JP2875534B2 - 映像信号の制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、たとえばビデオカメラなどの撮像装置およ
び映像信号の受信装置などに好適に実施される映像信号
の制御装置に関する。

従来の技術 ビデオカメラなどの撮像装置において、被写体の明る
さの変化に伴って映像信号の輝度レベルが変化したので
は、安定した映像信号を得ることができない。このた
め、通常AGC（Automatic Gain Control）増幅器を内蔵
し、このAGC増幅器から出力される映像信号の輝度信号
レベルが一定となるようにAGC増幅器の利得を制御し
て、安定した映像信号を得ている。

第８図は、先行技術のAGC増幅器である増幅器１付近
の構成を示すブロック図である。第８図を参照して、映
像信号はクランプ回路２を介して増幅器１に与えられ
る。クランプ回路２は映像信号におけるオプティカルブ
ラック期間の映像信号のレベルを基準電圧に固定するこ
とによって、黒レベルを決定する。増幅器１は利得可変
であり、後述する連続積分回路３からの制御信号によっ
て利得が制御される。増幅器１の出力信号は後段への映
像信号として出力されるとともに、クランプ回路４にも
出力される。

このクランプ回路４は前述したクランプ回路２と同様
な構成で黒レベルを決定する。クランプ回路４の出力は
連続積分回路３に与えられる。連続積分回路３は、たと
えば映像信号の垂直走査期間の数十倍といった時定数を
有しており、この時定数で、入力される映像信号を積分
する。これによって映像信号の有する輝度信号の平均値
が検出される。また連続積分回路３は反転器などを有し
ており、入力された映像信号の輝度信号レベルが高いほ
ど、すなわち映像信号の振幅が大きいほど、低い電圧レ
ベルとなる制御信号を増幅器１に出力する。

増幅器１から出力される映像信号の全体的なレベル
は、可変抵抗５によって調節することができる。

このようにして増幅器１の利得は、入力された映像信
号において輝度信号の平均値である平均振幅が変化して
も出力される映像信号の平均振幅が一定となるように制
御される。

発明が解決しようとする課題 上記先行技術の構成では、自然光やハロゲンライトな
どのほとんど連続したエネルギで放射される光源の下の
被写体を撮影した場合には、安定した映像信号を得るこ
とができるけれども、たとえば商用交流電源の周波数が
50Hzの地域の蛍光灯の下の被写体を撮影した場合には、
フリッカと称せられるチラツキが発生し、このような映
像信号による映像はチラチラとした見ずらい映像となっ
てしまった。

すなわち第９図（１）に示される商用交流電源の周波
数が50Hzである場合に、蛍光灯からは第９図（２）に示
されるように100Hzで強度の変化するエネルギで光が放
射される。NTSC（National Television System Committ
ee）方式においては、59.94Hzの垂直走査周波数を有し
ている。第９図（３）は垂直走査期間毎のパルスを有す
る垂直同期信号である。したがって上述した100Hzで明
るさが変動する蛍光灯によって照明された被写体を、上
記59.94Hzの垂直走査周波数でサンプリングするため
に、１垂直走査期間（1V）毎に被写体を照明する光のエ
ネルギ総量が変化し、これによって１垂直走査期間（1
V）毎に輝度信号の平均値が変化してしまう。このよう
な１垂直走査期間（1V）毎の輝度信号の周期的な変化
は、時定数の大きい連続積分回路３によって増幅器１の
利得を制御して調整することができない。したがって上
述したフリッカが発生してしまう。

特に、近年の撮像装置においては、低残像を特徴とす
るCCD（Charge Coupled Device）を使用することが一般
的となっており、上述したフリッカの発生による映像障
害の影響は大きくなってしまった。

また上記フリッカを解消するために、CCDを構成する
各画素において、１回の感光期間を1/100秒にする方式
も考えられている。しかしながらこのような方式では、
大規模なCCDを使用するか、あるいは構成をむやみに複
雑化しなければならず、大幅なコストアップを招来し
た。

本発明の目的は、上記技術的課題を解決し、簡単な構
成でフリッカを低減して映像信号を安定化し、映像品質
を向上することができる映像信号の制御装置を提供する
ことである。

課題を解決するための手段 本発明は、映像信号を利得可変で増幅する増幅手段
と、 この増幅手段から出力される映像信号に含まれる輝度
信号の平均値を映像信号の垂直走査期間の数十倍乃至10
0倍の時定数で検出する平均値検出手段と、その一方の
端子が接地された同一特性を有する複数個（Ｎ個）の第
１のコンデンサと、前記第１のコンデンサの各々のもう
一方の端子に接続された複数個（Ｎ個）のスイッチとか
らなり、前記増幅手段から出力される映像信号が入力さ
れる第１の積分回路と、前記第１のコンデンサのＮ倍の
容量の第２のコンデンサを有し、前記増幅手段から出力
される映像信号が入力される第２の積分回路と、前記第
１の積分回路の出力と前記第２の積分回路の出力との差
分を出力する減算回路と、前記複数個のスイッチを垂直
同期信号に同期して系列順で切換選択するとともに、垂
直同期信号の周波数と照明光のフリッカ周波数とのビー
ト周波数で前記切換選択を循環的に繰り返す切換信号発
生回路と、 平均値検出手段と前記減算回路との出力を加算して、
増幅手段の出力する映像信号に含まれる輝度信号の平均
値レベルが予め定める値となるように、その増幅手段の
利得を制御して増幅手段を動作させる加算回路とを含む
ことを特徴とする映像信号の制御装置である。

作用 本発明に従えば、映像信号は利得可変の増幅手段によ
って増幅されて出力される。この増幅手段から出力され
る映像信号は平均値検出手段に入力され、この平均値検
出手段によって、映像信号に含まれる輝度信号の平均値
が映像信号の周波数に比べて充分に長い時定数で検出さ
れる。

また増幅手段から出力される映像信号が、第１の積分
回路と、第２の積分回路とに入力され、前記第１の積分
回路の出力と前記第２の積分回路の出力との差分が出力
され、垂直同期信号の周波数と照明光のフリッカ周波数
とのビート周波数に応じて前記第１の積分回路のスイッ
チが切換制御されることにより、照明光のフリッカが確
実に検出される。

したがって、輝度信号の比較的長い期間における変動
は平均値検出手段によって増幅器の利得が制御されると
共に蛍光灯の光によるチラツキは第１の積分回路と第２
の積分回路と切換信号発生回路とによって増幅器の利得
が制御されるので、蛍光灯によるフリッカを確実に低減
することができかつ比較的長い期間の変動に対しても安
定させることができる。

実施例 第１図は、本発明の一実施例の映像信号の制御装置11
の構成を示すブロック図である。第１図示の構成はクラ
ンプ回路12,14,16と、増幅手段である増幅器13と、平均
値検出手段である連続積分回路15と、フリッカ抽出回路
17と、切換信号発生回路18と、演算手段である加算器19
とを含んで構成される。フリッカ抽出回路17と切換信号
発生回路18とを含んで変動検出手段が構成されている。

映像信号はクランプ回路12を介して増幅器13に入力さ
れる。クランプ回路12は、後述するクランプ回路14,16
と同様の構成をしており、映像信号に含まれるオプティ
カルブラック期間の映像信号のレベルを基準電圧レベル
に固定して黒レベルを決定する。増幅器13における利得
は、後述する加算器19からの制御信号によって制御され
る。増幅器13における制御信号の電圧レベルと利得との
関係は第７図に示される。増幅器13では制御信号の電圧
レベルが高くなると利得が大きくなる。増幅器13の出力
信号は、安定化された映像信号として出力されるととも
に、クランプ回路14,16にもそれぞれ与えられる。

クランプ回路14は前述したクランプ回路12と同様に黒
レベルを決定し、このクランプ回路14から出力される映
像信号は連続積分回路15に与えられる。連続積分回路15
は後述するように垂直走査期間の数十倍の時定数を有し
ており、このような時定数で映像信号を平均化すること
によって、映像信号に含まれる輝度信号の平均値を検出
する。また連続積分回路15は反転器を有しており、入力
された映像信号の輝度信号レベルが高いほど、すなわち
映像信号の振幅が大きいほど低くなる電圧レベルの信号
を加算器19に出力する。

一方、クランプ回路16に入力された映像信号は、この
クランプ回路16で黒レベルが決定され、フリッカ抽出回
路17に出力される。フリッカ抽出回路17は切換信号発生
回路18からの切換信号に基づいて、たとえば３回毎の垂
直走査期間だけ選択的に輝度信号の平均値をそれぞれ検
出する。このフリッカ抽出回路17からの出力は加算器19
に与えられる。

加算器19では連続積分回路15からの信号と、フリッカ
抽出回路17からの信号とを加算し、増幅器13の利得の制
御信号として出力する。

このようにして増幅器13に入力される映像信号に含ま
れる輝度信号の垂直走査期間毎の周期的な変動は、フリ
ッカ抽出回路17によって検出され、比較的緩やかな輝度
信号の変化は連続積分回路15によって検出される。この
ような輝度信号の変化に対応して増幅器13の利得が制御
され、増幅器13からは安定化された映像信号が出力され
る。

第２図は、連続積分回路15の構成を示す電気回路図で
ある。連続積分回路15は可変抵抗VR1と、増幅器21と、
抵抗22,23,24,25と、コンデンサ26,27と、演算増幅器29
と、直流電源28とを含んで構成される。クランプ回路14
からの映像信号は増幅器21に与えられる。電源電圧Vcc
は可変抵抗VR1を介して接地されており、この可変抵抗V
R1の可動接点は増幅器21に接続されている。したがって
可変抵抗VR1を操作することによって、連続積分回路15
からの信号レベルを所望の値に設定し、これによって前
述した増幅器13における映像信号の出力レベルを調整す
ることが可能となっている。

増幅器21の出力は抵抗22に与えられる。抵抗22の出力
端はコンデンサ26を介して接地されている。この抵抗22
とコンデンサ26とが積分回路を構成している。また抵抗
22の出力端は抵抗23に接続され、抵抗23の出力端は演算
増幅器29の反転入力端子に接続されている。この演算増
幅器29の非反転入力端子には直流電源28からの基準電圧
レベルVREFが印加されている。また演算増幅器29におい
て、この演算増幅器29の出力は抵抗24を介して帰還され
ている。

演算増幅器29の出力は抵抗25を介してバッファ回路30
に与えられる。抵抗25の出力端はコンデンサ27を介して
接地されており、抵抗25とこのコンデンサ27とが積分回
路を構成している。バッファ回路30は入力インピーダン
スと出力インピーダンスとの調整のために介在されてお
り、このバッファ回路30の出力が前述した加算器19に入
力される。抵抗22およびコンデンサ26と抵抗25およびコ
ンデンサ27とにおける抵抗値および静電容量は、この連
続積分回路15における時定数が垂直走査期間の数十倍か
ら100倍程度になるように選ばれる。

第３図は、クランプ回路16とフリッカ抽出回路17との
構成を示す電気回路図である。クランプ回路16はコンデ
ンサ38,31と、抵抗32,33と、NPN型のトランジスタ34な
どとを含んで構成される。増幅器13からの映像信号はク
ランプコンデンサなどと称せられるコンデンサ38を介し
て接続点36に導出される。この接続点36は、後述するト
ランジスタ34のスイッチング動作によってライン１に
導出されている基準電圧レベルVREFとなる。

映像信号に含まれるオプティカルブラック期間におい
て、たとえばハイレベルとなるパルスを有するクランプ
パルスCPは接続点37に導出される。接続点37には並列に
コンデンサ31と、抵抗32とが接続され、コンデンサ31と
抵抗32との出力端は接続点35に接続される。またこの接
続点35はトランジスタ34のベースに接続されるととも
に、抵抗33を介してトランジスタ34のエミッタにも接続
されている。トランジスタ34のコレクタは、前述した接
続点36に接続されており、トランジスタ34のエミッタに
はライン１を介して基準電圧レベルVREFが導出されて
いる。

したがってクランプパルスCPのハイレベルの期間に、
トランジスタ34はそのコレクタとエミッタとを導通状態
とし、これによってコンデンサ30に電荷が充電され、接
続点36の電圧レベルは基準電圧レベルVREFとなる。この
ようにして接続点36の黒レベルが基準電圧レベルVREFに
設定される。なおトランジスタ34のスイッチング態様が
遮断状態となった場合にも、コンデンサ38によって接続
点36は基準電圧レベルVREFに保持される。前述したクラ
ンプ回路12,14もこのクランプ回路16と同様の構成をし
ている。この接続点36からの映像信号がフリッカ抽出回
路17に出力される。

フリッカ抽出回路17は、増幅回路40と、積分回路42,4
3,47と、減算回路44とから構成される。増幅回路40は、
演算増幅器41と抵抗R3,R4とで構成され、前述したクラ
ンプ回路16からの信号は、演算増幅器41の非反転入力端
子に与えられる。この演算増幅器41の反転入力端子は抵
抗R3を介してライン１に接続されている。また演算増
幅器41の出力端は抵抗R4を介して反転入力端子に接続さ
れており、帰還されている。このような増幅回路40にお
いて入力された映像信号は利得（R3＋R4）/R3で増幅さ
れて出力される。

増幅回路40からの出力は接続点49に与えられる。この
接続点49は積分回路42に接続されるとともに、積分回路
43にも接続されている。積分回路42は、抵抗R5と、コン
デンサC3とから構成され、接続点49は抵抗R5の一方端に
接続される。抵抗R5の他方端はコンデンサC3を介して接
地されている。したがってこの積分回路42の時定数はC3
・R5となる。

積分回路43は抵抗R6と、コンデンサC4,C5,C6と、スイ
ッチSW1,SW2,SW3とから構成される。接続点49は抵抗R6
に接続されており、抵抗R6の出力端はスイッチSW1およ
びコンデンサC4を介して接地され、またスイッチSW2お
よびコンデンサC5を介して接地され、さらにスイッチSW
3およびコンデンサC6を介して接地されている。抵抗R6
の抵抗値は、たとえばR5＝R6となるように選ばれてい
る。またコンデンサC4〜C6の静電容量はC4＝C5＝C6とな
るように選ばれ、前述したコンデンサC3の静電容量の1/
3となるように選ばれる。

スイッチSW1〜SW3には、後述する切換信号発生回路18
から第５図（２）〜第５図（４）に示される切換制御信
号A,B,Cが個別的に導出される。すなわち各切換制御信
号A,B,Cは、３回毎の垂直走査期間においてハイレベル
となり、各切換制御信号A,B,Cにおいては順次的にハイ
レベルの期間がずれている。スイッチSW1〜SW3では、対
応する切換信号A,B,Cがハイレベルのときにそれぞれ導
通状態となる。

したがって導通状態となっているスイッチSW1〜SW3を
介してその垂直走査期間の映像信号の輝度信号レベルに
対応した量の電荷が、コンデンサC4〜C6に充電される。
このようにして積分回路43では、３回毎の垂直走査期間
に時分割された期間において、映像信号の積分を行う。

積分回路43からの出力は演算増幅器45の非反転入力端
子に与えられる。この演算増幅器45の反転入力端子に
は、抵抗R7を介して後述する演算増幅器46の出力が接続
されている。また演算増幅器45の出力は抵抗R8を介して
反転入力端子に接続され、帰還がかけられている。この
演算増幅器45と抵抗R7,R8から構成される増幅回路にお
いて、積分回路43からの出力信号は利得（R7＋R8）/R7
で増幅される。

一方、演算増幅器46の非反転入力端子には、積分回路
42からの映像信号が与えられており、この演算増幅器46
の出力は抵抗R10を介して演算増幅器46の反転入力端子
に接続され、帰還がかけられている。また演算増幅器46
の反転入力端子は、抵抗R9を介してライン１に接続さ
れているので、この演算増幅器46と抵抗R9,R10とは増幅
回路を構成し、その利得は（R9＋R10）/R9となる。

したがって、演算増幅器45,46と抵抗R7,R8,R9,R10と
は減算回路44を構成しており、抵抗R7〜R10の抵抗値をR
8・R10＝R7・R9となるように選べば、この減算回路44か
らの出力は、３回毎の垂直走査期間を周期とする輝度信
号レベルの変化量を、各垂直走査期間毎に出力したもの
となる。

減算回路44からの出力は積分回路47に与えられる。積
分回路47は、抵抗R11,R12と、演算増幅器48と、コンデ
ンサC7〜C9と、スイッチSW4〜SW6とを含んで構成され、
減算回路44から出力される信号を一垂直走査期間にわた
って平坦化するための回路である。減算回路44からの出
力は抵抗R11を介して接続点50に与えられる。接続点50
は演算増幅器48の反転入力端子に与えられるとともに、
コンデンサC7〜C9および抵抗R12に並列で与えられる。
コンデンサC7〜C9には個別的にスイッチSW4〜SW6が直列
に接続されている。スイッチSW4〜SW6のコンデンサC7〜
C9が接続されていない端部および抵抗R12は演算増幅器4
8の出力端に接続される。

この演算増幅器48の非反転入力端子には、後述する接
続点S1からラインl5を介して基準電圧レベルVREFが印加
される。コンデンサC7〜C9の静電容量は、C7＝C8＝C9と
なるように選ばれる。

このような積分回路47において、スイッチSW4〜SW6に
は前述したように切換制御信号A,B,Cが個別的に与えら
れており、この切換制御信号A,B,Cがハイレベルのとき
にスイッチSW4〜SW6はそれぞれ導通状態となる。

演算増幅器48からの出力は積分回路47からの出力とし
てコンデンサC1を介して加算器19に与えられる。このコ
ンデンサC1はカップリングコンデンサなどと称せられ、
信号の直流成分を遮断している。

基準電圧VREFの発生に関連して、直流電圧Vccは抵抗R
13,R14によって分圧されており、この分圧レベルは演算
増幅器39の非反転入力端子に与えられている。演算増幅
器39の出力端と反転入力端子とは接続されており、いわ
ゆるボルテージホロワが構成されている。これによって
前記分圧レベルと同一レベルの基準電圧レベルVREFが接
続点S1に印加される。また接続点S1はコンデンサC11を
介して接地されている。

第４図は、切換信号発生回路18の構成を示す電気回路
図である。切換信号発生回路18はＤ型フリップフロップ
（以下、FFと略称する）51,52と、ダイオードD1,D2と、
抵抗57,53と、スイッチ54とを含んで構成される。垂直
同期信号VDはFF51,52の入力端子CKにそれぞれ与えられ
る。またFF51の入力端子Ｄには電源電圧Vccが抵抗57お
よび接続点55,56を介して印加される。

接続点56に導出される信号は切換制御信号Ａとしてラ
インl2に導出されるとともに、ダイオードD2のアノード
に与えられる。ダイオードD2のカソードはFF51の出力端
子に接続される。このFF51の出力端子Ｑからの信号は
ラインl3を介して切換制御信号Ｂとして導出されるとと
もに、FF52の入力端子Ｄにも与えられる。FF52の出力端
子はダイオードD1のカソードに接続され、ダイオード
D1のアノードは接続点55に接続される。FF52の出力端子
Ｑからの信号が切換制御信号Ｃとしてラインl4に導出さ
れる。

電源電圧Vccは抵抗53およびスイッチ54を介して接地
され、抵抗53とスイッチ54との接続点はFF52のプリセッ
ト入力端子PRに接続されている。これによってスイッチ
54を遮断状態とすることによって、切換制御信号A,B,C
のうち切換制御信号Ｃだけをハイレベルとし、フリッカ
抽出回路17を非動作状態とすることができる。

第５図は、切換信号発生回路18の動作を説明するため
の波形図であり、以下、第５図を参照して切換信号発生
回路18の動作を説明する。第５図（１）に示される垂直
同期信号VDの一垂直走査期間T1において切換制御信号Ａ
がハイレベルである場合には、FF51,52の出力端子か
らはともにハイレベルの信号が出力されているので、切
換制御信号B,Cはともにローレベルとなる。切換制御信
号A,B,Cは第５図（２）〜第５図（４）に示されてい
る。垂直同期信号VDのパルスP1でFF51は入力端子Ｄに導
出されているハイレベルの信号をラッチして出力端子Ｑ
から出力する。またFF52では入力端子Ｄに与えられてい
たローレベルの信号をラッチして出力端子Ｑから出力す
る。したがって期間T2において切換制御信号Ｂはハイレ
ベルとなり、切換制御信号Ｃはローレベルとなる。FF51
の出力端子からはローレベルの信号が導出されるの
で、接続点56は、ダイオードD2および出力端子を介し
て接地され、ローレベルとなり、切換制御信号Ａもロー
レベルとなる。

次に、垂直同期信号VDのパルスP2によってFF51では入
力端子Ｄに導出されているローレベルの信号がラッチさ
れ、出力端子Ｑから出力される。またFF52では入力端子
Ｄに導出されているハイレベルの信号がラッチされ、出
力端子Ｑから出力される。したがって切換制御信号Ｂは
ローレベルとなり、切換制御信号Ｃはハイレベルとな
る。FF52の出力端子はローレベルとなるので、接続点
55は、ダイオードD1および出力端子を介して接地さ
れ、ローレベルとなり、切換制御信号Ａはローレベルと
なる。

期間T4においては、垂直同期信号VDのパルスP3によっ
て切換制御信号B,Cはともにローレベルとなるので、接
続点55,56はハイレベルであり、切換制御信号Ａはハイ
レベルとなる。このようにして、このような動作が繰返
され、切換信号発生回路18からは第５図（２）〜第５図
（４）に示される切換制御信号A,B,Cはラインl2〜l4に
それぞれ導出される。

第６図は、制御装置11の動作を説明するための波形図
であり、以下、第６図を参照して50Hzの周波数を有する
商用交流電源の蛍光灯によって照明された被写体を、こ
の制御装置11を内蔵した撮像装置で撮影する場合につい
ての動作を説明する。

第６図（１）に示される商用交流電源の周波数が50Hz
である場合に、蛍光灯からは第６図（２）に示されるよ
うに100Hzで強度の変化するエネルギで光が放射され
る。したがってこの場合には第１周波数１は100Hzと
なる。NTSC（National Television System Committee）
方式においては、59.94Hzの垂直走査周波数を有してい
る。第６図（３）は垂直走査期間毎のパルスを有する垂
直同期信号VDである。したがって上述した100Hzで明る
さが変動する蛍光灯によって照明された被写体を、上記
59.94Hzの垂直走査周波数でサンプリングするために、
１垂直走査期間（1V）毎に被写体を照明する光のエネル
ギ総量が変化し、これによって１垂直走査期間（1V）毎
に輝度信号の平均値が変化してしまう。このような１垂
直走査期間（1V）毎の輝度信号の周期的な変化は、時定
数の大きい連続積分回路15によって増幅器13の利得を制
御して調整することができない。第６図（４）は、各垂
直走査期間（1V）毎の被写体の平均輝度の変化を示して
いる。

NTSC方式における垂直走査周波数59.94Hzはほぼ60Hz
であり、第２周波数２を60Hzとする。したがって輝度
信号の垂直走査周期毎の平均値の変化は、100Hzの輝度
変化に対して垂直走査の３倍の周期すなわち２と３
との公約数３は20Hzであるので、2/３＝３とな
る。スイッチSW1〜SW3およびスイッチSW4〜SW6の対応す
る一対のスイッチ、たとえばスイッチSW1とスイッチSW4
とは、同一輝度レベルの３（＝2/３）回毎の垂直走
査期間に導通状態となる。他の対応する一対のスイッチ
も、同様に同一輝度レベルの３回毎の垂直走査期に導通
状態となり、各一対のスイッチに対応して個別的に映像
信号の積分が行われる。また積分回路47によって信号レ
ベルは反転される。したがって、フリッカ抽出回路17か
らは第６図（５）で示されるように、前述した各垂直走
査期間毎の周波数20Hzの平均輝度の変化を打消すような
制御信号が増幅器13に出力され、これによって増幅器13
の利得が制御され、フリッカが低減される。

このように上述した実施例において、商用交流電源の
周波数が50Hzである地域の蛍光灯の下の被写体を撮影す
る場合に、従来技術に関連して述べたフリッカが低減さ
れ、安定した映像信号が出力される。したがってこのよ
うな制御装置を用いた撮像装置においては、その映像の
品質が格段に向上される。

上述した実施例においては、水平同期信号および垂直
同期信号の影響は小さいので、輝度信号だけでなく水平
同期信号および垂直同期信号を含む映像信号を積分する
ことによって輝度信号の平均値を検出している。また、
AGC増幅器として制御信号の電圧レベルが高くなると、
利得が大きくなる増幅器13を用いたけれども、制御信号
の電圧レベルが低くなると利得が大きくなる増幅器を用
いることもできる。

上述した実施例では、制御装置を撮像装置に使用する
場合について説明したけれども、たとえばテレビジョン
受信機などの映像信号の受信装置にも本発明を実施する
ことができる。

発明の効果 以上説明したように本発明によれば、映像信号に含ま
れる輝度信号の垂直走査期間毎の周期的な変動を低減
し、安定した映像信号を出力することができる。したが
って簡単な構成で映像品質を格段に向上することができ
る。本発明によれば、映像信号を利得可変で増幅する増
幅手段と、この増幅手段から出力される映像信号に含ま
れる輝度信号の平均値を映像信号の垂直走査期間の数十
倍乃至100倍の時定数で検出する平均値検出手段と、そ
の一方の端子が接地された同一特性を有する複数個（Ｎ
個）の第１のコンデンサと、前記第１のコンデンサの各
々のもう一方の端子に接続された複数個（Ｎ個）のスイ
ッチとからなり、前記増幅手段から出力される映像信号
が入力される第１の積分回路と、前記第１のコンデンサ
のＮ倍の容量の第２のコンデンサを有し、前記増幅手段
から出力される映像信号が入力される第２の積分回路
と、前記第１の積分回路の出力と前記第２の積分回路の
出力との差分を出力する減算回路と、前記複数個のスイ
ッチを垂直同期信号に同期して系列順で切換選択すると
ともに、垂直同期信号の周波数と照明光のフリッカ周波
数とのビート周波数で前記切換選択を循環的に繰り返す
切換信号発生回路と、平均値検出手段と前記減算回路と
の出力を加算して、増幅手段の出力する映像信号に含ま
れる輝度信号の平均値レベルが予め定まる値となるよう
に、その増幅手段の利得を制御して増幅手段を動作させ
る加算回路とを有することにより、照明光のフリッカを
確実に検出できかつ動作の安定した映像信号の制御装置
を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の制御装置11の構成を示すブ
ロック図、第２図は制御装置11の連続的積分回路15の構
成を示す電気回路図、第３図は制御装置11のクランプ回
路16およびフリッカ抽出回路17の構成を示す電気回路
図、第４図は制御装置11の切換信号発生回路18の構成を
示す電気回路図、第５図は切換信号発生回路18の動作を
説明するための波形図、第６図は制御装置11の動作を説
明するための波形図、第７図は増幅器13の制御信号の電
圧レベルと利得との関係を示すグラフ、第８図は典型的
な先行技術の構成を示すブロック図、第９図は蛍光灯の
光エネルギー変化と垂直走査周期との関係を説明するた
めの波形図である。 11,61…制御装置、12,14,16…クランプ回路、13…増幅
器、15…連続積分回路、17…フリッカ抽出回路、18…切
換信号発生回路、19…加算器、51,52…Ｄ型フリップフ
ロップ、Ａ〜Ｃ…切換制御信号、SW1〜SW6…スイッチ

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】映像信号を利得可変で増幅する増幅手段
   と、 この増幅手段から出力される映像信号に含まれる輝度信
   号の平均値を映像信号の垂直走査期間の数十倍乃至100
   倍の時定数で検出する平均値検出手段と、 その一方の端子が接地された同一特性を有する複数個
   （Ｎ個）の第１のコンデンサと、前記第１のコンデンサ
   の各々のもう一方の端子に接続された複数個（Ｎ個）の
   スイッチとからなり、前記増幅手段から出力される映像
   信号が入力される第１の積分回路と、 前記第１のコンデンサのＮ倍の容量の第２のコンデンサ
   を有し、前記増幅手段から出力される映像信号が入力さ
   れる第２の積分回路と、 前記第１の積分回路の出力と前記第２の積分回路の出力
   との差分を出力する減算回路と、 前記複数個のスイッチを垂直同期信号に同期して系列順
   で切換選択するとともに、垂直同期信号の周波数と照明
   光のフリッカ周波数とのビート周波数で前記切換選択を
   循環的に繰り返す切換信号発生回路と、 平均値検出手段と前記減算回路との出力を加算して、増
   幅手段の出力する映像信号に含まれる輝度信号の平均値
   レベルが予め定める値となるように、その増幅手段の利
   得を制御して増幅手段を動作させる加算回路とを含むこ
   とを特徴とする映像信号の制御装置。