
ができる。

【００３８】ｄ₂＝{ω_o/(ｓ＋ω_o)}・{Ｄ−(Ｊ/Ｋ_t)・(１/Ｋ_amp)・ｓω} ・・・（１３）（１３）式によれば、外乱推定信号ｄ₂は（５）式で表
される外乱推定信号ｄ₁と全く同じものとなっている。
したがって、（図２）に示した本発明の第２の実施例で
は、外乱推定信号ｄ₂と外乱トルクτ_dとの間には（７）
式と同様の関係が成り立ち、外乱推定信号ｄ₂を用いて
制御信号ｃを補正することにより本発明の第１の実施例
と全く同じ外乱抑圧効果、すなわち、（８）式で表され
る外乱抑圧効果が得られる。

【００３９】次に、本発明の第２の実施例による制御装
置をソフトウェアサーボで構成した本発明の第３の実施
例について説明する。本発明の第３の実施例による制御
装置の全体の構成は（図２（ａ））に示した第２の実施
例と同じである。（図２（ａ））において、周期検出器
１２０、比較器１３０、制御器１４０、補正器１０およ
び外乱推定器２はメモリに格納されたソフトウェア・プ
ログラムに従って動作する演算処理ユニットにより実現
される。外乱推定器２を除いた基本的な速度制御系につ
いては、既にソフトウェア・プログラムを用いたソフト
ウェアサーボが広く用いられているので、ここではその
詳細な説明は省略する。（図２（ｂ））に示した外乱推
定器２の構成については、ソフトウェアプログラムによ
り動作させるために離散系の伝達関数を用いて構成する
必要がある。

【００４０】（図３）は離散系の伝達関数を用いて構成
した本発明の第３の実施例による外乱推定器の構成を示
す制御ブロック線図である。（図３）において、４１は
所定の定数α₁を掛ける第２の乗算器、４５は所定の定
数α₂を掛ける第３の乗算器、４３、４６は１サンプリ
ング時間の遅延を表す遅延器、４２、４４は第３、第４
の加算器である。（図２（ｂ））と異なるのは、駆動信
号Ｄを入力する際に１サンプリング時間の遅延を含めて
いる点と、連続系の伝達関数Ｑ（ｓ）＝ω_o／（ｓ＋
ω_o）で表される高域遮断フィルタ１４の特性を、ｓ＝(２/Ｔ_s)・(１−ｚ^-1)/(１＋ｚ^-1) ・・・（１４）で表される双一次変換により離散系の伝達関数Ｑ
₁（ｚ）、すなわち、Ｑ₁(ｚ)＝α₂(１＋ｚ^-1)/(１−α₁ｚ^-1) ・・・（１５）に変換して構成している点である。ここで、 α₁＝(２−ω_oＴ_s)/(２＋ω_oＴ_s) ・・・（２１） α₂＝ω_oＴ_s/(２＋ω_oＴ_s) ・・・（２２）であり、Ｔ_sはサンプリング時間、ｚ^-1は１サンプリン
グ時間の遅延を表す演算子である。なお、（図３）で
は、高域遮断フィルタ１４の動作に対応する部分を破線
で囲んで示している。

【００４１】（図４（ａ））は本発明の第３の実施例に
よる制御装置をソフトウェアサーボで構成した場合の処
理の一例を説明するフローチャートであり、同図（ｂ）
は（図３）に示した外乱推定器２の処理を詳細に説明す
るフローチャートである。前述のように、ソフトウェア
サーボでは、周期検出器１２０、比較器１３０、制御器
１４０、外乱推定器２、補正器１０の動作はソフトウェ
ア・プログラムで実行される。以下、図面を参照しなが
ら処理の流れを説明する。

【００４２】まず、処理５０において、ＦＧ信号のエッ
ジが入力されたかどうかの判断を行う。エッジが入力さ
れていない場合は入力されるまで待ち、エッジが入力さ
れた場合は処理５１において所定の演算によりＦＧ信号
の周期を検出して周期信号Ｔ _FG（ディジタル値）を出力
する（周期検出器１２０の動作に対応）。処理５２にお
いては、周期信号Ｔ_FGを周期指令値Ｔ_r（ディジタル
値）から減じることにより周期誤差信号ΔＴ_FG（ディジ
タル値）を算出する（比較器１３０の動作に対応）。処
理５３においては、周期誤差信号ΔＴ_FGおよびあらかじ
めメモリに格納されたディジタル値Ｍ₁を入力として後
述の処理に従い、外乱推定信号ｄ₂（ディジタル値）を
計算する（外乱推定器２の動作に対応）。処理５４にお
いては、周期誤差信号ΔＴ_FGを比例あるいは積分補償し
た制御信号ｃ（ディジタル値）を算出する（制御器１４
０の動作に対応）。処理５５においては、処理５４で算
出された制御信号ｃに処理５３で算出された外乱推定信
号ｄ₂を加算することにより駆動信号Ｄ（ディジタル
値）を算出する（補正器１０の動作に対応）。処理５６
においては、次回のＦＧ信号のエッジが入力した時点で
の処理５３に用いるために、処理５５で算出された駆動
信号Ｄをメモリに格納し、ディジタル値Ｍ₁を更新する
（遅延器４６の動作に対応）。最後に、処理５７におい
て、処理５６で算出された駆動信号ＤをＤ／Ａ変換器に
出力し、処理５０に戻る。以上が、ソフトウェアの処理
であり、ＦＧのエッジが入力される毎に処理５１から処
理５７を繰り返すように動作する。一方、Ｄ／Ａ変換器
においては処理５５で算出された駆動信号Ｄに応じた電
圧を駆動器１５０に印加し、駆動器１５０は印加された
電圧に応じた駆動電流をモータ１００に供給することに
より、モータ１００が回転駆動される。以上が、全体の
処理の流れである。

【００４３】次に、外乱推定器２の動作に対応する処理
５３について詳細に説明する。（図４（ｂ））に示すよ
うに、処理５３は処理５３０から処理５３７に分けるこ
とができる。まず、処理５３０において、周期誤差信号
ΔＴ_FGに所定に定数Ｋ₁を掛けてディジタル値ａを算出
する（第１の乗算器１１の動作に対応）。処理５３１に
おいて、前述のディジタル値Ｍ₁と処理５３０において
算出されたディジタル値ａとを加算してディジタル値ｂ
を算出する（第１の加算器１２の動作に対応）。処理５
３２においては、あらかじめメモリに格納されているデ
ィジタル値Ｍ₂に所定の定数α₁を掛けてディジタル値ｐ
を算出する（第２の乗算器４１の動作に対応）。処理５
３３においては、処理５３１で算出されたディジタル値
ｂと処理５３２で算出されたディジタル値ｐを加算して
ディジタル値ｑを算出する（第３の加算器４２の動作に
対応）。次に、処理５３４において、処理５３３で算出
されたディジタル値ｑと前述のディジタル値Ｍ₂を加算
してディジタル値ｘを算出する（第４の加算器４４の動
作に対応）。処理５３５においては、処理５３３におい
て算出されたディジタル値ｑをメモリに格納し、ディジ
タル値Ｍ₂を更新する（遅延器４３の動作に対応）。処
理５３６においては、処理５３４において算出されたデ
ィジタル値ｘに所定の定数α₂を掛けてディジタル値ｙ
を算出する（第３の乗算器４５の動作に対応）。最後
に、処理５３７において、処理５３６において算出され
たディジタル値ｙから処理５３０において算出されたデ
ィジタル値ａを減算して外乱推定信号ｄ₂を出力する
（第２の加算器１３の動作に対応）。

【００４４】以上がソフトウェアサーボで構成した場合
の処理であり、これらの処理を実現するようにソフトウ
ェアプログラムを作成して制御装置を動作させれば、連
続系の伝達関数を用いて説明した外乱抑圧効果と同等の
効果を得ることができる。

【００４５】次に、本発明の第３の実施例による制御装
置において演算時間遅れが短くなるように処理アルゴリ
ズムを改良した本発明の第４の実施例について説明す
る。（図５（ａ））は本発明の第４の実施例による制御
装置をソフトウェアサーボで構成した場合の処理を説明
するフローチャートであり、同図（ｂ）および（ｃ）は
外乱推定器２の処理を詳細に説明するフローチャートで
ある。なお、制御装置の構成は本発明の第３の実施例と
同じであるので説明を省略し、以下、処理の流れについ
て説明する。

【００４６】（図５（ａ））において、（図４（ａ））
に示した本発明の第３の実施例による処理と異なるの
は、外乱推定器２の処理に対応する処理５８および処理
５９である。その他の処理については既に説明している
ので説明を省略する。

【００４７】処理５８においては、処理５２において算
出された周期誤差信号ΔＴ_FGと前回のＦＧ信号のエッジ
が入力した時点での処理の処理５６においてあらかじめ
メモリに格納されているディジタル値Ｍ₁とを入力とし
て、外乱推定信号ｄ₂を算出する。処理５９において
は、外乱推定器２の処理の内、処理５８において未処理
の部分の処理を行う。以下、処理５８および処理５９に
ついて詳細に説明する。

【００４８】処理５８は、（図５（ｂ））に示すように
６つの処理で構成される。個々の処理は（図４（ｂ））
において説明した処理と同じであり、同じ記号を付して
いる。異なるのは処理の順序を変更している点である。
まず、処理５３０において周期誤差信号ΔＴ_FGに所定の
定数Ｋ₁を掛けてディジタル値ａを算出する（第１の乗
算器１１の動作に対応）。処理５３１において、前述の
ディジタル値Ｍ₁と処理５３０において算出されたディ
ジタル値ａとを加算してディジタル値ｂを算出する（第
１の加算器１２の動作に対応）。処理５３３において
は、処理５３１で算出されたディジタル値ｂと前回のＦ
Ｇ信号のエッジが入力した時点での処理の処理５３２で
算出されたディジタル値ｐを加算してディジタル値ｑを
算出する（第３の加算器４２の動作に対応）。次に、処
理５３４において、処理５３３で算出されたディジタル
値ｑと前回のＦＧ信号のエッジが入力した時点での処理
の処理５３５においてあらかじめメモリの格納されてい
るディジタル値Ｍ₂を加算してディジタル値ｘを算出す
る（第４の加算器４４の動作に対応）。処理５３６にお
いて、処理５３４において算出されたディジタル値ｘに
所定の定数α₂を掛けてディジタル値ｙを算出する（第
３の乗算器４５の動作に対応）。最後に、処理５３７に
おいて、処理５３６において算出されたディジタル値ｙ
から処理５３０において算出されたディジタル値ａを減
算して外乱推定信号ｄ₂を出力する（第２の加算器１３
の動作に対応）。

【００４９】処理５９は、（図５（ｃ））に示すように
処理５３５および処理５３２の処理で構成される。個々
の処理は（図４（ｂ））において説明した処理と同じで
あり、同じ記号を付している。まず、処理５３５におい
て、処理５３３で算出されたディジタル値ｑをメモリに
格納し、ディジタル値Ｍ₂を更新する（遅延器４３の動
作に対応）。このディジタル値Ｍ₂は次回のＦＧ信号の
エッジが入力した時点の処理の処理５３４において用い
られる。次に、処理５３２においては、処理５３５にお
いて値を更新したディジタル値Ｍ₂に所定の定数α₁を掛
けてディジタル値ｐを算出する（第２の乗算器４１の動
作に対応）。

【００５０】以上が、本発明の第４の実施例による処理
の流れである。次に、本発明の第４の実施例による効果
について説明する。

【００５１】ソフトウェアサーボにおいては、処理によ
る演算時間遅れは制御性能の劣化につながるため、でき
るだけ演算時間遅れを短くする必要がある。処理速度の
高速なマイクロコンピュータを用いる場合には、特に問
題とならないが、コスト的な面で処理速度の速くないも
の用いる場合には問題となる。ここで、演算時間遅れと
呼んでいるものは、ＦＧ信号のエッジが入力して処理を
開始してから駆動信号ＤをＤ／Ａ変換器に出力するまで
の時間である。演算時間遅れを短くするためには、駆動
信号Ｄを算出するために直接必要でない処理を後回しに
し、まず駆動信号Ｄの算出を優先して行い、これをＤ／
Ａ変換器に出力した後で、後回しにした処理を行うよう
にすれば、演算時間遅れを短縮することができる。マイ
クロコンピュータの処理においては、加減算に必要な処
理時間はほとんど問題とならないが、乗算に必要な時間
は無視できない。したがって、駆動信号Ｄを算出し、Ｄ
／Ａ変換器に出力するまでの処理に必要な乗算の回数を
できるだけ削減することが重要となる。本発明の第４の
実施例による処理は、このような点を考慮したものであ
る。（図４）に示した本発明の第３の実施例による外乱
推定器の処理においては３回の乗算処理が必要であり、
これは処理５３０、処理５３２および処理５３６で行わ
れる。このうち処理５３２における乗算はＤ／Ａ変換器
に駆動信号Ｄを出力した後で実行することが可能であ
り、本発明の第４の実施例では、このように処理の順序
を変更することにより演算時間遅れを短縮している。こ
れにより、制御性能の劣化を抑えることが可能となる。
また、本発明の第４の実施例による制御装置は、本発明
の第３の実施例によるものと全く同じ動作をするので、
前述の優れた外乱抑圧効果が得られることは言うまでも
ない。

【００５２】次に、本発明による制御装置をソフトウェ
アサーボで構成した本発明の第５の実施例について説明
する。（図６）は、本発明の第５の実施例による外乱推
定器の構成を示す制御ブロック線図である。制御装置全
体の構成は（図２（ａ））に示した構成と同じである。
また、（図７（ａ））は本発明の第５の実施例による制
御装置におけるソフトウェアの処理の一例を説明するフ
ローチャートであり、同図（ｂ）および（ｃ）は外乱推
定器の処理を詳細に説明するフローチャートである。以
下、図面を参照しながら説明する。

【００５３】（図６）において、６１は所定の定数β₁
を掛ける第２の乗算器、６４は所定の定数β₂を掛ける
第３の乗算器、６３は１サンプリング時間の遅延を表す
遅延器、６２は第３の加算器である。その他の制御ブロ
ックは既に説明したものと同じであるので、同じ記号を
付し説明を省略する。本発明の第３あるいは第４の実施
例と異なるのは、高域遮断フィルタ１４の離散系での構
成方法にある。本発明の第５の実施例では、連続系の伝
達関数Ｑ（ｓ）＝ω_o／（ｓ＋ω_o）で表される高域遮断
フィルタ１４の特性をｓ＝(１/Ｔ_s)・(１−ｚ^-1)/ｚ^-1 ・・・（２３）で表される前進差分変換により離散系の伝達関数Ｑ
₂（ｚ）、すなわち、Ｑ₂(ｚ)＝β₂・ｚ^-1/(１−β₁ｚ^-1) ・・・（２４）に変換して構成している。ここで、 β₁＝１−ω_oＴ_s ・・・（２５） β₂＝ω_oＴ_s ・・・（２６）である。なお、（図６）では、高域遮断フィルタ１４の
動作に対応する部分を破線で囲んで示している。

【００５４】次に、（図７）に示したフローチャートに
従って、処理の流れを説明する。（図７（ａ））におい
て、（図５（ａ））に示した本発明の第４の実施例によ
る処理と異なるのは、外乱推定器２の処理に対応する処
理７０および処理７１である。その他の処理については
既に説明しているので説明を省略する。

【００５５】処理７０においては、処理５２において算
出された周期誤差信号ΔＴ_FGと前回のＦＧ信号のエッジ
が入力した時点での処理の処理７１２（後述）において
算出されたディジタル値ｗとを入力として、外乱推定信
号ｄ₂を算出する。処理７１においては、外乱推定器２
の処理の内、処理７０において未処理の部分の処理を行
う。以下、処理７０および処理７１について詳細に説明
する。

【００５６】処理７０は、（図７（ｂ））に示すように
処理７００および処理７０１の２つの処理で構成され
る。まず、処理７００において周期誤差信号ΔＴ_FGに所
定の定数Ｋ₁を掛けてディジタル値ａを算出する（第１
の乗算器１１の動作に対応）。次に、処理７０１におい
て、前回のＦＧ信号のエッジが入力した時点での処理の
処理７１２（後述）において算出したディジタル値ｗか
ら処理５３０において算出されたディジタル値ａを減算
して外乱推定信号ｄ₂を算出する（第２の加算器１３の
動作に対応）。

【００５７】処理７１は、（図７（ｃ））に示すように
処理７１０から処理７１３の４つの処理で構成される。
まず、処理７１０において、処理７００において算出さ
れたディジタル値ａと前回のＦＧ信号のエッジが入力し
た時点での処理の処理５６においてあらかじめメモリに
格納されているディジタル値Ｍ₁とを加算してディジタ
ル値ｂを算出する（第１の加算器１２の動作に対応）。
処理７１１においては、前回のＦＧ信号のエッジが入力
した時点での処理の処理７１３（後述）においてあらか
じめメモリに格納されているディジタル値Ｍ₃に所定の
定数β₁を掛けてディジタル値ｖを算出する（第２の乗
算器６１の動作に対応）。処理７１２においては、前述
のディジタル値Ｍ₃に所定の定数β₂を掛けてディジタル
値ｗを算出する（第３の乗算器６４の動作に対応）。こ
のディジタル値ｗは次回のＦＧ信号のエッジが入力した
時点での処理７０１において用いられる。処理７１３に
おいては、処理７１０で算出されたディジタル値ｂと処
理７１１で算出されたディジタル値ｖとを加算し結果を
メモリに格納してディジタル値Ｍ₃を更新する（遅延器
６３の動作に対応）。このディジタル値Ｍ₃は次回のＦ
Ｇ信号のエッジが入力した時点での処理７１１および処
理７１２において用いられる。

【００５８】以上が、本発明の第５の実施例による処理
の流れである。本発明の第５の実施例においては、ＦＧ
信号のエッジが入力されてからＤ／Ａ変換器に駆動信号
Ｄを出力するまでに必要な外乱推定器の処理を大幅に削
減している。すなわち、本発明の第３の実施例では、Ｄ
／Ａ変換器に駆動信号Ｄを出力するまでに２回の乗算が
必要であったが、本実施例では、これを１回に削減し、
加減算の処理も削減している。

【００５９】このように本発明の第５の実施例によれ
ば、外乱推定器の処理により生じる演算時間遅れを大幅
に短縮できる。これにより、処理速度の高速でないマイ
クロコンピュータを用いてソフトウェアサーボを構成し
ている場合にも、容易に外乱推定器の動作を追加するこ
とができる。また、外乱抑圧効果についても、他の実施
例と同様の優れた効果を得ることができる。

【００６０】なお、前述の各実施例では、速度制御系の
みを図示して説明したが、これに位相制御系を追加する
ことは従来の技術を用いて簡単に実現でき、この場合に
も同様の外乱抑圧効果を得ることができる。また、本発
明の第１、第２の実施例では、外乱推定器に入力される
信号として補正器の出力信号が入力されているが、モー
タの駆動電流を利用しても同様の外乱抑圧効果を得るこ
とができる。また、本発明の第３、第４、第５の実施例
において外乱推定器２の入力として、比較器１３０から
出力される周期誤差信号ΔＴ_FGを用いた場合について説
明したが、これを周期検出器１２０から出力される周期
信号Ｔ_FGとしても、全く同様の外乱抑圧効果が得られ
る。また、周期検出器はＦＧ信号の周期を検出した周期
信号を出力するものとして説明を行ったが、周期信号は
ＦＧ信号の周期に実質的に対応した信号を用いれば良
く、マイクロコンピュータに内蔵されたカウンタで計測
して得られた周期のカウンタ換算値を用いても良い。そ
の他、本発明の主旨を変えずして種々の変更が可能であ
る。

【００６１】

【発明の効果】以上のように本発明のモータ制御装置
は、ＦＧ信号の周期を検出した周期信号あるいは周期誤
差信号を用いて外乱トルクを推定するように構成してい
るので、ＶＴＲ等に用いられているＦＧ信号の周期を帰
還してモータの回転速度を一定に制御する従来のモータ
制御装置に、ハードウェアを大幅に変更することなく容
易に応用することができ、しかも優れた外乱抑圧効果を
得ることができる。さらに、制御装置がマイクロコンピ
ュータを用いたソフトウェアサーボで構成されている場
合には、簡単なプログラムを追加するだけで外乱推定器
の動作が実現可能である。したがって、本発明の制御装
置によれば、制御特性の優れた、しかも、安価かつ小型
な制御機器を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例によるモータ制御装置の
構成を示すブロック図

【図２】本発明の第２の実施例によるモータ制御装置の
構成を示すブロック図

【図３】本発明の第３の実施例による外乱推定器の構成
を示す制御ブロック線図

【図４】本発明の第３の実施例における処理を説明する
フローチャート

【図５】本発明の第４の実施例における処理を説明する
フローチャート

【図６】本発明の第５の実施例による外乱推定器の構成
を示す制御ブロック線図

【図７】本発明の第５の実施例における処理を説明する
フローチャート

【図８】従来のＶＴＲにおけるモータ制御装置の構成を
示すブロック図

【図９】従来の外乱トルクを推定・補償したモータ制御
装置の構成を示す制御ブロック線図

【図１０】速度検出器の構成の一例を示すブロック図

【符号の説明】

１外乱推定器１０補正器１１第１の乗算器１２第１の加算器１３第２の加算器１４高域遮断フィルタ１００モータ１１０周波数発電機１２０周期検出器１３０比較器１４０制御器１５０駆動器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開平４−299085（ＪＰ，Ａ) 特開平４−112690（ＪＰ，Ａ) 特開平４−54888（ＪＰ，Ａ) 特開平２−241382（ＪＰ，Ａ) 特開平３−22888（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02P 5/00

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】モータの回転速度に比例した周波数信号
を発生する周波数発電機と、前記周波数信号の周期を検出し周期信号を出力する周期
検出手段と、前記周期信号と周期指令値との差に応じた周期誤差信号
を出力する比較手段と、前記周期誤差信号に応じた制御信号を出力する制御手段
と、モータに印加される外乱トルクを推定した外乱推定信号
を出力する外乱推定手段と、前記制御信号を前記外乱推定信号により補正して駆動信
号を出力する補正手段と、前記駆動信号に応じた電力をモータに供給する駆動手段
とを有するモータ制御装置であって、前記外乱推定手段は、前記周期信号に所定の係数を乗じる第１の乗算手段と、前記第１の乗算手段の出力と前記駆動信号を加算または
減算する第１の加算手段と、前記第１の加算手段に接続され高域遮断特性を有するフ
ィルタ手段と、前記フィルタ手段の出力と前記第１の乗算手段の出力と
を加算または減算し前記外乱推定信号を出力する第２の
加算手段とを有することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】外乱推定手段は、処理内容に従ったプロ
グラム・データを保存するメモリ手段と、前記プログラ
ム・データに従って処理を実行する演算処理ユニットよ
り構成され、周期検出手段が周期信号を更新する毎に処
理を実行するようにしたことを特徴とする請求項１記載
のモータ制御装置。
【請求項３】フィルタ手段は、伝達関数α ₂ （１＋ｚ
^-1 ）／（１−α ₁ ｚ ^-1 ）（ｚ ^-1 は１サンプリング時間の
遅延演算子、α ₁ およびα ₂ は遮断周波数を決定する定
数）にもとづいて構成され、前記フィルタ手段の処理の
一部を、外乱推定手段が外乱推定信号を出力した後で実
行するようにしたことを特徴とする請求項１記載のモー
タ制御装置。
【請求項４】フィルタ手段は、第１の加算手段の出力
とフィルタ内部信号を加算する第３の加算手段と、前記
第３の加算手段に接続され１サンプリング時間の遅延を
行う遅延手段と、前記遅延手段の出力に所定の係数を掛
けて前記フィルタ内部信号を出力する第２の乗算手段
と、前記第３の加算手段の出力と前記遅延手段の出力を
加算する第４の加算手段と、前記第４の加算手段の出力
に所定の係数を掛けて第２の加算手段の入力とする第３
の乗算手段より構成され、前記遅延手段の処理および前
記第２の乗算手段の処理を、外乱推定手段が外乱推定信
号を出力した後で行うようにしたことを特徴とする請求
項３記載のモータ制御装置。
【請求項５】フィルタ手段は、伝達関数β ₂ ｚ ^-1 ／
（１−β ₁ ｚ ^-1 ）（ｚ ^-1 は１サンプリング時間の遅延演
算子、β ₁ およびβ ₂ は遮断周波数を決定する定数）にも
とづいて構成され、前記フィルタ手段の処理を、外乱推
定手段が外乱推定信号を出力した後で実行するようにし
たことを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
【請求項６】フィルタ手段は、第１の加算手段の出力
とフィルタ内部信号を加算する第３の加算手段と、前記
第３の加算手段に接続され１サンプリング時間の遅延を
行う遅延手段と、前記遅延手段の出力に所定の係数を掛
けて前記フィルタ内部信号を出力する第２の乗算手段
と、前記遅延手段の出力に所定の係数を掛けて第２の加
算手段の入力とする第３の乗算手段より構成され、外乱
推定手段は、まず、第１の乗算手段と第２の加算手段の
処理を実行して外乱推定信号を出力し、補正手段が補正
を行った後で、第１の加算手段とフィルタ手段の処理を
実行するようにしたことを特徴とする請求項５記載のモ
ータ制御装置。
【請求項７】外乱推定手段は、周期信号の代わりに周
期誤差信号を用いることを特徴とする請求項１から請求
項６のいずれかに記載のモータ制御装置。