JP2878458B2

JP2878458B2 - ブースタ装置

Info

Publication number: JP2878458B2
Application number: JP9516487A
Authority: JP
Inventors: 和人伊藤; 博鈴木; 学中田; 佳雄恵比根
Original assignee: エヌ・ティ・ティ移動通信網株式会社
Priority date: 1995-10-26
Filing date: 1996-10-28
Publication date: 1999-04-05
Anticipated expiration: 2016-10-28

Description

【発明の詳細な説明】技術分野この発明は例えば移動通信、特に無線呼び出し方式な
どにおいて電波が弱いエリアの受信条件を改善するため
に用いられるブースタ装置に関するものである。

移動通信システムでは、基地局からの電波が弱いエリ
ア、例えばゾーン（セル）の周辺において通信の品質が
低下する。また、山などがあると基地局に対し裏側には
電波が届かなくなるので、地形的な理由でサービスを提
供できない地域がある。このような条件のエリアでも高
品質にサービスを行うためには基地局を増設すればよい
が、サービスコストが高くなる欠点がある。

そこで簡易に通信の中継が行えるブースタ装置が利用
されてきた。ブースタ装置は目的とする信号を受信し
て、その受信信号を増幅し、同一周波数で目的とするエ
リアに向かって強い電波を送信するものである。しかし
ながら、ブースタ装置は設置上のいくつかの条件を満た
す必要がある。最も大きな課題の一つとして、送信用と
受信用のアンテナが電磁波的にカップリング（結合）を
して、増幅されて送信用アンテナから放射された強い電
波が、受信アンテナの本来の受信信号に混入する問題が
ある。この混入した回り込み信号は、干渉波としてブー
スタ装置の動作を不安定にするという問題があった。こ
の問題を解決するために、送信アンテナと受信アンテナ
とのカップリングを弱くするために、これら両アンテナ
を空間的に十分に離す方法がとられてきた。しかしなが
ら、近年、ブースタ装置の設置コストを低減するために
設備全体をコンパクトにする必要があり、送信アンテナ
と受信アンテナとのカップリングを空間的分離による方
法で小さくすることが難しくなっている。

そこで、以下のようにブースタ装置に干渉キャンセル
機能を付加したものが提案されている。

第１の方法は、送信信号にパイロット信号を重畳する
方法である。この方法は図１に示すように、受信アンテ
ナ11の入力である受信信号に帰還信号が合成器12で重畳
され、この合成器12の合成信号は、バンドパスフィルタ
13,14による帯域外信号の除去と、増幅器15による適正
な増幅とが行われた後、パイロット信号発生器16よりの
パイロット信号と合成器17で合成され、その合成信号は
送信信号として送信アンテナ18から送信される。一方、
合成器17の出力送信信号はカップラ19で分岐されて、そ
の分岐信号は振幅位相制御器21で振幅と位相が調整さ
れ、帰還信号となって合成器12へ供給される。合成器12
よりの合成信号はカップラ22で分岐され、その分岐出力
からフィルタ23でパイロット信号が抽出され、この信号
と発生器16よりのパイロット信号とが比較器24で比較処
理が行われ、合成器12よりの合成信号にパイロット信号
成分がなくなるように帰還信号の振幅と位相が振幅位相
制御器21で比較器24の出力により制御される。

この方法では、パイロット信号を付加するために送信
信号に擾乱が加わるという欠点があった。

第２の方法は、受信信号を変調信号で変調してから増
幅する方法である。この方法は図２に示すように、合成
器12の合成信号がカップラ22で分岐された後、復調器26
で復調されて変調信号成分を得、これと変調信号発生器
27よりの変調信号との相関が相関器28によってとられ、
その相関が０になるように振幅位相制御器21が制御され
る。合成器12よりの合成信号はバンドパスフィルタ13で
帯域外成分が除去された後、変調器29で変調信号発生器
27からの変調信号により変調され、その変調出力は増幅
器15で増幅され、更にバンドパスフィルタ14を通じて送
信アンテナ18へ供給される。

この従来法は、相関出力が０になるようにする振幅・
位相の具体的な制御アルゴリズムは示されていなかっ
た。また、送信波に変調をかけるので、本来の送信信号
とは異なり、擾乱が加わっているという欠点があった。

以上のように、従来の干渉キャンセル方法では送信信
号に擾乱を加えているという共通の欠点があった。ま
た、これらの擾乱は本来の信号伝送特性に影響を与えな
いように小さな変動分にするので、干渉キャンセルのた
めのループを形成する信号が弱く、精度のよいキャンセ
ルが難しかった。

この発明は送信波にパイロット信号の重畳や変調のよ
うな擾乱を加えずに干渉をキャンセルし、また精度のよ
いキャンセル制御を行えるブースタ装置を提供すること
を目的としている。

発明の開示この発明によるブースタ装置は、受信アンテナ部と、
キャリア合成部と、送信部と、送信アンテナ部と、パラ
メータ制御部とを含み、キャリヤ合成部はキャンセル用
信号にキャンセルパラメータを乗算してレプリカ信号を
生成し、このレプリカ信号と受信信号とを無線周波帯、
中間周波帯、ベースバンドの少なくとも１つで合成し、
さらにその合成信号よりベースバンド合成信号を得、送
信部はそのベースバンド合成信号の復調処理を行って復
調された信号を用いて送信信号とキャンセル用信号とを
生成し、パラメータ制御部はベースバンド合成信号とキ
ャンセル用信号とからキャンセルパラメータとキャンセ
ル用信号との積の信号と、受信信号の差のパワーが小さ
くなるようにキャンセルパラメータを決定しキャリヤ合
成部に与える。

このように、この発明はパイロット信号の挿入、付加
的な変調などを行わずに干渉成分を除去するので、送信
信号には何の擾乱も加わらない、またベースバンドにお
ける誤差検出による適応信号処理により干渉除去性能が
著しく優れている。

図面の簡単な説明図１はパイロットを用いて干渉除去する従来のブース
タ装置を示すブロック図。

図２は特定の変調を行って干渉除去する従来のブース
タ装置を示すブロック図。

図３はこの発明によるブースタ装置の基本構成例を示
すブロック図。

図４は図３中のキャリヤ合成部31の具体例を示すブロ
ック図。

図５は図３中の送信部32の具体例を示すブロック図。

図６は送信電力を制御する例を示すブロック図であ
る。

発明の実施するための最良の形態受信アンテナ部は、基地局からの信号を希望波として
受信するが、同時に送信アンテナ部からの送信信号が干
渉波として混入しており、これらの重畳信号が受信信号
となる。

この発明の基本構成を図３に示す。以下で述べる信号
はすべて複素包絡線表示されているとする。即ち、実数
の信号をx_r（ｔ）＝Re｛ｘ（ｔ）exp（j2πft）｝のよ
うに複素包絡線ｘ（ｔ）で表す。キャリヤ合成部31は、
受信信号ｙ（ｔ）とキャンセル用信号ｕ（ｔ）との合成
処理を行い、その合成信号よりベースバンド合成信号y_c
（ｔ）を複素包絡線信号として出力する。この合成処理
は無線周波帯、中間周波帯、ベースバンドのどのステー
ジで行ってもよいし、所望の組み合わせの複数の周波数
帯で行ってもよい。

送信部32は、ベースバンド合成信号の復調処理によっ
て得られるデータ信号を用いて送信信号とキャンセル用
信号とを生成する。キャンセル用信号は、受信信号の復
調結果を再び変調して得られるベースバンド信号u
_b（ｔ）から送信信号である無線周波信号u_r（ｔ）が生
成されるまでの所望のステージにおける信号から生成さ
れる。送信信号はそのキャンセル用信号に対し一定の複
素数を乗算した関係にあるだけなので、送信信号及びキ
ャンセル用信号ともｕ（ｔ）で表すことにする。パラメ
ータ制御部33は、ベースバンド合成信号とキャンセル用
信号とからキャンセルパラメータｗ（ｔ）を算出してキ
ャリヤ合成部に出力する。

この構成の各部の作用について詳細に説明する。前述
のように、実数の信号をx_r（ｔ）＝Re｛ｘ（ｔ）exp（j
2πft）｝のように複素包絡線ｘ（ｔ）で表す。従っ
て、実数部Re｛ｘ（ｔ）｝は同相成分の振幅、虚数部Im
｛ｘ（ｔ）｝ｉは直交成分の振幅を表す。キャリヤ周波
数ｆは、RF帯（無線周波帯）ではf_r,IF帯（中間周波
帯）ではf_i,ベースバンドでは０である。複素包絡線
で、記述することにより、RF帯、IF帯、ベースバンドに
おける同様な処理を簡単に表現することができる。

受信アンテナ11で受信される受信信号複素包絡線ｙ
（ｔ）には希望波複素包絡線ｓ（ｔ）と、送信アンテナ
18から送信された送信信号複素包絡線ｕ（ｔ）がリーク
して受信された干渉波複素包絡線q₀u（ｔ）と、雑音複
素包絡線ｎ（ｔ）とが重畳され、ｙ（ｔ）は次式で示さ
れる。

ｙ（ｔ）＝ｓ（ｔ）＋q₀u（ｔ）＋ｎ（ｔ）（１）ただし、q₀は送信アンテナ11と受信アンテナ18との複素
カップリング係数、送信信号ｕ（ｔ）は復調された信号
をもとに時間τ_ｄだけ遅延して再変調された信号ｓ（ｔ
−τ_ｄ）を入力レベルに対して複素利得Ｇ倍に増幅した
ものであり、次式で表せる。

ｕ（ｔ）＝Gs（ｔ−τ_ｄ）（２）キャリヤ合成部31はキャンセル用信号ｕ（ｔ）にキャ
ンセル用パラメータｗ（ｔ）を乗算してレプリカ信号複
素包絡線ｒ（ｔ）＝ｗ（ｔ）ｕ（ｔ）を生成し、更に受
信信号ｙ（ｔ）とレプリカ信号ｒ（ｔ）との差分によ
り、次式で示す合成信号複素包絡線y_o（ｔ）を生成す
る。

y_o(ｔ)＝ｙ(ｔ)−ｒ(ｔ)＝ｙ(ｔ)−ｗ(ｔ)ｕ(ｔ)
（３）キャリア合成部31では、図４を参照して後述するよう
に、更に合成信号y_o（ｔ）を増幅、周波数変換、帯域フ
ィルタリングの処理をしてベースバンド合成信号y
_c（ｔ）として出力する。これら増幅、周波数変換、帯
域フィルタの処理により得られるベースバンド合成信号
y_c（ｔ）はy_o（ｔ）に一定の複素数を乗算したものと同
じである。このベースバンド合成信号y_c（ｔ）は合成信
号y_o（ｔ）をIQ検波（直交検波）することにより、即
ち、入力変調信号に同相と直交位相のキャリヤ信号をそ
れぞれ乗算し、高調波成分を低域通過フィルタで除去す
ることにより得られ、実部Re｛y_c（ｔ）｝と虚部Im｛y_c
（ｔ）｝の２つをベースバンド信号として出力される。
以下では、これらをそのまま複素数y_c（ｔ）で表示す
る。なお、RF帯、IF帯およびベースバンドにおける合成
信号y_o（ｔ）はそれぞれ大きさと位相が異なるが、その
変化分は単に一定の複素数倍であるから、簡単化のため
に区別しないで表示する。即ち、y_c（ｔ）＝y_o（ｔ）で
ある。

この発明においては、干渉信号のキャンセルをRF帯で
行ってもよいし、IF帯で行ってもよいし、ベースバンド
で行ってもよいし、これらの任意の組み合わせで行って
もよい。ベースバンドで干渉信号のキャンセルを行う場
合には、ベースバンドのキャンセル用信号ｕ（ｔ）にキ
ャンセル用パラメータｗ（ｔ）を乗算してベースバンド
のレプリカ信号ｒ（ｔ）＝ｗ（ｔ）ｕ（ｔ）を生成し、
さらに受信信号ｙ（ｔ）とレプリカ信号ｒ（ｔ）との差
分を使って、式（３）によりベースバンド合成信号y
_c（ｔ）を直接生成する。

キャリヤ合成部31からのベースバンド合成信号y
_c（ｔ）は送信部32において復調処理され、その復調デ
ータ信号がとり出され、この復調データ信号をもとに再
び受信信号と同様の変調が行われて送信信号u_r（ｔ）＝
ｓ（ｔ−τ_ｄ）が生成される。送信信号ｓ（ｔ−τ_ｄ）
は基地局から送信された信号と全く同じ形式の電波であ
り、パイロット信号の重畳、キャリヤの変調などは行わ
ない。この送信信号ｓ（ｔ−τ_ｄ）は送信アンテナ18か
ら送信されるとともに、この送信信号からキャンセル用
信号ｕ（ｔ）が生成されてキャリヤ合成部31へ供給され
る。パラメータ制御部33においては、パラメータｗ
（ｔ）が最適に制御され、つまりベースバンド合成信号
y_c（ｔ）に送信信号ｓ（ｔ−τ_ｄ）の成分が含まれない
ようにする。

上述したブースタ装置のパラメータ制御部33における
パラメータの算出方法には、いろいろな方法が可能であ
る。具体的な実現例を以下に示す。

送、受アンテナ11、18間のカップリング係数q₀は変動
しないとすると、当然キャンセル用パラメータｗ（ｔ）
も変動しないはずであるから、ｗ（ｔ）＝ｗとする。ベ
ースバンド合成信号y_c（ｔ）の電力は、干渉除去をして
いない場合には希望波、干渉波および雑音の各電力の和
となる。レプリカ信号ｒ（ｔ）で干渉波を除去していく
とベースバンド合成信号y_c（ｔ）の電力は徐々に減少
し、完全に除去できたときに合成信号y_c（ｔ）の電力は
最小になる。そこで、ベースバンド合成信号y_c（ｔ）の
電力を評価関数Ｊとして使用する場合はＪ＝|y_c（ｔ）|², ＜Ｊ＞＝＜|y（ｔ）−mu（ｔ）|²＞→最小電力（４）で表される制御を行う。ここで|z|はｚの絶対値を表
し、＜＞は集合平均、実際的には時間平均を表す。干渉
除去はRF帯、IF帯、ベースバンドのいずれでも行うこと
ができ、これら３つ帯域の全体でのキャンセルをｙ
（ｔ）−wu（ｔ）で表し、またｙ（ｔ）＝ｓ（ｔ）＋q₀
u（ｔ）＋ｎ（ｔ）と表すと、評価関数＜Ｊ＞はさらに
以下のように変形できる。

＜Ｊ＞＝＜|s(ｔ)＋q₀u(ｔ)＋ｎ(ｔ)−wu(ｔ)|²＞＝＜|s(ｔ)|²＞＋＜|q₀−w|²|u(ｔ)|²＞＋＜|n(ｔ)|²＞＋2Re［＜ｓ^＊(ｔ)(q₀−ｗ)ｕ(ｔ)＞＋＜ｓ^＊(ｔ)ｎ(ｔ)＞＋＜(q₀−ｗ)ｕ^＊(ｔ)ｎ(ｔ)
＞］（５−１）ここで、σ_s ²＝＜|s（ｔ）|²＞，σ_u ²＝＜|u（ｔ）|
²＞，σ_n ²＝＜|n（ｔ）|²＞とし、Ａ^＊はＡの複素共役
を表す。また、雑音は全くランダムで、ｓ（ｔ）、ｕ
（ｔ）とは相関がないので、＜ｓ^＊（ｔ）ｎ（ｔ）＞＝
0,＜ｕ^＊（ｔ）ｎ（ｔ）＞＝０である。

更に、＜ｓ^＊（ｔ）ｕ（ｔ）＞＝σ_ｓσ_ｕρとおく。
ρはｓ（ｔ）とｕ（ｔ）の相関係数である。このように
置くと、式（５−１）は＜Ｊ＞＝σ_s ²＝|q₀−w|²σ_u ²＋σ_n ²＋２σ_ｓσ_ｕ（q₀−ｗ）Re［ρ］（５−２）となる。復調した後に変調しているので、受信信号の受
信からその復調の後、変調信号を得るまでの遅れ時間τ
_ｄはシンボル長T_s間隔より十分大であり、τ_ｄ≫T_sとみ
なしてもかまわない。このとき、時間ｔにおけるｓ
^＊（ｔ）とｕ（ｔ）は異なる変調となり、従って、その
積の平均値＜ｓ^＊（ｔ）ｕ（ｔ）＞はほぼ０となるので
ρ≒０とみなすことができる。従って、式（５−２）は
次のようになる。

＜Ｊ＞＝σ_s ²＋σ_n ²＋|q₀−w|²σ_u ² （６）上式からわかるように、完全にキャンセルできる条
件、つまりｗ＝q₀のときＪは最小となる。しかしなが
ら、カップリング係数q₀の値は実際には不明であるか
ら、何らかのアルゴリズムでこの値を求める必要があ
る。そこで、サンプリング時点kT_Sのｗを単にT_Sを省略
してｗ（ｋ）として、最急降下法でｗ（ｋ）＝ｗ（ｋ−１）−（μ/2）∂J/∂W|
_ｔ＝kT （７）のようにパラメータｗ（ｋ）を逐次的に更新することを
考える（s.Haykin,Adaptive Filter Theory,2nd Editio
n,Prentice−Hall,1991）。μはステップサイズであ
る。式（４）の偏微分すると ∂J/∂ｗ＝−2y(ｔ)ｕ^＊(ｔ)＋2u(ｔ)ｕ^＊(ｔ)ｗ＝−2y_c（ｔ）ｕ^＊（ｔ）（８）である（上記文献参照）。これを式（７）に代入して、
以下のようなアルゴリズムが導かれる。

ｗ（ｋ）＝ｗ（ｋ−１）＋μy_c（ｋ）ｕ^＊（ｋ）
（９）このように、ベースバンド合成信号y_c（ｔ）にキャン
セル用信号ｕ（ｔ）の複素包絡線の複素共役数およびス
テップサイズμを乗算して、係数を更新できる。つま
り、μy_c（ｋ）ｕ（ｋ）が前回のキャンセルパラメータ
ｗ（ｋ−１）に帰還されてキャンセルパラメータが更新
される。

図４はキャリヤ合成部31のより詳細な実施例を示して
いる。この図ではRF段、IF段とベースバンド段の各段で
干渉信号キャンセルのための合成を行っている。そのた
めにキャンセル用信号として、RF帯はu_r（ｔ）,IF帯はu
_i（ｔ）及びベースバンドはu_b（ｔ）の３つの信号が図
３の送信部32（図５を参照して後述）から入力されてい
る。また、パラメータ制御部33（図３）はベースバンド
合成信号y_c（ｔ）と、図５の送信部からのそれぞれの帯
域のキャンセル用信号u_r（ｔ）,u_i（ｔ）,u_b（ｔ）とが
与えられ、次式 w_r（ｋ）＝w_r（ｋ−１）＋μ_ry_c（ｋ）u_r ^＊（ｋ）（10） w_i（ｋ）＝w_i（ｋ−１）＋μ_iy_c（ｋ）u_i ^＊（ｋ）（11） w_b（ｋ）＝w_b（ｋ−１）＋μ_by_c（ｋ）u_b ^＊（ｋ）（12）によりRF帯、IF帯、及びベースバンドに対するキャンセ
ルパラメータw_r（ｋ）,w_i（ｋ）,w_b（ｋ）をそれぞれ生
成する。ここでμ_ｒ、μ_ｉ、μ_ｂはそれぞれRF帯、IF
帯、及びベースバンドの修正ステップサイズを表す。

２つの乗算器とπ/2移相器により構成されたRF用複素
包絡線変換器35はRF帯用キャンセル信号u_t（ｔ）をパラ
メータw_rで複素乗算して、RF帯のレプリカ信号r_r（ｔ）
を生成し、同様に２つの乗算器とπ/2移相器で構成され
たIF用複素包絡線変換器36はIF帯のレプリカ信号r
_i（ｔ）を生成し、またベースバンド用複素乗算器37は
キャンセル信号u_b（ｔ）とパラメータw_tとを複素乗算し
てベースバンドのレプリカ信号r_b（ｔ）を生成する。

合成器38で受信アンテナ11からの受信信号ｙ（ｔ）と
レプリカ信号r_r（ｔ）とが合成され、即ち、受信信号ｙ
（ｔ）からレプリカ信号r_r（ｔ）が減算され、それによ
ってRF帯でキャンセル処理された合成信号y_or（ｔ）を
得る。その信号y_ot（ｔ）は低雑音増幅器39で増幅され
る。この増幅出力は局部発振器41よりの周波数f_Lの局部
信号により周波数変換器42でIF帯に変換され、さらにバ
ンドパスフィルタ43でフィルタリングされたのち、合成
器44でレプリカ信号r_i（ｔ）と合成され、即ち、レプリ
カ信号r_i（ｔ）が減算され、それによってIF帯における
干渉信号の残差成分に対するキャンセルが行われる。IF
帯でキャンセル処理された合成信号y_oi（ｔ）はAGC増幅
器45で増幅され、さらにIQ検波器（直交検波器）46でそ
の同相および直交成分の振幅が抽出される。この直交検
波出力信号とレプリカ信号r_b（ｔ）とが合成器47へ供給
され、前者から後者が減算されてベースバンドでキャン
セル処理された合成信号y_ob（ｔ）がベースバンド合成
信号y_c（ｔ）として出力される。

このように３段階に分けて干渉波をキャンセルすると
各段でそのハードウエアに最適なキャンセル量を設定で
きるので各構成部に過度な精度を要求しないというメリ
ットがある。図３において、一般に送信アンテナ18から
受信アンテナ11にリークされる信号q₀u（ｔ）のパワー
レベルは。受信アンテナ11での希望信号ｓ（ｔ）のパワ
ーレベルより30〜40dB程度高いので、無線周波帯におけ
る合成器38で予め無線周波用レプリカr_r（ｔ）により干
渉除去処理を行うことにより、低雑音増幅器39の動作が
飽和しない範囲の希望信号に対する最大利得を高くでき
る効果がある。また、ベースバンドにおける複素乗算器
37、直交検波器46及び合成器47の信号処理をディジタル
処理で行うように構成した場合は、アナログ処理の場合
より処理精度を高めることができる。

図５は図３における送信部32の詳細な実施例を示して
いる。図４中のベースバンド合成信号y_ob（ｔ）、即
ち、y_c（ｔ）は復調器51で復調されてデータ信号に変換
され、このデータ信号に基づいて再び変調を行う。この
変調は２段階に行われ、まず変調器52でデータ信号系列
によってベースバンドの変調波複素包絡線（ベースバン
ド変調信号）u_b（ｔ）が生成され、次にこれが２つの乗
算器と、π/2移相器と、加算器から構成された直交変調
器53によって局部発振器54からの周波数f_iの局部信号に
よりIF帯の変調信号に周波数変換される。この様にして
得られたIF帯変調信号u_i（ｔ）は更に周波数変換器55で
局部発振器56よりの局部信号によりRF帯へ周波数変換さ
れ、バンドパスフィルタ57、送信増幅器15を経て送信信
号u_r（ｔ）として出力される。変調器52の出力はベース
バンドキャンセル用信号u_b（ｔ）として図４の乗算器37
に与えられ、直交変調器53の出力はIF帯用キャンセル信
号u_i（ｔ）として複素包絡線変換器36に与えられ、送信
信号u_r（ｔ）はカップら19からRF帯キャンセル信号u
_r（ｔ）として複素包絡線変換器35に与えられる。

図４の構成では、IF増幅器（AGC増幅器）45がレベル
検出器として使用されている。具体的には、レベル検出
器45としての対数増幅器の出力、あるいはレベル検出器
45としての自動利得制御増幅器の利得制御信号をレベル
信号として利用できる。このようなレベル検出器によ
り、平均レベルを観測することによって以下のようにキ
ャンセルパラメータを求めることができる。

全くキャンセルされていないとき、式（６）のように
そのレベルの希望波、干渉波、雑音およびレプリカの合
成電力になる。しかし、レプリカの振幅と位相を調整し
て干渉波と打ち消し合うようにすれば、合成レベルは低
下するはずである。最も精度よく干渉波がキャンセルさ
れた状態では、レベル検出器45の出力は希望波と雑音の
合成電力レベルを示すことになり、最小電力となる。そ
こで、パラメータ制御部33は、前記レベル検出器45の検
出レベルを観測しながら、そのレベルが最小になるよう
にパラメータw_r,w_iを制御するようにしてもよい。振幅
と位相を調整するパラメータは、試行錯誤により逐次的
に求める。ただし、この方法ではレベル検出器45の前で
キャンセル必要があるから、RF帯とIF帯のキャンセラの
みに有効である。また、位相に関する情報が無く、レベ
ルだけで調整を行うので精度があまりよくない場合があ
る。従って、粗調整に適している。パラメータw_bの調整
は式（９）によって行う。

図６は送信部32においてレベル制御器としてアッテネ
ータ58を挿入し、送信出力を制御できるようにしたもの
である。ブースタ装置の動作開始直後は、キャンセルパ
ラメータw_r,w_i,w_bがまだ最適値に収束しておらず、復調
器51の入力には干渉波がまだ十分キャンセルされていな
い信号が入力されることになる。そのため、復調された
データが全くランダムになるので、送信信号も全くラン
ダムに変調されてしまう。そこで、はじめはキャンセル
しなくても希望波が十分復調できるレベルに出力を抑
え、徐々に出力を増大する。増大していく速度はキャン
セルパラメータを求められる程度に徐々に行うものとす
る。このアッテネータ58の制御はパラメータ制御部33に
より行われる。

図４の受信回路と、図５の送信回路には局部発振器が
多用されている。これらの周波数精度が悪いと干渉波成
分の複素包絡線をベースバンドで観測したときに周波数
設定誤差の分だけ希望波に対して回転している。キャン
セルパラメータがこれらの回転に十分追従していれば、
干渉を除去できるが、通常は追従のために定常位相誤差
が必然的に発生し、パラメータ推定精度が低下する。そ
こで、これらの局部発振器を位相同期ループで１つの基
準発振器の出力位相に同期させ、局部発振器出力の周波
数とともに位相を同期させる。この方法を採用すれば、
パラメータ制御部33は干渉波の位相回転を追従する必要
がないので、キャンセルパラメータを精度よく求めるこ
とができる。

以上の説明では、式（５−２）においてρ≒０という
近似が成立することを前提に説明した。このためにはτ
_ｄ≫T_Sとなり、かつ＜ｓ^＊（ｔ）ｕ（ｔ）＞＝＜ｓ
^＊（ｔ）ｓ（ｔ−τ_ｄ＞≒０となる必要がある。希望波
信号ｓ（ｔ）が狭帯域スペクトル制限されていると、シ
ンボル周期T_Sに対して長い符号間干渉が発生し、上述の
近似が成立しなくなる可能性がある。この時の対処方法
として、送信信号ｕ（ｔ）のキャリア周波数を受信希望
波信号ｓ（ｔ）のキャリア周波数からわずかにオフセッ
トさせる方法が可能である。即ち、ブースタ装置の希望
波ｓ（ｔ）である基地局からの受信波のキャリア周波数
f_rに対して、ブースタ装置の送信キャリア周波数をf_r′
とする。この時、送信信号ｕ（ｔ）は、周波数オフセッ
トを与えない場合の送信信号u₀（ｔ）を使って次式ｕ（ｔ）＝u₀（ｔ）exp（j2πΔft）（13） Δｆ＝f_r′−f_r （14）で表すことができる。Δｆ＝０の場合ｕ（ｔ）はu
₀（ｔ）となる。送信信号ｕ（ｔ）の信号スペクトル帯
域が所定の帯域内に収まる程度にΔｆのオフセットを設
定する。このようにすると、式（６）の条件である＜ｓ
^＊（ｔ）u₀（ｔ）＞≒０とならなくても、即ち信号ｓ
（ｔ）とu₀（ｔ）の相関が０にならなくても、時定数1/
Δｆより充分長い時間経過するとexp（j2πΔft）の平
均が０になるため、次式 ρ＝＜ｓ^＊(ｔ)u₀(ｔ)exp(j2πΔft)＞／(σ_ｓσ_ｕ) （15）を０にすることができる。

この方法は、わずかな周波数オフセットΔｆを加える
ものであり、通常の帯域内における周波数ドリフトとし
てシステムで許容する範囲内のものとすることができ
る。従って、従来の第２の方法（図２）のように、信号
に擾乱を加える程のものではない。

具体的な方法としては、図５における変調器52におい
て周波数オフセットを加える方法がある。変調器52はｕ
（ｔ）の同相成分と直交成分をベースバンド信号として
出力する。即ち、ｕ（ｔ）としてu_b（ｔ）を出力する。
u_b（ｔ）は周波数オフセットを加えないときは、ｓ（ｔ
−τ_ｄ）のベースバンド信号を出力していたので、この
時のu_b（ｔ）をu_b0（ｔ）とする。即ち、u_b0＝ｓ（ｔ−
τ_ｄ）である。周波数オフセットは変調器内でu
_b0（ｔ）に対してexp（j2πΔft）を複素乗算すれば容
易に得られる。この時、u_b（ｔ）＝u_b0（ｔ）exp（j2π
Δft）となる。周波数オフセットを加える変調器では、
u_b（ｔ）としてu_b（ｔ）＝u_b0（ｔ）exp（j2πΔft）の
同相成分と直交成分をベースバンド信号として出力す
る。このようにして生成される信号u_b（ｔ）にはΔｆの
オフセットがあるので、図５のレプリカ信号u_b（ｔ）,u
_i（ｔ）,u_r（ｔ）にもオフセットが含まれることにな
る。周波数オフセットした送信波ur（ｔ）が受信アンテ
ナにリークしているので、これらのオフセットしたレプ
リカでリーク信号をキャンセルすることができる。従っ
て、式（４）から（12）までの説明がそのまま成立す
る。

もう１つの方法は、図５の局部発振器54または56の発
振周波数f_iまたはf_LにΔｆのオフセットを加える方法で
ある。前述したように、これらの発振器は受信側の局部
発振器41、48（図４）と同期しているが、その位相同期
を保ちつつ、周波数をオフセットさせると正確なΔｆが
得られる。ここで、局部発振器54にΔｆのオフセットを
与えたとする。このとき、u_i（ｔ）,u_r（ｔ）も単にΔ
ｆだけオフセットしたものになるだけなので、そのキャ
ンセルアルゴリズムは前述したものと同様となる。しか
しながら、u_b（ｔ）についてはオフセットを与えていな
いから、これをu_b0（ｔ）とみなし、u_b（ｔ）＝u
_b0（ｔ）exp（j2πΔft）のように複素乗算したものをu
_b（ｔ）とし、図４の複素乗算器37へ入力する。あるい
は、u_b0（ｔ）をそのまま複素乗算器37へ入力し、w_bにe
xp（j2πΔft）を乗算したw_bexp（j2πΔft）を複素乗
算器37に与えても同じ効果が得られる。

以上の説明では、ブースタ装置の送信アンテナから受
信アンテナへのカップリング係数q₀が一定であるとし
た。しかし、実際には温度変化などの外部環境によって
q₀は変化することが考えられる。この変化が緩やかであ
れば、式（９）のアルゴリムズムは適応的にq₀の変化に
追従するはずである。その追従速度はステップサイズμ
（μ_r,μ_i,μ_ｂ）で調整することができる。理論的には
1/μはこのアルゴリズムの時定数であり、μを小さくす
れば時定数が長くなり、長時間平均により精度の高い干
渉キャンセルが可能である。一方、μを大きくすれば、
時定数が小さくなり、変動に素早く追従するようにな
る。

一般にRF帯及びIF帯のキャンセル部は構成要素がアナ
ログ回路であるから精度があまり高くない。一方、ベー
スバンドのキャンセル部はディジタル信号処理であるか
ら、精度が高く、細かな制御が可能である。しかしなが
ら、ベースバンドにおけるキャンセルでは、低雑音増幅
器などの飽和への対処はできない。そこで、これらのキ
ャンセルをｑの成分に対応して分割して実行することが
望ましい。カップリング係数をｑ＝q₀＋Δｑのように分
離して考える。q₀はこれまでのように、緩慢な変動成
分、Δｑは比較的変化の速い成分である。一般に、q₀≫
Δｑの場合が多いと考えられる。そこで、RF,IF帯のキ
ャンセルでは、式（10），（11）のμ_ｒまたはμ_ｉを比
較的小さくする。これにより、カップリングが大きく、
変化の緩やかな成分が除去される。その残差と変化の速
い小さな成分をベースバンドキャンセラで除去するため
に、μ_ｂを比較的大きくとる。ベースバンドはディジタ
ル信号処理なので、精度が高く、また、変動の速度に応
じて式（12）以外にも、優れた適応信号処理として知ら
れるRLSアルゴリズム、カルマンフィルタなどを用いる
ことができる。

発明の効果以上述べたように、この発明によればパイロット信号
挿入、変調などを行わずに干渉成分を除去するので、送
信波には何の擾乱も加わらないこと、またベースバンド
における適応信号処理のため干渉除去性能が著しく優れ
ている。この発明は移動通信、特に無線呼び出し方式の
ブースタ装置に有効である。

フロントページの続き (56)参考文献特開平２−249321（ＪＰ，Ａ) 特開昭61−202533（ＪＰ，Ａ) 特開昭62−69738（ＪＰ，Ａ) 実開昭59−149746（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04B 7/14 - 7/20 H04B 1/38 - 1/58

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】受信アンテナと、キャンセル用信号にキャンセルパラメータを乗算して生
成したレプリカ信号と受信信号とを、無線周波帯、中間
周波帯、ベースバンドの少なくとも１つで合成し、その
合成信号からベースバンド合成信号を得て出力するキャ
リヤ合成部と、上記ベースバンド合成信号の復調処理を行って得られた
データ信号を用いて送信信号と、上記キャンセル用信号
とを生成する送信部と、上記送信信号を送出する送信アンテナ部と、上記キャンセルパラメータと上記キャンセル用信号との
積の信号と、上記受信信号の差の信号のパワーを小さく
するように、上記ベースバンド合成信号と、上記キャン
セル信号と、ステップ係数との積を前回の上記キャンセ
ルパラメータに加算することにより逐次更新された上記
キャンセルパラメータを算出して、算出されたキャンセ
ルパラメータを上記キャリア合成部に出力するパラメー
タ制御部、とを含むブースタ装置。
【請求項２】請求項１のブースタ装置において、上記キ
ャリア合成部はベースバンドで上記合成を行い、上記送
信部は上記送信信号を生成するための変調手段を有し、
上記ベースバンド信号がキャンセル用信号として上記キ
ャリア合成部に与えられる。
【請求項３】請求項１のブースタ装置において、上記ベ
ースバンド以外における上記合成信号のレベルを検出す
るレベル検出器が設けられ、上記パラメータ制御部は検
出された上記合成信号のレベルが最小となるよう上記キ
ャンセルパラメータを逐次決定する手段を含む。
【請求項４】請求項１乃至３のいずれかのブースタ装置
において、上記送信部は上記送信信号のレベルを調整す
るレベル制御手段を含み、上記パラメータ制御部からの
制御信号により上記レベル制御手段が制御される。
【請求項５】請求項１乃至３のいずれかのブースタ装置
において、周波数変換用の局部発振器の出力位相は全て
一つの基準発振器に同期されている。
【請求項６】請求項１のブースタ装置において、上記送
信部は上記データ信号を変調してベースバンド変調信号
を生成する変調器を含み、上記キャンセル用信号は上記
ベースバンド変調信号を含み、上記パラメータ制御部が
生成するキャンセルパラメータは上記ベースバンド合成
信号と上記ベースバンド変調信号とに基づいて生成され
たベースバンド用キャンセルパラメータを含み、上記キ
ャリア合成部は上記ベースバンド変調信号と上記ベース
バンド用キャンセルパラメータを複素乗算してベースバ
ンドレプリカ信号を生成する乗算器と、上記ベースバン
ド合成信号と上記ベースバンドレプリカ信号を合成しキ
ャンセル処理されたベースバンド合成信号を出力するベ
ースバンド合成部とを含む。
【請求項７】請求項６のブースタ装置において、上記キ
ャンセル用信号は無線周波帯の上記送信信号を含み、上
記パラメータ制御部が生成するキャンセルパラメータは
上記送信信号と上記ベースバンド合成信号に基づいて生
成された無線周波用キャンセルパラメータを含み、上記
キャリア合成部は上記無線周波送信信号を上記無線周波
用キャンセルパラメータで複素変調して無線周波レプリ
カ信号を生成する複素包絡線変換器と、上記受信信号と
上記無線周波レプリカ信号を合成し、キャンセル処理さ
れた無線周波合成信号を出力する無線周波合成部とを含
む。
【請求項８】請求項７のブースタ装置において、上記送
信部は上記ベースバンド変調信号を直交変調して中間周
波帯変調信号を生成する直交変調手段と、上記中間周波
帯変調信号を上記無線周波帯の送信信号に変換する周波
数変換手段とを含み、上記キャンセル用信号は上記直交
変調手段により生成された上記中間周波変調信号を含
み、上記パラメータ制御部が生成するキャンセルパラメ
ータは上記中間周波変調信号と上記ベースバンド合成信
号に基づいて生成された中間周波用キャンセルパラメー
タを含み、上記キャリア合成部は上記無線周波合成信号
を中間周波受信信号に変換する受信信号周波数変換手段
と、上記中間周波変調信号を上記中間周波用キャンセル
パラメータで複素変調して中間周波レプリカ信号を生成
する中間周波用複素包絡線変換器と、上記中間周波受信
信号と上記中間周波レプリカ信号を合成し、キャンセル
処理された中間周波合成信号を出力する中間周波合成部
と、上記中間周波合成信号を直交検波して上記ベースバ
ンド合成信号を生成し、上記する直交検波手段を含む。
【請求項９】請求項７のブースタ装置において、上記無
線周波合成部の出力する上記無線周波合成信号を増幅す
る低雑音増幅器が設けられている。
【請求項１０】請求項６のブースタ装置において、上記
乗算器と上記ベースバンド合成部はディジタル演算を行
う手段である。
【請求項１１】請求項１のブースタ装置において、上記
送信部は希望受信波のキャリア周波数に対しオフセット
を有するキャリア周波数の上記送信信号を生成すると共
に、そのオフセットを有する周波数の上記キャンセル用
信号を上記キャリア合成部に帰還する。
【請求項１２】請求項１のブースタ装置において、上記
パラメータ制御部は少なくとも上記無線周波帯と、上記
ベースバンドの上記キャンセルパラメータとを適応アル
ゴリズムに従って逐次的に更新し、少なくとも上記無線
周波帯の適応アルゴリズムの時定数は上記ベースバンド
における適応アルゴリズムの時定数より長くされてい
る。