JP2886532B2 - 高精度で駆動エネルギ消費の少ない適応制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、特に人工衛星の姿勢制御に使用される、
駆動エネルギ消費の少ない制御系の精度と安定性の改良
に関する。各制御回路に特徴のある構成要素、即ち（第
１図を参照して）制御すべき系、制御区間16の目標位置
からの偏差を検出するのに適した測定ユニット12,その
目標位置の制御器回路網13（またはその機能に相当する
プログラム可能なデジタル電子回路中の制御アルゴリズ
ム）および制御に必要な力またはトルクを発生させる駆
動ユニット15の外に、ここで考察するタイプの駆動エネ
ルギ消費の少ない制御回路は更に不感帯ユニット14を有
し、この不感帯ユニットが通常の制御器回路網13と駆動
ユニット15の間に配設されている。 不感帯ユニットはその伝達特性に関して入力値が所定
のしきい値以下の時に出力信号を出力しないが、しきい
値を越える入力信号の成分をその周波数と位相に関して
不変にして、振幅に対して一定のしきい値だけ減少させ
て出力するものと定義される。 ここに述べるタイプの不感帯ユニットの外に、スイッ
チング機能を実現するために使用される著しく非線形の
一連の制御回路要素、例えばヒステリシス回路、リレー
回路あるいは３点回路もある。これ等の回路も所定の応
答しきい値を有するが、この応答しきい値は主として一
義的なスイッチング状態を保証するために使用される。
それ故、人為的な不感帯を制御回路に導入すると、駆動
エネルギ消費に関して望ましい作用を与える。何故な
ら、制御の偏差が不感帯ユニットの応答しきい値以下で
ある限り、駆動ユニットが動作しないからである。外乱
あるいは動的な過程により制御回路中に不感帯ユニット
の応答しきい値以上になる偏差が生じた時、初めて力や
トルクがこの偏差を応答しきい値以下になるまで減少さ
せる向きに抑制する。取り分け、制御区間に作用する外
乱が短い時間間隔や微弱な動作状態の間、この系は不感
帯の領域内にかなり長く滞在し、駆動エネルギを消費し
ない。 この原理的な状況から、応答しきい値の絶対値が制御
系で達成できる精度の目安を直接表し、しかも駆動エネ
ルギの節約と精度の要請が互いに矛盾することも直ちに
明らかになる。不感帯の範囲を狭めると、精度は高くな
るが、駆動介入の回数が増えてエネルギ消費も増加す
る。他方、不感帯を全く導入しなければ、駆動ユニット
は系や測定値の避け難い雑音により望ましくない状態で
動作し、精度の向上は制御回路の動作を無秩序に益々増
大させるので制限されてしまう。更に、制御系の乱れの
レベル、つまり信号雑音と系の動特性は外乱以外に環境
条件や動作条件、例えば温度変動、パラメータの許容公
差、経年変化過程等に大きく依存し、通常の制御回路の
系の特性に著しい変動幅と不安定を与える結果となり、
変化する動作条件を最適に合わせたり、不感帯の設定を
不可能にしている。即ち、公称条件に対する特に周波数
の高い外乱信号レベルを計算に入れて不感帯を一度一定
値に設定すると「有効不感帯」、つまり乱れの振幅とし
きい値の間にある実際に作用する不感帯の範囲が乱れの
雑音レベルに逆比例して変わるため、精度と駆動エネル
ギ消費に関する制御回路の特性が変わる。他方、いずれ
の場合でも、制御回路中で無視できない大きさの人為的
な不感帯の有効部分は一定の動作条件下で限界周波振動
となる著しい非線形で、特に不連続な伝達部分となる。
線形の系では、つまりその構成要素（制御区間、センサ
および駆動ユニット）を充分良い近似で線形あるいは線
形化された伝達部により表せる制御回路では、人為的な
不感帯を導入することを綿密に避けている。このような
場合、測定値の雑音の影響が通常線形低域濾波器により
可能な限り抑制されるが、この低域濾波器は避け難い位
相損失を持ち込むので、系の安定性に対して不利な作用
をする。 限界周期振動は一般に制御区間が振動性の構造体、特
に弾性的な構造部分を有する制御回路中に現れると、特
に問題となると見なされる。これは、重量を節約した軽
い構造様式や空間的に大きな寸法のため、特に航空機や
宇宙船の場合である。 そのような構造振動が非常に弱い固有な減衰をするた
め、この種の弾性的な乗物の制御系は周波数が構造体の
共振周波数に一致する限界周期振動となり、危険な振動
の励起と構造体に対して許されない機械的な高負荷とな
り、結局乗物が分解する。 更に、安定化に必要なトルクを発生させるため、不連
続動作する駆動ユニット、例えばステップモータあるい
はパルス駆動する反応ノズルがしばしば使用される。こ
の駆動ユニットの系への急激な介入が広い周波数スペク
トルにわたり共振の励起を助長する。それ故、この種の
乗物に対する姿勢制御系では所謂モード制御器が提唱さ
れている。即ち、各固有振動に対して同時に振動を減衰
させる今まで使用されていた通常の制御器回路網または
アルゴリズムを２次の観測体と付属する状態制御器だけ
拡張している。この考慮すべき構造体の振動モードの数
と共に増大する複雑さや、制御器の実現に要する費用を
無視すると、そのような構想は実用上モードパラメータ
の不確定や変動幅のため観測体の避け難い誤調整により
役に立たなくなる。 他の場合では、構造体の共振励起を阻止するため、駆
動介入の繰り返し周波数が構造体の共振周波数に一致し
ないように、反応ノズルをパルス駆動させるために使用
するパルス幅パルス周波数変調器のヒシテリシス部のヒ
ステリシス幅を適当に可変する。この方法では、変調回
路の極度に非線形な素子に、つまりそのヒステリシス部
に介入して制御技術者にとって見通しが悪く、経費のか
かる非線形解析法でしか近似的に求めることができない
方法で振幅と位相の状況を可変している。 この発明の課題は、その時々に直接支配している動作
条件と環境条件およびそれ等に関連するパラメータや信
号状態の変動に無関係に、何時も制御の良さ、つまり高
い精度と低い駆動エネルギ消費を保証し、同時に安定状
態の悪化や振動特性を有する制御区間の共振励起を甘受
することなく、できる限り簡単な方法で改良された制御
装置を提供することにある。 上記の課題は、この発明により、測定ユニット、制御
器、不感帯ユニット、および力やトルクを発生する駆動
ユニットを備え、衛星の姿勢制御で使用する、高精度で
駆動エネルギ消費の少ない制御装置にあって、不感帯ユ
ニット14の応答しきい値（d₁.d₂）の両方の値がそれぞ
れ固定された所定の下限値（d₀）と上限値（d₀＋Ｌ）の
間で調整でき、調整分岐路中で制御器の出力信号および
／または制御偏差から一つまたはそれ以上の選択された
周波数範囲内の全信号成分に対して平均して得られる調
整信号に応じて前記両方の応答しきい値の調整が行い、
調整信号（Δd,0≦Δｄ≦Ｌ）を応答しきい値の下限（d
₀）に加算することにより解決されている。 更に、上記の課題は、この発明により、測定ユニッ
ト、制御器、不感帯ユニット、および力やトルクを発生
する駆動ユニットを備え、衛星の姿勢制御で使用する、
高精度で駆動エネルギ消費の少ない制御装置にあって、
不感帯ユニット14の応答しきい値（d₁.d₂）の間での特
性曲線の傾斜（ｚ）が所定の下限値（z₁）と所定の上限
値（z₂）の間で調整でき、調整分岐路中で制御器の出力
信号および／または制御偏差から一つまたはそれ以上の
選択された周波数範囲内にある全ての信号成分にわたる
平均値形成により得られる調整信号に応じて特性曲線の
傾斜の調整が行われることにより解決されている。 特に、上に述べた応答しきい値の調整は自動、手動、
連続的あるいは離散的に行うことができる。この発明
は、線形制御にも、また極度に非線形な制御にも有利に
採用でき、しかも一定しない環境条件やパラメータに変
動があっても、最適な動作条件の保持を保証する。 この発明の主要な特徴を従来の技術（第１〜３図）か
ら始めて、実施例（第４〜９図）に基づきより詳しく説
明する。ここに示すのは、 第１図、通常の構造様式の高精度で低駆動エネルギ消
費の制御装置のブロック回路図、 第２図、周知の構造様式の不感帯ユニットの入出力特
性、 第３図、周知の構造様式の不感帯ユニットに対する機
能回路図、 第４図、この発明による調整可能な不感帯ユニットの
実施例、 第５図、この発明による応答しきい値の間で調整可能
な特性曲線の立ち上がりを有する不感帯ユニットの入出
力特性、 第６図、この発明による制御装置を有する制御回路の
ブロック回路図、 第７図、この発明の他の実施例による制御回路のブロ
ック回路図、 第８図、この発明による調整分岐路の実施例の機能回
路図、 第９図、この発明による調整分岐路の他の実施例の機
能回路図、 第10図、通常のPWPF変調器のブロック回路図、 第11図、適応PWPF変調器の機能回路図、および、 第12図、調整分岐路の他の実施例、 である。 第１図の駆動エネルギ消費の少ない従来の制御回路の
基本構造およびその動作は、既に冒頭で説明した。不感
帯ユニットの伝達特性を第２図に示す。この特性は数学
的な機能の定義は、 となる。 プログラム可能なデジタル制御電子回路内のアルゴリ
ズムとして不感帯を実現する場合、この数学的な関数の
定義が直接計算規則を与える。 第３図は、演算増幅器201,202,還元ポテンシオメータ
203,204およびダイオード205,206を用いて固定された応
答しきい値（d₁,d₂）を有する通常の不感帯ユニットの
装置技術上可能な構成を示す。正の応答しきい値（d₂）
に対しては、ポテンシオメータ204の調整値が基準とな
る。このポテンシオメータ204は反転演算増幅器201の出
力端と固定された正の基準電圧（＋U_R）の間にあり、ポ
テンシオメータの端子が印加基準電圧に関して阻止方向
に接続されているダイオード206を介して直接、つまり
シリーズ抵抗なしに第一演算増幅器201の入力端Ｇに帰
還されている。二つの演算増幅器201,202は第３図に特
に示していないが、「１」を付けた反転入力端に同じ大
きさの抵抗が更に接続されている。つまり、単純な加算
増幅器として接続されている。 応答しきい値d₂以下の正の入力信号ｘに対してダイオ
ード206が阻止され、（負の）出力信号ｙは零に保持さ
れる。何故なら、第二演算増幅器202の入力端の大きさ
の等しい二つの信号（ｘ）が一方で直接接続により、ま
た他方で反転増幅器201を介して丁度相殺されるからで
ある。不感帯ユニットの入力値ｘがしきい値d₂に達する
と、第一演算増幅器201の出力端に反転値−d₂が出力
し、この電位が正続されているポテンシオメータ204の
端子で直接零を通過し、そこに接続されているダイオー
ド206が導通状態になるため、演算増幅器201の帰還抵抗
が短絡される。こうして、より大きい入力信号（ｘ−
d₂）に対しても第一演算増幅器201の出力信号は負のし
きい値−d₂に一定に維持され、後続する第二演算増幅器
202中で入力値で引算される。不感帯ユニットの負の入
力信号ｘに対しては、第二ポテンシオメータ203で設定
されるしきい値d₁とそれに続く第二ダイオード205を考
慮して同じ状況が生じる。 不感帯ユニットの応答しきい値d₁.d₂はこの発明によ
れば可変できる。これは、例えばサーボモータでしきい
値d₁.d₂に対して所定の関数変化に従う次の調整規則に
合わせて、第３図の帰還ポテンシオメータ203,204の値P
₃.P₄を可変して行われる。 第４図には数値的に等しい正と負のしきい値（d₁＝d₂
＝ｄ）の単純な場合に対して調整可能な応答しきい値を
実現するため、非常に簡単な原理回路図が示してある。
付属する基準電圧（U₀）を前提として最低しきい値
（d₀）に対するポテンシオメータの値（Ｐ）を設定する
と、簡単な数学変換が示すように（等式３），ポテンシ
オメータの値（Ｐ）が不変である場合、応答しきい値
（ｄ）は基準電圧の変化（ΔＵ）に比例する値（Δｄ）
だけずれる。即ち、 ここで、 ｄ＝d₀＋Δd, d₀＝PU₀/（１−Ｐ） Ｕ＝U₀＋ΔU, Δｄ＝ＰΔU/（１−Ｐ） 従ってしきい値（ｄ）の公称値（d₀）とその変化（Δ
ｄ）を、付加的な増幅器207,208により符号に注意し
て、簡単に信号電圧の変化として発生させ、与えること
ができる。当然、同じ原理により、必要な場合、基準電
圧の異なった変化（ΔU₁.ΔU₂）を印加して、正と負の
しきい値も別々に互いに異なった値に調整できる。 第６図と第７図はこの発明により改良された制御装置
の原理回路図を示す。この場合、第６図では第１図の制
御回路が調整分岐路だけ拡張されている。この調整分岐
路には制御器の出力信号が供給される。この調整分回路
の出力信号は分岐路側で不感帯ユニット中の応答しきい
値を例えば第４図の主海路により移動させるために使用
される。調整分岐路自体は周波数帯域濾波器301,平均値
形成器302,整形濾波器303,導入関数部304および、場合
によって、所定の固定応答しきい値を有する周知のタイ
プ（例えば第２図や第３図）の不感帯ユニット305で構
成されている。 周波数帯域濾波器301は主制御回路内の不感帯の調整
を行う周波数限界を決めるために使用される。そこで
は、高域濾波器、帯域濾波器、または低域濾波器も、そ
して、使用状況に応じて、これ等の濾波器の組み合わせ
も適当な直列回路ないしは並列回路にして主に使用され
る。周波数帯域濾波器は制御器13の伝達関数を全部また
は一部を有する。平均値形成器302に対して、周波数帯
域濾波器301の出力端の周波数混合から零とは異なる平
均値または直流成分を形成するのに適した全ての回路あ
るいは回路素子が考えられる。例えば、単波整流器、全
波整流器、先端値整流器、および入力信号の偶数冪成分
を形成する二乗回路等のような関数要素である。 第６図の調整分岐路の後続する整形濾波器303では、
平均値形成器の出力信号が平滑されるか、あるいは、望
ましくない、例えば周波数の高い信号成分が抑制され
る。これには一次および高次の低域濾波器または帯域阻
止器が特に適している。 調整分岐路の導入関数部304により、どんな関数関係
に従って主制御回路の不感帯ユニットの応答しきい値を
調整するかが決まる。もっとも簡単な場合では、出力信
号を制限する単純な線形増幅特性曲線である。その場
合、この制限は不感帯範囲の望ましくない大きな拡張や
それに結び付く制御の精度の損失が生じないことを保証
する。しかし、一般の場合では、その時の要請を正当に
評価するため、例えば、逆二次特性曲線に相当する平方
根関数、対数特性曲線ないしは対数関数等のような適当
な非線形信号の避け難い残留リップルを抑制するため、
および主制御回路の調整可能な不感帯ユニット14の一定
の下部しきい値を決めるため、導入関数に非可変応答し
きい値を有する不感帯ユニット305を後続させるとよ
い。この付加的な不感帯ユニットは各調整分岐路で周波
数帯域濾波器と平均値形成器の間、あるいは平均値形成
器と整形濾波器の間、あるいは整形濾波器と導入関数回
路の間の接続ができる。 第８図と第９図にはこの発明による調整分岐路の他の
実施例が示してある。上記の機能特性を説明するため、
個々の回路要素を伝達関数ないしは入出力特性曲線の形
にして示す。 第８図は最も簡単な構成の調整分岐路を示し、周波数
帯域濾波器として一次の高域濾波器301,平均値形成器と
して全波整流器302,整形濾波器として一次の低域濾波器
303,導入関数部として一般的な増幅率Ｋと振幅制限値Ｌ
を有する増幅器304および値の等しい正と負の応答しき
い値（±d₁）を有する原点対称な不感帯ユニット305で
構成されている。 第９図では調整分岐路が周波数帯域濾波器として二次
の高域濾波器301,平均値形成用の二乗演算器302,導入関
数回路として平方根回路304および出力信号制限値
（Ｌ）を有する後続不感帯ユニット305で構成されてい
る。 第８図と第９図の二つの実施例では、周波数帯域濾波
器である高域濾波器により低周波成分を抑制して、出力
信号ｒから線形平均値あるいは予測値（Ｅ｛ｒ｝＝）
に対するずれ（ｒ−）に相当する信号が形成される。
平均値形成器303中の後続する整流または二乗による非
線形演算で高周波信号成分の重畳する新しい直流成分ま
たは実効値が生じる。整形濾波器である低域濾波器によ
り高周波信号成分が抑制される。これは予測値（Ｅ｛|r
−｜｝,E｛（ｒ−）^２｝）を形成することに相当す
る。第８図によれば、主制御回路中の不感帯ユニット14
の応答しきい値は得られた信号に比例して（係数はＫ）
所定の最大値Ｌまで変わる。この最大値Ｌは許される不
感帯の拡張を上に制限する。他方、適応介入の下部しき
い値は一定値に設定された後続する不感帯ユニット305
によって設定される。 平方根関数器に相当する導入回路の形状により、統計
的な変動値を問題にする場合、「偏差」（σ_Ｒ）に合わ
せて、正弦波の信号成分の場合「実効値」により選択さ
れた周波数スペクトルの全ての信号に対して主制御回路
中の応答しきい値の調整が行われる。 整形濾波器中で望ましくない信号成分が相当大きく減
衰すれば、調整分岐路の固定された不感帯ユニット305
を多くの場合、省略できる。他の応用では、回路要素、
不感帯ユニット305と関数関数部304の順序を入れ換えた
り、あるいは第８図のように機能上同じただ一つの伝達
ユニット306にまとめると賢明である。 作用や伝達特性に付いて上に説明した調整分岐路の機
能要素、例えば濾波器、整流器、線形および非線形の入
出力特性曲線を装置技術的に構成することは、当業者に
とって困難ではない。アナログで与えられる濾波伝達関
数や伝達特性曲線を対応するデジタル回路または制御電
子回路であるプロセス電算機用のアルゴリズムに変換す
ることも当業者には容易である。伝達関数はそれを表す
線形微分方程式を数値積分法または推移行列で解いて簡
単に表現できる。論理関数、非線形特性曲線および二
乗、平方根等の代数演算操作を行うには、一般にデジタ
ル補助手段の方がアナログ手段よりも適している。多く
の場合、要求が多く、時間のかかる計算方式の代わり
に、例えば信号値ｒの積分を以下の規則に合わせて平均
値または予測値（Ｅ｛ｒ｝,E｛（ｒ−）^２｝を算出す
るため充分大きい数Ｎのサンプリング値による加算に置
き換えるような簡易近似を使用するので充分である。即
ち、線形平均値または予測値に対して、 二乗平均値または二乗予測値に対して、 ここで、r_i−ｒ（t_i）はサンプリング時点t_iの関数値ｒ
を表す。 他の場合では、例えば平方根を求めるため次の形の式
により逐次解法のような逐次近似法や巡回公式を用いる
とよい。即ち、 ここで、ａは関数の独立変数、x_nは先行する逐次段階で
の、またx_n+1は次の改善されたａ^1/2の関数値を意味す
る。初期値（ｎ＝０）としては関数の独立変数を使用
し、連続する二つの逐次段階の関数値（x_n+1−x_n）の変
化が所定の精度範囲以下になると、逐次近似を中断す
る。 この発明による制御装置は適応不感帯ユニットとその
応答しきい値を調整する調整分岐路を用いているが、従
来の装置に比べて著しい長所を有し、線形制御系にも、
極度に非線形な制御系にも同じように使用できる。調整
分岐路で処理される主制御回路の信号成分の解析、評価
および重み付けを選択された周波数範囲内で行い、不感
帯の範囲をその時の状況に合わせることにより、一般に
著しく改善、つまり少なくとも動作条件や環境条件が変
わっても、常に同じ制御特性の良さを得ることができ
る。 例えば、従来の実情に反して、線形制御系に適応不感
帯を導入し、この不感帯の調整可能な最低値を偏差σ，
つまり全ての動作条件の下で予想される系や測定値の最
も低い雑音の所謂１（または２）σ値より小さいか、あ
るいは等しく選択すると、周波数が高い外乱のより大き
な振幅が必ず回路中の不感帯ユニットの応答しきい値以
上となり、不感帯が効果的に現れない線形化の作用が生
じ、この作用が回路の直線性に実用上影響を与えず、ま
た望ましくない限界周波振動も生じないが、それにもか
かわらず、乱れのレベルを大幅に低減させる。その乱れ
はガウス分布を有する偶発的な乱れの場合、68〜95.5％
になり、系の動特性や駆動エネルギ消費に関して有利な
働きをする。動作条件により、例えば温度変動で乱れの
レベルが上昇すると、調整分岐路をそれに合わせて構成
した場合、不感帯が再調整されるので、制御回路の望ま
しい特性が保証される。 非線形制御系は、例えば駆動エネルギを節約したり、
あるいはパルス駆動する反応ノズルのような断続的に動
作する駆動ユニットを使用するため有効な不感帯ユニッ
トを備えているが、この発明による適応制御装置を使用
すると、精度、駆動エネルギ消費、限界周期振動および
振幅に関して望ましい状況に最適に合わせることができ
る。何故なら、乱れのレベルと応答しきい値の間にある
残っている不感帯の有効成分は測定値の雑音や制御回路
の動特性が変化しても、自動調整のため何時も維持され
ているからである。 この種の制御系では、断続的に動作するステップモー
タあるいは反応ノズルのような駆動ユニットに対して電
気制御パルスをしばしばパルス幅、パルス周波数（PWP
F）変調器あるいは所謂「疑似レート」（PR）変調器の
ような特殊な変調回路で発生させている。これ等の変調
器はヒステリシスのある３点回路を有する。この発明の
構想を有効に利用して実現するのに要する費用をできる
限り少なくするため、適応介入は３点回路で行い、ヒス
テリシス３点回路の応答しきい値と遮断しきい値が調整
信号に応じて同じ向きに同じ程度移動するので、ヒステ
リシスの幅が不変にされる。 ３点ヒステリシス回路のような極端に非線形な回路中
に介入するにもかかわらず、応答しきい値と遮断しきい
値に適応性のある平行移動を講じても変調回路の振幅や
位相の状況が変化しない。何故なら、位相特性はヒステ
リシス回路の幅にしか依存しなく、実効不感帯も同じよ
うに維持されるからである。従って、この非線形変調回
路は動特性も大体同じに維持されている。 第10図は通常のタイプの変調器の制御技術上のブロッ
ク回路図で、第11図は適応PWPF変調器の機能回路図を示
す。第11図の上部には、変調回路網FN2,非線形ヒステリ
シス３点回路部Ｎおよび入力端ηの加算個所Σ_５の出力
信号ｕの負帰還部から成る通常の非適応PWPF変調器が示
してある。ヒステリシス特性Ｎを与えるために事実上二
つの比較器C₁.C₂が使用されている。上の比較器C₁は比
較器C₁の二つの入力の和が正の時、この比較器C₁に接続
している接点K₁₁.K₁₂を閉にする。また、下の比較器C₂
はとの入力の和が負の時、この比較器C₂に接続している
接点K₂₁.K₂₂を閉にする。両方の比較器のそれぞれ一方
の入力端e₁₁.e₂₁には一定値が印加されている。つま
り、C₁にはヒステリシス応答しきい値−h₁が、またC₂に
は＋h₁が印加される。他方の入力端e₁₂.e₂₂のそれぞれ
は入力信号ηとヒステリシス幅h₁−h₂により制御され
る。入力信号ηが例えば正であると、上記の比較器C₁の
制御された入力端e₁₂は変調回路網FN2の遅延と共にしき
い値−h₁の値に達し、比較器C₁が応答するまで、高レベ
ルになっている。これに応じて、一応の接点K₁₁が閉じ
ると、ヒステリシス幅h₁−h₂に相当する信号が加算部Σ
_８を経由して比較器の制御される入力端に帰還される。
同時に、第二接点K₁₂を用いてパルス信号ｂが加算部Σ
_９を経由して出力端ｕに出力され、加算部Σ_５の負の帰
還部を経由して入力信号ηから引算される。この（負
の）差η−ｂは変調回路網FN2と加算部Σ_８を介して比
較器C₁の制御入力端e₁₂に遅れた減少を与える。比較器C
₁は入力信号の和−h₁＋h₁−h₂＋εが零に達すると、再
び低下し、接続されている接点K₁₁.K₁₂を再び閉にす
る。これは、変調回路網FN2の出力信号εが降下しきい
値ε＝h₂に達した場合である。同時に、変調器の出力信
号ｕは零に戻り、駆動介入が終了する。入力信号ηが正
で、一定の入力信号ηが一定の幅と数は数のパルス列を
発生させると、上記の過程が規則正しく繰り返される。
入力信号が負の時、他方の比較器C₂と付属する接点K₂₁.
K₂₂により同じことが当てはまる。作用に関して既に述
べた適応処置を実現する調整回路は第11図の下に示して
あり、原点に対して対称な不感帯応答しきい値（＋h₂.
−h₂）も同じ値だけ符号通りにずれている。 この発明による装置は、構造形状、材料特性、軽くて
重量を節約した構造および／または大きな細長比（slen
derness ratio）のため、特に受動的減衰度の少ない構
造振動を有する制御区間を安定化する場合、特に有利に
採用できる。遮断周波数を適当に選択してこの振動を周
波数帯域濾波器の通過帯域内に入れ、それに応じて主制
御回路が適応介入により構造振動に反応しないように、
調整分岐路の後続回路要素を構成すると、構造共振周波
数での限界周期振動や、それに関連する高駆動エネルギ
消費、構造体を危険にする負荷と振動の不安定が生じな
い。 この発明の構想を簡単に理解するため、通常の場合、
有効な不感帯を含まない線形制御回路を考えると、構造
振動を安定化するために導入する主制御回路中の不感帯
ユニットは制御器の出力信号の構造振動の振幅が応答し
きい値以下に再調整されると効果的である。高周波発振
の信号成分は所謂「デザー（dither）信号」のように不
感帯の全領域にわたって直線的に作用するが、主回路で
発振信号が重畳する低周波の制御動作を阻止する。これ
は不感帯の調整が調整回路で周波数範囲を選択するた
め、高周波信号成分の振幅のみで行われるわけではない
からである。従って、調整回路で求めた周波数スペクト
ルの信号に対して主制御回路の増幅率を実用上零であ
る。これは、場合によって、偶然励起される構造振動が
固有な減衰と共に鎮まることになる。同じ程度に不感帯
の範囲も狭まり、同じ制御特性を保証する。それ故、こ
の発明による制御装置により剛体の乗物の制御と安定化
にのみ適し、単純な実証済の制御技術思想を通常著しく
経費のかかるモード制御器のような制御構造体を必要と
する弾性的な乗物を制御するためにも使用できる。この
場合、回路要素の順序を変えること、例えば調整回路中
に一定に設定された不感帯ユニットを周波数帯域濾波器
と平均値形成器の間に入れることも効果的である。こう
して、応答しきい値で予め与えられる危険のない一定の
構造振動の振幅以上になると、初めて不感帯の調整が行
われる。実施例に示す回路要素の外に、ここでは、特に
単独あるいは適当な直および並列回路にされた帯域濾波
器、帯域阻止器等が、種々の周波数範囲を分離するた
め、周波数帯域濾波器および／または整形濾波器とし
て、また先端整流器が平均値形成器として考えられる。
この発明の構想を終始一貫して展開させると、種々の周
波数範囲に対して完全に有効な調整分岐路の並列回路や
その介入を主回路の不感帯ユニットに重畳することにな
る。 通常の系に比べて制御回路の特性を同時に改良する場
合、上に説明した適応不感帯ユニットで弾性的な乗物中
の構造振動を安定化することは他の方式でも得ることが
できる。安定化の作用は不感帯領域で構造振動の振幅に
対する制御回路の増幅率を下げても得られるので、調整
信号を用いて不感帯ユニットの特性曲線の形状を二つの
応答しきい値の間で増幅率調整方式により、例えば次の
規則（第５図参照）， で可変することもできる。ここで、ｘは入力値、ｙは出
力値d₁.d₂はそれぞれ調整範囲の上と下の固定限定値で
あり、ｚは、両応答しきい値の間の増幅率に相当し、例
えば説明した調整分岐路の一つで形成される調整パラメ
ータ（Δｄ）を表す。この場合、下限と上限の増幅率を
z₁.z₂とすると、 z₁≦ｚ≦z₂ であり、特にz₁＝０およびz₂＝１を選ぶことができる。 第５図にはこの状況に対応する３つの調整パラメータ
（ｚ＝0;0.5;1）に対する可変増幅率のこの発明による
調整可能な伝達部の特性曲線が模式的に示してある。こ
の伝達部は調整パラメータｚ≠０の値に対して範囲z₁≦
ｚ≦z₂内で可変できる比例係数と、この範囲外で一定の
比例係数を有する適応比例回路となる。そして、調整パ
ラメータの値がｚ＝０では第２〜４図の不感帯ユニット
に移行する。このような機能要素を（７）式の規則に従
ってデジタル電算機中で実現することは容易である。乗
算器で対応するアナログ回路を設計することも当業者に
は同じように簡単である。 最後に述べたこの発明の実施例は、例えば乗物の姿勢
制御で低周波の持続振動を制御するためにある。このよ
うな制御区間の数学的な記述は二重積分法で表せ、位置
または角度に対する駆動力ないしはトルクの作用の物理
的な状況を考慮している。どの制御技術者にも知られて
いるように、このような系では制御回路中に不感帯があ
り、高い静的精度を得るため、組み込み制御器を更に使
用すれば、限界周波振動を避けることができない。調整
分岐路が乗物の低周波振動過程に応答し、第５図の伝達
回路の特性曲線の範囲z₁≦ｚ≦z₂の傾斜を同じ向きに変
えるために適応信号（ｚ）を利用するように、低域濾波
器である周波数帯域濾波器を適当に選んで調整分岐路を
構成すると、限界周期振動がもはや許されない安定状態
が生じる。何故なら、回路の増幅率を所謂「安定下限」
以下に低下させることが適応過程により防止されるから
である。 第12図には前記のタイプの調整分岐路が示してある。
この分岐路は二次の低域濾波器、平均値形成器である整
流器および平滑濾波器である他の低域濾波器で構成さ
れ、適当な増幅特性曲線を有し、この特性曲線の形状が
安定性の変化の感度に応じて安定下限に合わせてあり、
最も簡単な場合、限界値（Ｌ）を有する線形増幅率の単
純な係数で実現できる。 この場合、同じ向きの移動、つまり調整信号（z,Δ
ｄ）の値が大きくなる場合、しきい値d₁とd₂の値の増加
あるいは特性曲線の傾斜（ｚ）の増加だけが必ずしも効
果的でなく、選択された周波数範囲ないしは振幅範囲に
わたる調整部分領域に対する逆向きの移動の組み合わせ
も効果的である。この発明の目的に対して制御技術で主
に使用されている繰り返し述べた濾波器の比較的単純な
実施例を使用できるだけでなく、通信技術で実用化され
ている能動的および受動的な全ての濾波回路網、例えば
チェビシェフ濾波器、カウエル・パラメータ濾波器、バ
ターウォース濾波器、「ノッチ」濾波器等に使用できる
ことが明らかである。この回路網の応答は、制御技術で
は通過領域での大きな位相損失あるいはその共振特性の
ためただ限られた条件でのみ可能である。この発明の枠
内での応用性は基本的に調整信号に対して選択された周
波数範囲の信号の位相角でなく、振幅比のみが大切であ
ることにある。 この発明を用いる制御技術者に通常の線形および非線
形制御系を動作条件や環境条件の変動に対して改良でき
る多面的な可能性を与える。調整分岐路を設計すると、
主制御回路の信号スペクトルを基礎とし、調整条件が各
周波数であるいは適当に選択された周波数範囲内での信
号の振幅比に従う。調整信号の帯域幅（第８図と第９図
のΔｄ）が何時も大切で、つまり主回路中で適応性のた
め選択され、重要な周波数範囲の下部遮断周波数より大
きさの程度で係数５〜10だけ低いことはこの発明の説明
で努めた作用方式に由来する。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ビットネル・ヘルム−ト ドイツ連邦共和国、デ−−8000 ミユン ヘン 70、チルレルストラ−セ、４ (56)参考文献 特開 昭54−104520（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−158382（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−33199（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−248497（ＪＰ，Ａ) 特公 昭58−30601（ＪＰ，Ｂ２)

Claims (1)

1. (57)【特許請求の範囲】 １．力および／またはトルクを発生する駆動装置（15）
   に前置接続された可変不感帯を有する非線形伝達回路
   （14）と、駆動装置（15）により制御される制御区間
   （16）と、制御量および所定の目標値から制御偏差を形
   成する比較回路（11）と、不感帯の二つの応答しきい値
   （d₁.d₂）を可変する調整信号を求めるための少なくと
   も一つの調整分岐路とを備えた高精度で駆動エネルギ消
   費の少ない制御装置において、 可変不感帯を有する非線形伝達回路（不感帯ユニット1
   4）に制御偏差を入力端で入力信号として受け入れる制
   御器（13）を前置接続し、 各調整分岐路に少なくとも一つの周波数帯域濾波器（30
   1），一つの平均値形成器（302）および一つのリミター
   （パラメータＬ）を有し、 調整分岐路の入力端が制御器（13）の入力端（制御偏
   差）かもしくは制御器（13）の出力端に接続し、調整分
   岐路の出力端（調整信号Δｄ）が非線形伝達回路の他の
   入力端に接続し、 所定の下限値（d₀）と所定の上限値（d₀＋Ｌ）の間で下
   限値（d₀）に対して調整信号（Δd,0≦Δｄ≦Ｌ）の値
   を加算する方式により応答しきい値（d₁.d₂）を可変す
   る手段が設けてある、 ことを特徴とする制御装置。 ２．力および／またはトルクを発生する駆動装置（15）
   と、この駆動装置（15）により制御される制御区間（1
   6）と、制御量および所定の目標値から制御偏差を形成
   する比較回路（11）と、この比較回路（11）と駆動装置
   の間に接続された制御器（13）とを備えた高精度で駆動
   エネルギ消費の少ない制御装置において、 入力端に制御器の出力信号を入力信号（ｘ）として受け
   入れる適応比例ユニット（14）を前記駆動装置に接続
   し、 入力信号の零点（ｘ＝０）を含み、下限値（ｘ＝d₁）と
   上限値（ｘ＝d₂）で定まる調整範囲内で適応比例ユニッ
   ト（14）の増幅率である比例係数を下限値と上限値の間
   で可変する手段を設け、 少なくとも一つの調整分岐路を設け、この調整分岐路の
   入力端が制御器の入力端（制御偏差）もしくは制御器の
   出力端に接続し、調整分岐路の出力端が適応比例ユニッ
   トの他の入力端に接続し、調整分岐路の出力信号ｚ（z₁
   ≦ｚ≦z₂;例えばz₁＝0,z₂＝１）が相互依存する方式で
   比例係数を決め、 調整分岐路が少なくとも一つの周波数帯域濾波器、一つ
   の平均値形成回路、および一つのリミター（上限値z₂）
   を有する、 ことを特徴とする制御装置。 ３．周波数帯域濾波器は、制御器（13）の伝達関数を全
   部あるいは一部含むことを特徴とする請求項１または２
   に記載の制御装置。 ４．調整分岐路は、周波数帯域濾波器（301）として一
   次の高域濾波器と、平均値形成回路（302）として全波
   整流器と、整形用濾波器として一次の低域濾波器と、導
   入関数部（304）として振幅制限部を持つ増幅器と、一
   定の応答しきい値を持つ不感帯ユニット（305）とで構
   成されていることを特徴とする請求項１〜３の何れか１
   項に記載の制御装置。 ５．調整分岐路は、周波数帯域濾波器（301）として二
   次の高域濾波器と、平均値形成回路（302）として二乗
   平均値形成器と、整形用濾波器として二次の低域濾波器
   と、導入関数部（304）として平方根関数部と、一定の
   応答しきい値と振幅制限部を持つ不感帯ユニット（30
   5）とで構成されていることを特徴とする請求項１〜３
   の何れか１項に記載の制御装置。 ６．主制御回路の調整可能な不感帯ユニットまたは適応
   比例ユニット（14）の応答しきい値は制御器の出力信号
   の統計的な期待値あるいは実効値に常時比例するよう
   に、調整分岐路の導入関数部により調整されることを特
   徴とする請求項１〜５の何れか１項に記載の制御装置。 ７．調整可能な応答しきい値を持つ比例ユニットもしく
   は不感帯ユニット（14）は入力信号（ｘ）を受け入れる
   第一増幅器（201）を有し、この増幅器の出力信号は二
   つのポテンシオメータ（203,204）とその中間タップに
   接続する逆順方向に接続されたダイオード（205,206）
   を経由して入力端に導入され、他方で第二増幅器（20
   2）で入力信号（ｘ）と共に加算され、ポテンシオメー
   タ（203,204）の他端で、例えば第三増幅器（207）と第
   四増幅器（208）を介して負のしきい値（d₀＋Δｄ）に
   対応する信号を導入できることを特徴とする請求項１〜
   ６の何れか１項に記載の制御装置。 ８．制御器回路網、不感帯ユニット、濾波器、線形およ
   び／または非線形の特性曲線のような制御装置の機能要
   素は固定配線されたあるいはプログラム可能なデジタル
   電子回路中で機能的に等価なアルゴリズムにより全部も
   しくは一部実現できることを特徴とする請求項１〜７の
   何れか１項に記載の制御装置。