JP2839601B2 - 直流電動機の制御方法 - Google Patents
直流電動機の制御方法Info
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- JP2839601B2 JP2839601B2 JP1336047A JP33604789A JP2839601B2 JP 2839601 B2 JP2839601 B2 JP 2839601B2 JP 1336047 A JP1336047 A JP 1336047A JP 33604789 A JP33604789 A JP 33604789A JP 2839601 B2 JP2839601 B2 JP 2839601B2
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- current
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は直流電動機の界磁電流をサイリスタコンバ
ータブリッジにより制御する直流電動機の制御方法に関
するものである。
ータブリッジにより制御する直流電動機の制御方法に関
するものである。
第３図は直流電動機の制御方法として界磁電流をサイ
リスタコンバータブリッジにより制御する回路図の一例
を示すもので、図において、１は直流電動機の電機子、
２は界磁巻線、３はサイリスタコンバータブリッジで界
磁電流Ifを制御する。４は前記サイリスタコンバータブ
リッジ３の交流電源、５は交流電流を検出する交流変流
器（以下、ACCTと略称）、６はACCT5の２次電流を整流
する整流回路、７はサンプリング回路、８はサイリスタ
コンバータブリッジ３を波形制御するゲートパルス制御
回路である。
リスタコンバータブリッジにより制御する回路図の一例
を示すもので、図において、１は直流電動機の電機子、
２は界磁巻線、３はサイリスタコンバータブリッジで界
磁電流Ifを制御する。４は前記サイリスタコンバータブ
リッジ３の交流電源、５は交流電流を検出する交流変流
器（以下、ACCTと略称）、６はACCT5の２次電流を整流
する整流回路、７はサンプリング回路、８はサイリスタ
コンバータブリッジ３を波形制御するゲートパルス制御
回路である。
また、第４図は従来の方式におけるACCT5の２次電流
サンプリング法の処理タイムチャートを示す図である。
図において、９はサイリスタコンバータブリッジ３の入
力用単相電源の電源電圧波形、10は前記電源電圧波形９
をACCT5で検出したACCT検出電流整流波形である。
サンプリング法の処理タイムチャートを示す図である。
図において、９はサイリスタコンバータブリッジ３の入
力用単相電源の電源電圧波形、10は前記電源電圧波形９
をACCT5で検出したACCT検出電流整流波形である。
次に第５図のフローチャートを参照して第３図の動作
について説明する。まず、交流電源４の電源電圧波形９
の１周期を360゜とし、その半分の180゜区間で11に示す
ような電流サンプリングタイムでACCT5検出電流整流波
形10の電流値をサンプリング回路７によってサンプリン
グする（ステップST5.1）。次に、12に示すような制御
演算タイミングを用いて30゜ごとのサンプリング値６回
分を14,15に示すような平均化区間で平均化することに
より、夫々の区間での検出値を得る（ステップST5.
2）。その検出値を直流電動機の界磁巻線２に界磁電流
制御用フィードバック値としてゲートパルス制御回路８
で波形処理しサイリスタコンバータブリッジ３のゲート
パルスタイミングを演算処理して（ステップST5.3）、
その結果電流Ifを制御する（ステップST5.4）。
について説明する。まず、交流電源４の電源電圧波形９
の１周期を360゜とし、その半分の180゜区間で11に示す
ような電流サンプリングタイムでACCT5検出電流整流波
形10の電流値をサンプリング回路７によってサンプリン
グする（ステップST5.1）。次に、12に示すような制御
演算タイミングを用いて30゜ごとのサンプリング値６回
分を14,15に示すような平均化区間で平均化することに
より、夫々の区間での検出値を得る（ステップST5.
2）。その検出値を直流電動機の界磁巻線２に界磁電流
制御用フィードバック値としてゲートパルス制御回路８
で波形処理しサイリスタコンバータブリッジ３のゲート
パルスタイミングを演算処理して（ステップST5.3）、
その結果電流Ifを制御する（ステップST5.4）。
従来の直流電動機の制御方法は以上のように実行され
ているので、瞬時的にACCTの一次電流が歪を起こすと18
0゜区間ごとの平均値が隣接する２つの区間で夫々差を
生じ、更にACCTの検出値を用いるゲートパルス制御は次
の半周期を分担することになるので、その差を増加させ
る結果となり、制御が安定しない上にACCTの容量も大と
なる等の課題があった。
ているので、瞬時的にACCTの一次電流が歪を起こすと18
0゜区間ごとの平均値が隣接する２つの区間で夫々差を
生じ、更にACCTの検出値を用いるゲートパルス制御は次
の半周期を分担することになるので、その差を増加させ
る結果となり、制御が安定しない上にACCTの容量も大と
なる等の課題があった。
この発明は上記のような課題を解消するためになされ
たもので、瞬時的なACCT一次側電流の変化にも歪の影響
を受けることもなく、かつACCTの容量を低減できる直流
電動機の制御方法を得ることを目的とする。
たもので、瞬時的なACCT一次側電流の変化にも歪の影響
を受けることもなく、かつACCTの容量を低減できる直流
電動機の制御方法を得ることを目的とする。
この発明に係る直流電動機の制御方法は、サンプリン
グ回路において、サイリスタコンバータブリッジの交流
電流に同期して、サンプリング値を360゜区間ごとに平
均化したものである。
グ回路において、サイリスタコンバータブリッジの交流
電流に同期して、サンプリング値を360゜区間ごとに平
均化したものである。
この発明におけるサンプリング回路はサイリスタコン
バータブリッジ交流電流をACCTで検出し、該ACCTの２次
電流整流波形をサンプリングして30゜単位、12回分まと
めて平均化した後、ゲートパルス制御回路へ入力するこ
とにより瞬時的なACCT一次側電流の変化にも界磁電流が
影響を受けないようにしたものである。
バータブリッジ交流電流をACCTで検出し、該ACCTの２次
電流整流波形をサンプリングして30゜単位、12回分まと
めて平均化した後、ゲートパルス制御回路へ入力するこ
とにより瞬時的なACCT一次側電流の変化にも界磁電流が
影響を受けないようにしたものである。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。図
中、第４図と同一の部分は同一の符号をもって図示した
第１図において、10は瞬時的に正負歪を起こしたサイリ
スタコンバータブリッジ３の入力の一次側電流をACCTで
検出した二次電流の全波整流波形、13は入力電源の１周
期分360゜でサンプリングした値を平均化する区間であ
る。
中、第４図と同一の部分は同一の符号をもって図示した
第１図において、10は瞬時的に正負歪を起こしたサイリ
スタコンバータブリッジ３の入力の一次側電流をACCTで
検出した二次電流の全波整流波形、13は入力電源の１周
期分360゜でサンプリングした値を平均化する区間であ
る。
以下、この発明の一実施例を第２図のフローチャート
を参照して説明する。第１図に示すようにサイリスタコ
ンバータブリッジ３に入力する電流が正負に歪むと、AC
CT5によって検出した２次電流を整流したACCT検出電流
整流波形10も180゜区間ごとに値が変化する矩形波とな
る。従って、ACCT5の２次電流をサンプリングし（ステ
ップST2.1）、そのACCT検出電流整流波形10を180゜区間
ごとに平均化すると、前記ACCT5の検出値は隣り合う２
つの区間で差が生じることになる。そこで、平均化区間
14や15のような360゜区間で12回のサンプリング値を平
均化すると平均化区間14と15の区間とで平均値に差が生
じない（ステップST2.2）。従って、この平均値をサイ
リスタコンバータブリッジ３のゲートパルスを演算処理
し（ステップST2.3）、ゲートパルス制御用の検出値に
使用することにより、直流電動機界磁電流Ifの検出値と
しては、サイリスタコンバータブリッジ３の入力電流の
瞬時的な正負歪に影響されない最適な値が得られる（ス
テップST2.3〜2.4）。その上、ACCT5の一次電流の直流
分が制御により増幅されることがなくなるので、ACCT5
の直流偏磁に対する容量の余裕分を小さく抑えることが
出来、結果的にACCT5の容量が小さくできる。
を参照して説明する。第１図に示すようにサイリスタコ
ンバータブリッジ３に入力する電流が正負に歪むと、AC
CT5によって検出した２次電流を整流したACCT検出電流
整流波形10も180゜区間ごとに値が変化する矩形波とな
る。従って、ACCT5の２次電流をサンプリングし（ステ
ップST2.1）、そのACCT検出電流整流波形10を180゜区間
ごとに平均化すると、前記ACCT5の検出値は隣り合う２
つの区間で差が生じることになる。そこで、平均化区間
14や15のような360゜区間で12回のサンプリング値を平
均化すると平均化区間14と15の区間とで平均値に差が生
じない（ステップST2.2）。従って、この平均値をサイ
リスタコンバータブリッジ３のゲートパルスを演算処理
し（ステップST2.3）、ゲートパルス制御用の検出値に
使用することにより、直流電動機界磁電流Ifの検出値と
しては、サイリスタコンバータブリッジ３の入力電流の
瞬時的な正負歪に影響されない最適な値が得られる（ス
テップST2.3〜2.4）。その上、ACCT5の一次電流の直流
分が制御により増幅されることがなくなるので、ACCT5
の直流偏磁に対する容量の余裕分を小さく抑えることが
出来、結果的にACCT5の容量が小さくできる。
上記実例では、直流電動機の界磁電流のサンプリング
について説明したが、周期性をもつアナログ信号をデジ
タル信号として検出するすべてのサンプリングに使用し
ても上記実施例と同様の効果を有する。
について説明したが、周期性をもつアナログ信号をデジ
タル信号として検出するすべてのサンプリングに使用し
ても上記実施例と同様の効果を有する。
以上のように、この発明によればサンプリング回路に
おいて、サイリスタコンバータブリッジの交流電流に同
期して、サンプリング値を360゜区間ごとに平均化する
ので、瞬時的なACCT一次側電流の変化にも界磁電流が影
響を受けることなく、かつ安価にでき制御性の高いもの
が得られる効果がある。
おいて、サイリスタコンバータブリッジの交流電流に同
期して、サンプリング値を360゜区間ごとに平均化する
ので、瞬時的なACCT一次側電流の変化にも界磁電流が影
響を受けることなく、かつ安価にでき制御性の高いもの
が得られる効果がある。
第１図はこの発明の一実施例による界磁電流制御波形の
説明図、第２図は第１図の動作順序を示すフローチャー
ト、第３図は直流電動機の界磁電流制御回路図、第４図
は従来の一実施例による界磁電流制御波形の説明図、第
５図は第４図の動作順序を示すフローチャートである。 図において、３はサイリスタコンバータブリッジ、４は
交流電源、５は交流変流器、７はサンプリング回路、８
はゲートパルス制御回路、10はACCT検出電流整流波形で
ある。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
説明図、第２図は第１図の動作順序を示すフローチャー
ト、第３図は直流電動機の界磁電流制御回路図、第４図
は従来の一実施例による界磁電流制御波形の説明図、第
５図は第４図の動作順序を示すフローチャートである。 図において、３はサイリスタコンバータブリッジ、４は
交流電源、５は交流変流器、７はサンプリング回路、８
はゲートパルス制御回路、10はACCT検出電流整流波形で
ある。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
Claims (1)
- 【請求項１】サイリスタコンバータブリッジの交流電流
を交流変流器により検出し、該交流変流器の２次側の検
出電流整流波形をサンプリング回路によってサンプリン
グし、このサンプリング値を平均化した後、この平均値
を界磁電流制御用フィードバック値として出力し、 ゲートパルス制御回路によって入力した該平均値を波形
処理するとともに、前記サイリスタコンバータブリッジ
のゲートパルスタイミングを演算処理した後、 ゲートパルスを前記サイリスタコンバータブリッジに出
力し、直流電動機の界磁電流を制御する直流電動機の制
御方法において、 上記サンプリング回路は、上記サイリスタコンバータブ
リッジの交流電流に同期して、上記サンプリング値を36
0゜区間ごとに平均化することを特徴とする直流電動機
の制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1336047A JP2839601B2 (ja) | 1989-12-25 | 1989-12-25 | 直流電動機の制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1336047A JP2839601B2 (ja) | 1989-12-25 | 1989-12-25 | 直流電動機の制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03198695A JPH03198695A (ja) | 1991-08-29 |
| JP2839601B2 true JP2839601B2 (ja) | 1998-12-16 |
Family
ID=18295151
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1336047A Expired - Lifetime JP2839601B2 (ja) | 1989-12-25 | 1989-12-25 | 直流電動機の制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2839601B2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5519155B2 (ja) * | 1973-06-25 | 1980-05-23 | ||
| JPS5731390A (en) * | 1980-07-31 | 1982-02-19 | Fanuc Ltd | Driving device for dc motor |
-
1989
- 1989-12-25 JP JP1336047A patent/JP2839601B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03198695A (ja) | 1991-08-29 |
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