JP2852055B2 - 電力メータ回路 - Google Patents
電力メータ回路Info
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- JP2852055B2 JP2852055B2 JP63330489A JP33048988A JP2852055B2 JP 2852055 B2 JP2852055 B2 JP 2852055B2 JP 63330489 A JP63330489 A JP 63330489A JP 33048988 A JP33048988 A JP 33048988A JP 2852055 B2 JP2852055 B2 JP 2852055B2
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- frequency
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は電力メータ回路に関し、特に電圧及び電流
を、それぞれディジタルデータに変換し、両データの積
を積分して積算電力量データを得る電力メータ回路に関
する。
を、それぞれディジタルデータに変換し、両データの積
を積分して積算電力量データを得る電力メータ回路に関
する。
従来この種の電力メータ回路は、付加供給される交流
（周波数が50あるいは60Hz）の電圧及び電流の各瞬時値
に比例したアナログ形式の電圧信号及び電流信号を、所
定の周期毎にそれぞれサンプリングしてディジタルデー
タに変換し、両データの乗算結果を積分することによ
り、積算電力量データを得ている。
（周波数が50あるいは60Hz）の電圧及び電流の各瞬時値
に比例したアナログ形式の電圧信号及び電流信号を、所
定の周期毎にそれぞれサンプリングしてディジタルデー
タに変換し、両データの乗算結果を積分することによ
り、積算電力量データを得ている。
上述した従来の電力メータ回路では通常電圧振幅はほ
ぼ一定であるが、電流振幅については、かなり広範囲を
カバーすることが要求され、電流振幅の下限近くでの計
量誤差を小さくする為にはディジタルデータのビット数
を増やさねばならず、使用するアナログディジタル変換
器の回路規模が大形化し、その価格が高くなるという問
題点がある。本発明の目的は、上述の問題点を解決しデ
ィジタル形式に変換後のビット数を従来よりも低減でき
る電力メータ回路を提供することにある。
ぼ一定であるが、電流振幅については、かなり広範囲を
カバーすることが要求され、電流振幅の下限近くでの計
量誤差を小さくする為にはディジタルデータのビット数
を増やさねばならず、使用するアナログディジタル変換
器の回路規模が大形化し、その価格が高くなるという問
題点がある。本発明の目的は、上述の問題点を解決しデ
ィジタル形式に変換後のビット数を従来よりも低減でき
る電力メータ回路を提供することにある。
本発明の回路は電力計量対象である交流の電圧及び電
流を示す電圧信号及び電流信号をおのおのディジタルデ
ータに変換し、両データの積を積分して、積分電力量デ
ータを得る電力メータ回路において、前記電圧信号及び
電流信号のうちの少くとも一方にこれと周波数の異なる
波形をもつ付加信号を加算した上で前記ディジタルデー
タに変換することを特徴とする。
流を示す電圧信号及び電流信号をおのおのディジタルデ
ータに変換し、両データの積を積分して、積分電力量デ
ータを得る電力メータ回路において、前記電圧信号及び
電流信号のうちの少くとも一方にこれと周波数の異なる
波形をもつ付加信号を加算した上で前記ディジタルデー
タに変換することを特徴とする。
次に、本発明について図面を参照して説明する。第１
図は、本発明の第１の実施例を示すブロック図であり、
第２図は本実施例で得られる計量誤差特性を例示する特
性図である。第１図において計量用のアナログ形式の電
圧信号及び電流信号のうち、電圧信号はそのまま変換回
路２でサンプリングされディジタルデータに変換されて
乗算器３に与えられるが、電流信号は加算器１で付加信
号を加算した上で、変換回路２でディジタルデータに変
換され、乗算器３に与えられる。付加信号は計量対象の
交流波形と周波数の異なる波形をもつアナログ信号であ
り電流信号をディジタルデータに変換した時に生じる量
子化雑音中に含まれる計量対象の交流成分を低減する為
のものである。積分回路４は、乗算器３での乗算結果を
積分して、積分電力量データを出力する。
図は、本発明の第１の実施例を示すブロック図であり、
第２図は本実施例で得られる計量誤差特性を例示する特
性図である。第１図において計量用のアナログ形式の電
圧信号及び電流信号のうち、電圧信号はそのまま変換回
路２でサンプリングされディジタルデータに変換されて
乗算器３に与えられるが、電流信号は加算器１で付加信
号を加算した上で、変換回路２でディジタルデータに変
換され、乗算器３に与えられる。付加信号は計量対象の
交流波形と周波数の異なる波形をもつアナログ信号であ
り電流信号をディジタルデータに変換した時に生じる量
子化雑音中に含まれる計量対象の交流成分を低減する為
のものである。積分回路４は、乗算器３での乗算結果を
積分して、積分電力量データを出力する。
周波数の電流信号を周期Ｔ毎にサンプリングする
と、io（nT）＝Ｉ・Sin（ωnT）（但し、ω＝２πf,n＝
0,1,2,……）で表わされる信号時系列を得る。付加信号
として周波数＊の交流を使用した場合、電流信号に付
加信号を加算したもののサンプリング時系列は、ｉ（n
T）＝Ｉ・Sin（ωnT）＋Ｉ＊・Sin（ω＊nT）で表わさ
れる。これをディジタルデータに変換した時に生じる量
子化誤差をqi（nT）で表示すると、ｉ（nT）を量子化し
て得るデータ値［ｉ（nT）］は、［ｉ（nT）］＝Ｉ・Si
n（ωnT）＋Ｉ＊・Sin（ω＊nT）＋qi（nT）となる。同
様に、電圧信号のデータ値［ｖ（nT）］は、［ｖ（n
T）］＝Ｖ・Sin（ωnT）＋qv（nT）で表わされる。（式
を簡単化する為、力率100％の場合について説明する
が、以下の論議は任意の力率について成立する。） 乗算器３は、［ｉ（nT）］及び［ｖ（nT）］の量デー
タの積データを送出し、積分回路４はこれを積分して、
次式で示される値のデータを出力する。
と、io（nT）＝Ｉ・Sin（ωnT）（但し、ω＝２πf,n＝
0,1,2,……）で表わされる信号時系列を得る。付加信号
として周波数＊の交流を使用した場合、電流信号に付
加信号を加算したもののサンプリング時系列は、ｉ（n
T）＝Ｉ・Sin（ωnT）＋Ｉ＊・Sin（ω＊nT）で表わさ
れる。これをディジタルデータに変換した時に生じる量
子化誤差をqi（nT）で表示すると、ｉ（nT）を量子化し
て得るデータ値［ｉ（nT）］は、［ｉ（nT）］＝Ｉ・Si
n（ωnT）＋Ｉ＊・Sin（ω＊nT）＋qi（nT）となる。同
様に、電圧信号のデータ値［ｖ（nT）］は、［ｖ（n
T）］＝Ｖ・Sin（ωnT）＋qv（nT）で表わされる。（式
を簡単化する為、力率100％の場合について説明する
が、以下の論議は任意の力率について成立する。） 乗算器３は、［ｉ（nT）］及び［ｖ（nT）］の量デー
タの積データを送出し、積分回路４はこれを積分して、
次式で示される値のデータを出力する。
通常、電圧振幅Ｖは一定値なので変換回路２のフルス
ケール近くで、電圧信号のディジタルデータへの変換を
行なうことにより、量子化誤差qv（nT）は無視できる程
度まで小さくできる。他方、電流振幅Ｉは広い範囲で変
化することが多く、特に電流振幅Ｉが小さ場合には、量
子化誤差qi（nT）は無視し得ない大きさになる。量子化
誤差qv（nT）を無視すると、式（１）の被積分項は ［ｉ（nT）］［ｖ（nT）］＝IV・Sin2（ωnT）＋ Ｉ＊Ｖ・Sin（ω＊nT）・Sin（ωnT）＋ qi（nT）Ｖ・Sin（ωnT） ……（２） になる。
ケール近くで、電圧信号のディジタルデータへの変換を
行なうことにより、量子化誤差qv（nT）は無視できる程
度まで小さくできる。他方、電流振幅Ｉは広い範囲で変
化することが多く、特に電流振幅Ｉが小さ場合には、量
子化誤差qi（nT）は無視し得ない大きさになる。量子化
誤差qv（nT）を無視すると、式（１）の被積分項は ［ｉ（nT）］［ｖ（nT）］＝IV・Sin2（ωnT）＋ Ｉ＊Ｖ・Sin（ω＊nT）・Sin（ωnT）＋ qi（nT）Ｖ・Sin（ωnT） ……（２） になる。
従来回路では、付加電流が無いので式（２）右辺の第
２項は零であり、データのビット数を十分大きくすれ
ば、第３項の量子化誤差qi（nT）も実質的に無視でき、
第１項だけが積分に寄与する。しかし、従来回路でデー
タのビット数が不十分であると、調子化誤差qi（nT）に
含まれる周波数の成分が無視できなくなり、第３項も
積分に寄与して計量誤差の原因になる。
２項は零であり、データのビット数を十分大きくすれ
ば、第３項の量子化誤差qi（nT）も実質的に無視でき、
第１項だけが積分に寄与する。しかし、従来回路でデー
タのビット数が不十分であると、調子化誤差qi（nT）に
含まれる周波数の成分が無視できなくなり、第３項も
積分に寄与して計量誤差の原因になる。
本実施例では、電圧信号と周波数が異なるよう周波数
＊（≠）を設定した付加信号を与えることにより、
データのビット数が不十分な場合でも量子化誤差qi（n
T）に含まれる周波数の成分を従来回路におけるより
もかなり小さくでき、式（２）の右辺第３項の寄与で生
じる計量誤差を低減できる。付加電流を与えることによ
り第２項も積分に寄与するようになるが、ω＊≠ωであ
るから、その積分結果は、周期的に零となり、計量誤差
の原因にはならない。
＊（≠）を設定した付加信号を与えることにより、
データのビット数が不十分な場合でも量子化誤差qi（n
T）に含まれる周波数の成分を従来回路におけるより
もかなり小さくでき、式（２）の右辺第３項の寄与で生
じる計量誤差を低減できる。付加電流を与えることによ
り第２項も積分に寄与するようになるが、ω＊≠ωであ
るから、その積分結果は、周期的に零となり、計量誤差
の原因にはならない。
本発明と似た手法でディザと呼ばれるS/N比向上の手
法がある。これは、信号に信号帯域外の成分を加え、ア
ナログ・ディジタル変換した後にディジタル・フィルタ
により加えた帯域外の成分を除去し、アナログ・ディジ
タル変換のダイナミックレンジの拡充を図るものであ
る。
法がある。これは、信号に信号帯域外の成分を加え、ア
ナログ・ディジタル変換した後にディジタル・フィルタ
により加えた帯域外の成分を除去し、アナログ・ディジ
タル変換のダイナミックレンジの拡充を図るものであ
る。
本発明はこのディザの手法とは異なり、信号帯域内に
信号成分と周波数の異なる信号を加え、累積加算により
周波数の異なる成分を除去するものである。
信号成分と周波数の異なる信号を加え、累積加算により
周波数の異なる成分を除去するものである。
再び第１図に戻って本発明の原理を説明すると、第１
図での変換回路２でのアナログ信号からディジタル信号
への変換をモデル化する。ここで、入力アナログ信号を
Ａ、出力ディジタル信号をＤ、ディジタル信号１ビット
が表すアナログの値をｂとすれば、 Ｄ＝［Ａ÷ｂ］×ｂ ［ ］はガウスの記号（［ａ］はａを越えない最大の
整数を意味する。）である。従って、量子化誤差ｑは、
ｑ＝Ａ−Ｄ＝Ａ−［Ａ÷ｂ］×ｂとなる。データのビッ
ト長が十分にある場合は、 Ａ＞＞ｂ Ｄ＝Ａ ｑ＝０ となる。ところが、Ａレベルが小さくなり、Ａとｂの差
が少なくなると、Ｄが矩形状あるいは段階状になる。
図での変換回路２でのアナログ信号からディジタル信号
への変換をモデル化する。ここで、入力アナログ信号を
Ａ、出力ディジタル信号をＤ、ディジタル信号１ビット
が表すアナログの値をｂとすれば、 Ｄ＝［Ａ÷ｂ］×ｂ ［ ］はガウスの記号（［ａ］はａを越えない最大の
整数を意味する。）である。従って、量子化誤差ｑは、
ｑ＝Ａ−Ｄ＝Ａ−［Ａ÷ｂ］×ｂとなる。データのビッ
ト長が十分にある場合は、 Ａ＞＞ｂ Ｄ＝Ａ ｑ＝０ となる。ところが、Ａレベルが小さくなり、Ａとｂの差
が少なくなると、Ｄが矩形状あるいは段階状になる。
このときの量子化誤差ｑの時間域波形を示したものが
第４図であり、ここでは具体的には、６ビットのアナロ
グ・ディジタル変換器に−30dB、48Hzの信号を入力した
場合に生じるアナログ・ディジタル変換による誤差波形
を示している。また、第５図は、その周波数成分を示し
ている。但し、48Hzはシュミレーション上の制約による
入力信号であり実際の交流電源周波数の50Hzあるいは60
Hzに対応している。なお、第４図の横軸は、8192Hzサン
プルでのサンプリング点、すなわち122μｓを１に規格
化した時間を表している。縦軸は、A/D変換器のフルス
ケールを１に規格化した量子化誤差値を表している。第
５図の横軸は、8Hzを１に規格化した周波数を表してい
る。縦軸は、A/D変換器フルスケールの振幅の正弦波を5
12に規格化したときの量子化誤差値を表している。ここ
で、第５図では、48Hzは６の規格化周波数点に相当し、
2048Hzは256の規格化周波数点に相当する。
第４図であり、ここでは具体的には、６ビットのアナロ
グ・ディジタル変換器に−30dB、48Hzの信号を入力した
場合に生じるアナログ・ディジタル変換による誤差波形
を示している。また、第５図は、その周波数成分を示し
ている。但し、48Hzはシュミレーション上の制約による
入力信号であり実際の交流電源周波数の50Hzあるいは60
Hzに対応している。なお、第４図の横軸は、8192Hzサン
プルでのサンプリング点、すなわち122μｓを１に規格
化した時間を表している。縦軸は、A/D変換器のフルス
ケールを１に規格化した量子化誤差値を表している。第
５図の横軸は、8Hzを１に規格化した周波数を表してい
る。縦軸は、A/D変換器フルスケールの振幅の正弦波を5
12に規格化したときの量子化誤差値を表している。ここ
で、第５図では、48Hzは６の規格化周波数点に相当し、
2048Hzは256の規格化周波数点に相当する。
第４図からわかるように、Ａのレベルが小さくなり、
Ａとｂの差が少なくなるとＤが矩形状あるいは段階状に
なり、このときの量子化誤差ｑは入力信号Ａを０から−
ｂの範囲で折り返した波形となるため、正弦波Ａの周波
数成分ｆを多く含んでいる。このときの量子化誤差ｑの
周波数スペクトラムを示した第５図によれば、量子化誤
差ｑにｆの周波数成分が多く含まれていることがわか
る。このように、量子化誤差ｑにｆの周波数成分が含ま
れていると（２）式第３項の積分結果が大きくなるた
め、誤差結果が大きくなる。
Ａとｂの差が少なくなるとＤが矩形状あるいは段階状に
なり、このときの量子化誤差ｑは入力信号Ａを０から−
ｂの範囲で折り返した波形となるため、正弦波Ａの周波
数成分ｆを多く含んでいる。このときの量子化誤差ｑの
周波数スペクトラムを示した第５図によれば、量子化誤
差ｑにｆの周波数成分が多く含まれていることがわか
る。このように、量子化誤差ｑにｆの周波数成分が含ま
れていると（２）式第３項の積分結果が大きくなるた
め、誤差結果が大きくなる。
一方、本発明の電力メータ回路にあるように、アナロ
グ入力信号Ａに付加信号Ｅ（ＥはＡとは異なる周波数ｆ
＊の正弦波信号）を加えることにより量子化誤差信号ｑ
の周波数スペクトラムが一様化し、ｆの周波数成分が少
なくなる。このときの量子化誤差信号ｑの時間域波形を
示したのが第６図であり、また周波数スペクトラムを示
したのが第７図である。具体的には、上記入力信号に−
20dB、2048Hzの信号を加えた場合の誤差波形を示してい
る。なお、第６図の横軸は、8192Hzサンプルでのサンプ
リング点、すなわち122μｓを１に規格化した時間を表
している。縦軸は、A/D変換器のフルスケールを１に規
格化した量子化誤差値を表している。第７図の横軸は、
8Hzを１に規格化した周波数を表している。縦軸は、A/D
変換器フルスケールの振幅の正弦波を512に規格化した
ときの量子化誤差値を表している。ここで、第７図では
第５図と同様、48Hzは６の規格化周波数点に相当し、20
48Hzは256の規格化周波数点に相当する。
グ入力信号Ａに付加信号Ｅ（ＥはＡとは異なる周波数ｆ
＊の正弦波信号）を加えることにより量子化誤差信号ｑ
の周波数スペクトラムが一様化し、ｆの周波数成分が少
なくなる。このときの量子化誤差信号ｑの時間域波形を
示したのが第６図であり、また周波数スペクトラムを示
したのが第７図である。具体的には、上記入力信号に−
20dB、2048Hzの信号を加えた場合の誤差波形を示してい
る。なお、第６図の横軸は、8192Hzサンプルでのサンプ
リング点、すなわち122μｓを１に規格化した時間を表
している。縦軸は、A/D変換器のフルスケールを１に規
格化した量子化誤差値を表している。第７図の横軸は、
8Hzを１に規格化した周波数を表している。縦軸は、A/D
変換器フルスケールの振幅の正弦波を512に規格化した
ときの量子化誤差値を表している。ここで、第７図では
第５図と同様、48Hzは６の規格化周波数点に相当し、20
48Hzは256の規格化周波数点に相当する。
第５図と第７図からわかるように、誤差波形の信号と
同じ周波数成分が周波数の異なる信号を加えることによ
り大幅に小さくなる。従って、（２）式第３項の積分結
果が小さくなるため、計量誤差を小さくすることができ
る。また、付加信号の周波数はｆ＊≠ｆであるから、そ
の積分結果は周期的に０にすることができ、積分周期を
適当に選ぶことにより、付加信号による計量誤差への影
響をなくすことができる。
同じ周波数成分が周波数の異なる信号を加えることによ
り大幅に小さくなる。従って、（２）式第３項の積分結
果が小さくなるため、計量誤差を小さくすることができ
る。また、付加信号の周波数はｆ＊≠ｆであるから、そ
の積分結果は周期的に０にすることができ、積分周期を
適当に選ぶことにより、付加信号による計量誤差への影
響をなくすことができる。
第２図は、本発明の電力メータ回路による計量誤差低
減効果についての実験結果を示したものである。ここで
は、入力電流レベルに対する計測誤差を示している。曲
線11は従来の技術を用いた場合における実験結果を示し
ており、曲線10は本発明による場合の実験結果示してい
る。
減効果についての実験結果を示したものである。ここで
は、入力電流レベルに対する計測誤差を示している。曲
線11は従来の技術を用いた場合における実験結果を示し
ており、曲線10は本発明による場合の実験結果示してい
る。
具体的には、第２図は、本実施例において変換回路２
の出力データが６ビット、ｆ＝50Hz、ｆ＊＝20Hzである
場合の実施例を示している。電流は、変換回路２のフル
ケース出力を与えるＩに対する相対値で表示してあり、
特性10はＩ＊（付加電流振幅）がI/18の場合、特性11は
Ｉ＊が零の（すなわち従来回路と同じ動作をさせた）場
合を、それぞれ示す。付加信号を与えて量子化雑音を電
圧信号に対し、周波数を異ならせることにより計量誤差
を大幅に低減できることが判る。
の出力データが６ビット、ｆ＝50Hz、ｆ＊＝20Hzである
場合の実施例を示している。電流は、変換回路２のフル
ケース出力を与えるＩに対する相対値で表示してあり、
特性10はＩ＊（付加電流振幅）がI/18の場合、特性11は
Ｉ＊が零の（すなわち従来回路と同じ動作をさせた）場
合を、それぞれ示す。付加信号を与えて量子化雑音を電
圧信号に対し、周波数を異ならせることにより計量誤差
を大幅に低減できることが判る。
第３図は本発明の第２の実施例を示すブロック図であ
る。本実施例は、電流信号及び電圧信号の両ディジダル
データを時分割多重化するよう構成したものである。す
なわち、電流信号と付加信号との加算信号及び電圧信号
はそれぞれ変換回路５のサンプルホールド（SH）回路７
でサンプリングされ、両サンプリング信号をスイッチSW
で、交互に接続してアナログ・ディジタル変換器（AD
C）８でディジタルデータに変換している。積算回路６
は、ADC8から交互に送られて来る電流データ及び電圧デ
ータを乗算した上で積分して、積算電力量データを出力
する。付加信号を与えることによりビット数を低減した
ADC8を時分割動作させて、更に回路の規模小形化，低価
格化を図ることができる。
る。本実施例は、電流信号及び電圧信号の両ディジダル
データを時分割多重化するよう構成したものである。す
なわち、電流信号と付加信号との加算信号及び電圧信号
はそれぞれ変換回路５のサンプルホールド（SH）回路７
でサンプリングされ、両サンプリング信号をスイッチSW
で、交互に接続してアナログ・ディジタル変換器（AD
C）８でディジタルデータに変換している。積算回路６
は、ADC8から交互に送られて来る電流データ及び電圧デ
ータを乗算した上で積分して、積算電力量データを出力
する。付加信号を与えることによりビット数を低減した
ADC8を時分割動作させて、更に回路の規模小形化，低価
格化を図ることができる。
以上説明したように本発明は、ディジタルデータの変
換後のビット数を従来よりも低減できる電力メータ回路
を実現できる効果をもつ。
換後のビット数を従来よりも低減できる電力メータ回路
を実現できる効果をもつ。
第１図及び第２図は本発明の第１の実施例を示すブロッ
ク図及び特性図、第３図は本発明の第２の実施例を示す
ブロック図、第４図および第５図は、６ビットのアナロ
グ・ディジタル変換器に−30dB,48Hzの信号を入力した
場合の、アナログ・ディジタル変換器の時間域における
量子化誤差波形およびアナログ・ディジタル変換器によ
る周波数スペクトラム、第６図および第７図は、６ビッ
トのアナログ・ディジタル変換器に−30dB,48Hzの信号
と−20dB,2048Hzの信号を加えた信号を入力した場合
の、アナログ・ディジタル変換器の時間域における量子
化誤差波形およびアナログ・ディジタル変換器による周
波数スペクトルである。 １……加算器、2,5……変換回路、３……乗算器、４…
…積分回路、６……積算回路、７……サンプルホールド
（SH）回路、８……アナログ・ディジタル変換器（AD
C）,SW……スイッチ、10……本実施例の実験結果、11…
…従来例の実験結果。
ク図及び特性図、第３図は本発明の第２の実施例を示す
ブロック図、第４図および第５図は、６ビットのアナロ
グ・ディジタル変換器に−30dB,48Hzの信号を入力した
場合の、アナログ・ディジタル変換器の時間域における
量子化誤差波形およびアナログ・ディジタル変換器によ
る周波数スペクトラム、第６図および第７図は、６ビッ
トのアナログ・ディジタル変換器に−30dB,48Hzの信号
と−20dB,2048Hzの信号を加えた信号を入力した場合
の、アナログ・ディジタル変換器の時間域における量子
化誤差波形およびアナログ・ディジタル変換器による周
波数スペクトルである。 １……加算器、2,5……変換回路、３……乗算器、４…
…積分回路、６……積算回路、７……サンプルホールド
（SH）回路、８……アナログ・ディジタル変換器（AD
C）,SW……スイッチ、10……本実施例の実験結果、11…
…従来例の実験結果。
フロントページの続き (72)発明者 伏見 重雄 東京都港区芝５丁目33番１号 日本電気 株式会社内 (72)発明者 和田 重典 東京都港区芝５丁目33番１号 日本電気 株式会社内 (72)発明者 中村 秀岳 東京都港区芝５丁目33番１号 日本電気 株式会社内 (72)発明者 小林 正 東京都港区芝５丁目33番１号 日本電気 株式会社内 (72)発明者 高木 利夫 東京都千代田区内幸町１丁目１番３号 電京電力株式会社内
Claims (1)
- 【請求項１】電力計量対象である交流の電圧及び電流を
示す電圧信号及び電流信号を、おのおのディジタルデー
タに変換する変換回路と、 両データの積を積分して積算電力量を得る積算回路と を備えた電力メータ回路であって、さらに、 前記電圧信号又は電流信号のうち変動する方の信号に、
これと周波数の異なる交流波形をもつ付加信号を加算す
る付加信号加算手段を備え、 前記信号に前記付加信号を加算した上で前記ディジタル
データに変換することを特徴とする電力メータ回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63330489A JP2852055B2 (ja) | 1988-12-26 | 1988-12-26 | 電力メータ回路 |
| US07/454,510 US4992725A (en) | 1988-12-26 | 1989-12-21 | Meter for accurately measuring integrated electric power |
| US07/608,540 US5079510A (en) | 1988-12-26 | 1990-11-02 | Meter for accurately measuring integrated electric power |
| US07/817,792 US5311117A (en) | 1988-12-26 | 1992-01-06 | Meter for accurately measuring integrated electric power |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63330489A JP2852055B2 (ja) | 1988-12-26 | 1988-12-26 | 電力メータ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02173577A JPH02173577A (ja) | 1990-07-05 |
| JP2852055B2 true JP2852055B2 (ja) | 1999-01-27 |
Family
ID=18233200
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63330489A Expired - Lifetime JP2852055B2 (ja) | 1988-12-26 | 1988-12-26 | 電力メータ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2852055B2 (ja) |
-
1988
- 1988-12-26 JP JP63330489A patent/JP2852055B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02173577A (ja) | 1990-07-05 |
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