JP2837996B2 - 電気車の制御方法 - Google Patents
電気車の制御方法Info
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- JP2837996B2 JP2837996B2 JP4181199A JP18119992A JP2837996B2 JP 2837996 B2 JP2837996 B2 JP 2837996B2 JP 4181199 A JP4181199 A JP 4181199A JP 18119992 A JP18119992 A JP 18119992A JP 2837996 B2 JP2837996 B2 JP 2837996B2
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- voltage
- control
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- chopper
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- Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)
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- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、電気車を速度制御す
る電気車の制御方法に関するものである。
る電気車の制御方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図３は例えば「電気車の科学」（電気車
研究会、１９９０年２月号、ｖｏｌ．４３、Ｎｏ２、Ｐ
１５〜Ｐ１９）に示された従来の電気車制御装置を示し
たものである。図に於いて、１は直流架線に接続されて
電力を給電するパンタグラフ、２は直流架線Ｌから回路
を開放するスイッチ、３及び４は逆Ｌ字形フィルタを構
成するリアクトルと第１のコンデンサである。
研究会、１９９０年２月号、ｖｏｌ．４３、Ｎｏ２、Ｐ
１５〜Ｐ１９）に示された従来の電気車制御装置を示し
たものである。図に於いて、１は直流架線に接続されて
電力を給電するパンタグラフ、２は直流架線Ｌから回路
を開放するスイッチ、３及び４は逆Ｌ字形フィルタを構
成するリアクトルと第１のコンデンサである。
【０００３】また、５はＧＴＯサイリスタ等の制御整流
素子の降圧チョッパ５ａと昇圧チョッパ５ｂより成る双
方向性のチョッパ回路、６はそのチョッパ出力を平滑す
る平滑リアクトル、７は上記チョッパ出力を安定化し、
直流結合回路を構成する第２のコンデンサ、８はトラン
ジスタなどの低圧の制御整流素子の３相ブリッジ接続よ
り成るパルス幅変調インバータである。
素子の降圧チョッパ５ａと昇圧チョッパ５ｂより成る双
方向性のチョッパ回路、６はそのチョッパ出力を平滑す
る平滑リアクトル、７は上記チョッパ出力を安定化し、
直流結合回路を構成する第２のコンデンサ、８はトラン
ジスタなどの低圧の制御整流素子の３相ブリッジ接続よ
り成るパルス幅変調インバータである。
【０００４】さらに、９は上記パルス幅変調インバータ
７の３相出力に接続された誘導電動機、１０は上記チョ
ッパ５及びパルス幅変調インバータ８を構成する制御整
流素子のスイッチング状態を制御する制御装置で、力行
指令Ｐ及び制動指令Ｂを受けて誘導電動機９を可変速駆
動する。
７の３相出力に接続された誘導電動機、１０は上記チョ
ッパ５及びパルス幅変調インバータ８を構成する制御整
流素子のスイッチング状態を制御する制御装置で、力行
指令Ｐ及び制動指令Ｂを受けて誘導電動機９を可変速駆
動する。
【０００５】次に動作について説明する。図示しない運
転台より力行指令Ｐが入力されると、スイッチ２が閉路
し、回路が構成される。上記スイッチ２の閉路により、
直流架線Ｌの電源電圧ＥS （例えばＥS ＝１５００Ｖ）
は、パンタグラフ１、スイッチ２、入力のリアクトル
３、及び第１のコンデンサ４を経由して、チョッパ回路
５に給電される。
転台より力行指令Ｐが入力されると、スイッチ２が閉路
し、回路が構成される。上記スイッチ２の閉路により、
直流架線Ｌの電源電圧ＥS （例えばＥS ＝１５００Ｖ）
は、パンタグラフ１、スイッチ２、入力のリアクトル
３、及び第１のコンデンサ４を経由して、チョッパ回路
５に給電される。
【０００６】力行時には、主電動機に電力を供給するた
め、エネルギは直流架線Ｌから供給される。この力行
時、チョッパ回路５は降圧チョッパ５ａが動作し、その
出力電圧が例えば平均値６００Ｖ程度に通流率制御さ
れ、平滑リアクトル６及び第２のコンデンサ７により直
流平滑されて、パルス幅変調インバータ８の入力とな
る。
め、エネルギは直流架線Ｌから供給される。この力行
時、チョッパ回路５は降圧チョッパ５ａが動作し、その
出力電圧が例えば平均値６００Ｖ程度に通流率制御さ
れ、平滑リアクトル６及び第２のコンデンサ７により直
流平滑されて、パルス幅変調インバータ８の入力とな
る。
【０００７】上記降圧チョッパ５ａの通流率は、構成す
る制御整流素子の導通時間比率により決定される。ここ
で、第１のコンデンサ４の電圧をＥS 、降圧チョッパ５
ａの出力目標電圧６００ＶをＥFCとすると、降圧チョッ
パ５ａの通流率αは α＝ＥFC／ＥS と表され、制御装置１０において降圧チョッパ５ａを構
成する制御整流素子のスイッチング状態制御信号ＧＯＮ
１に変換され、降圧チョッパ５ａに指令される。
る制御整流素子の導通時間比率により決定される。ここ
で、第１のコンデンサ４の電圧をＥS 、降圧チョッパ５
ａの出力目標電圧６００ＶをＥFCとすると、降圧チョッ
パ５ａの通流率αは α＝ＥFC／ＥS と表され、制御装置１０において降圧チョッパ５ａを構
成する制御整流素子のスイッチング状態制御信号ＧＯＮ
１に変換され、降圧チョッパ５ａに指令される。
【０００８】上記通流率制御された降圧チョッパ５ａの
出力は平滑リアクトル６及び第２のコンデンサ７により
直流平滑されてパルス幅変調インバータ８に入力され、
パルス幅変調インバータ８の各ブリッジを構成する制御
整流素子により、３相の可変電圧可変周波数交流に変換
されて、誘導電動機９に供給され、誘導電動機９は可変
速駆動する。
出力は平滑リアクトル６及び第２のコンデンサ７により
直流平滑されてパルス幅変調インバータ８に入力され、
パルス幅変調インバータ８の各ブリッジを構成する制御
整流素子により、３相の可変電圧可変周波数交流に変換
されて、誘導電動機９に供給され、誘導電動機９は可変
速駆動する。
【０００９】また、回生制動においては、図示しない運
転台より制動指令Ｂが入力されると、力行と同様に回路
が構成される。この回生制動時には、誘導電動機９は発
電機として働き、運動エネルギを電気エネルギに変換し
ている。回生制動時、チョッパ５は昇圧チョッパ５ｂが
動作し、発生した電気エネルギは、昇圧チョッパ５ｂに
より例えばＤＣ１５００Ｖへ昇圧され、直流架線Ｌへと
送られる。
転台より制動指令Ｂが入力されると、力行と同様に回路
が構成される。この回生制動時には、誘導電動機９は発
電機として働き、運動エネルギを電気エネルギに変換し
ている。回生制動時、チョッパ５は昇圧チョッパ５ｂが
動作し、発生した電気エネルギは、昇圧チョッパ５ｂに
より例えばＤＣ１５００Ｖへ昇圧され、直流架線Ｌへと
送られる。
【００１０】ここで、昇圧チョッパ５ｂの通流率βは、 β＝１−（ＥFC／ＥS） と表され、制御装置１０より昇圧チョッパ５ｂを構成す
る制御整流素子のスイッチング状態制御信号ＧＯＮ２に
変換され、昇圧チョッパ５ｂに指令される。
る制御整流素子のスイッチング状態制御信号ＧＯＮ２に
変換され、昇圧チョッパ５ｂに指令される。
【００１１】以上のように、直流架線Ｌの直流電源電圧
ＥS に対して、降圧チョッパ５ａと昇圧チョッパ５ｂを
用いることにより、第２のコンデンサ７の電圧を低く抑
えることができるため、パルス幅変調インバータ８を安
価なトランジスタなどの低圧の素子で構成し、複数台の
並列接続を行った場合でも安価なものを採用できる。
ＥS に対して、降圧チョッパ５ａと昇圧チョッパ５ｂを
用いることにより、第２のコンデンサ７の電圧を低く抑
えることができるため、パルス幅変調インバータ８を安
価なトランジスタなどの低圧の素子で構成し、複数台の
並列接続を行った場合でも安価なものを採用できる。
【００１２】ところで、パルス幅変調インバータ８の出
力電圧は、ＯＶから最大出力電圧まで速度の上昇にした
がって電圧周波数比を一定に保ったまま上昇するよう制
御されるが、このパルス幅変調インバータ８の出力電圧
制御方法については既知であるので、ここではその詳細
については省略する。しかしながら、上記パルス幅変調
インバータ８は、制御整流素子より構成されているの
で、理想スイッチのような動作はできず、回路特性によ
って定まる最小オン時間及び最小オフ時間等の制約を受
けることとなる。
力電圧は、ＯＶから最大出力電圧まで速度の上昇にした
がって電圧周波数比を一定に保ったまま上昇するよう制
御されるが、このパルス幅変調インバータ８の出力電圧
制御方法については既知であるので、ここではその詳細
については省略する。しかしながら、上記パルス幅変調
インバータ８は、制御整流素子より構成されているの
で、理想スイッチのような動作はできず、回路特性によ
って定まる最小オン時間及び最小オフ時間等の制約を受
けることとなる。
【００１３】このため、搬送波ｅc と信号波ｅo の振幅
を比較してその大小によって制御整流素子をオンオフ制
御する、例えば図２のようなパルス幅変調の方式によ
り、制御整流素子の導通時間を決定する場合、パルス幅
変調インバータ８の出力電圧が低い領域（電気車の起動
または制動終速運転制御時）、すなわち、搬送波として
の三角波に対する信号波としての正弦波の高さＰＭＦが
低い領域では、出力パルス幅が細くなっており、この領
域では、前述した最小オン時間、最小オフ時間の制限に
より、出力パルス幅が理論値に対してずれを生じ、出力
波形率の悪化を招くことになる。
を比較してその大小によって制御整流素子をオンオフ制
御する、例えば図２のようなパルス幅変調の方式によ
り、制御整流素子の導通時間を決定する場合、パルス幅
変調インバータ８の出力電圧が低い領域（電気車の起動
または制動終速運転制御時）、すなわち、搬送波として
の三角波に対する信号波としての正弦波の高さＰＭＦが
低い領域では、出力パルス幅が細くなっており、この領
域では、前述した最小オン時間、最小オフ時間の制限に
より、出力パルス幅が理論値に対してずれを生じ、出力
波形率の悪化を招くことになる。
【００１４】つまり、理論出力パルス幅が最小オン時間
を下回った場合には、最小オン時間に制限されるので、
パルス幅変調インバータ８の出力電圧が目標値に対して
大きくなるため、出力電流が過大になり、電流波形のリ
ップルが大きくなると共に、１周期中の０°及び１８０
°周辺において、理論値に対してのずれが大きくなるた
め、出力波形率が悪化することになる。
を下回った場合には、最小オン時間に制限されるので、
パルス幅変調インバータ８の出力電圧が目標値に対して
大きくなるため、出力電流が過大になり、電流波形のリ
ップルが大きくなると共に、１周期中の０°及び１８０
°周辺において、理論値に対してのずれが大きくなるた
め、出力波形率が悪化することになる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】従来の電気車制御装置
は以上のように構成されているので、パルス幅変調イン
バータ８の出力電圧の低い領域（電気車の起動または制
動終速運転制御時）では、出力波形率が悪化し、トルク
リップルを生じ、乗り心地を害すると言う問題点があっ
た。
は以上のように構成されているので、パルス幅変調イン
バータ８の出力電圧の低い領域（電気車の起動または制
動終速運転制御時）では、出力波形率が悪化し、トルク
リップルを生じ、乗り心地を害すると言う問題点があっ
た。
【００１６】この発明は、上記のような問題点を解消す
るためになされたもので、パルス幅変調インバータの出
力電圧の全領域において、出力波形率の悪化のない電気
車の制御方法を提供することを目的とする。
るためになされたもので、パルス幅変調インバータの出
力電圧の全領域において、出力波形率の悪化のない電気
車の制御方法を提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】この発明の請求項１に係
る電気車の制御方法は、架線電圧を第１の電力変換器に
より直流電圧に電圧変換し、変換したその直流出力を直
流結合回路を介して第２の電力変換器により可変電圧可
変周波数制御し、この制御した電圧を電気車駆動用電動
機に供給して電気車を速度制御する電気車の制御方法に
おいて、上記第２の電力変換器は、制御整流素子から構
成され、上記第２の電力変換器による可変電圧可変周波
数制御は、上記直流電圧に従い、上記制御整流素子の導
通時間を制御するパルス幅変調制御方法であって、上記
制御整流素子の導通時間である、上記パルス幅変調制御
の出力信号時間幅が、上記制御整流素子が制約される最
小オン時間を常に上回るように第１の電力変換器の出力
電圧を制御するものである。
る電気車の制御方法は、架線電圧を第１の電力変換器に
より直流電圧に電圧変換し、変換したその直流出力を直
流結合回路を介して第２の電力変換器により可変電圧可
変周波数制御し、この制御した電圧を電気車駆動用電動
機に供給して電気車を速度制御する電気車の制御方法に
おいて、上記第２の電力変換器は、制御整流素子から構
成され、上記第２の電力変換器による可変電圧可変周波
数制御は、上記直流電圧に従い、上記制御整流素子の導
通時間を制御するパルス幅変調制御方法であって、上記
制御整流素子の導通時間である、上記パルス幅変調制御
の出力信号時間幅が、上記制御整流素子が制約される最
小オン時間を常に上回るように第１の電力変換器の出力
電圧を制御するものである。
【００１８】
【００１９】
【作用】この発明の請求項１における電気車の制御方法
において、第２の電力変換器は、制御整流素子から構成
され、上記第２の電力変換器による可変電圧可変周波数
制御は、上記直流電圧に従い、上記制御整流素子の導通
時間を制御するパルス幅変調制御方法であって、上記制
御整流素子の導通時間である、上記パルス幅変調制御の
出力信号時間幅が、上記制御整流素子が制約される最小
オン時間を常に上回るように第１の電力変換器の出力電
圧を制御することにより、第２の電力変換器の出力波形
率を改善する。
において、第２の電力変換器は、制御整流素子から構成
され、上記第２の電力変換器による可変電圧可変周波数
制御は、上記直流電圧に従い、上記制御整流素子の導通
時間を制御するパルス幅変調制御方法であって、上記制
御整流素子の導通時間である、上記パルス幅変調制御の
出力信号時間幅が、上記制御整流素子が制約される最小
オン時間を常に上回るように第１の電力変換器の出力電
圧を制御することにより、第２の電力変換器の出力波形
率を改善する。
【００２０】
【００２１】
【実施例】実施例１．以下、この発明の一実施例を図に
ついて説明する。図１はこの発明を実施するための電気
車制御装置の構成図を示すものである。図１において、
図３と同一部分は同一符号を付してその説明は省略す
る。また、１０Ａは図３の制御装置１０に対応するこの
実施例の制御装置で、この制御装置１０Ａには第２の制
御装置であるチョッパ制御装置１１が含まれ、降圧チョ
ッパ５ａ及び昇圧チョッパ５ｂに対するゲート信号ＧＯ
Ｎ１Ａ及びＧＯＮ２Ａを、パルス幅変調インバータ８の
出力に応じて、降圧チョッパ５ａ及び昇圧チョッパ５ｂ
の出力電圧を変化させるべく制御するようになってい
る。
ついて説明する。図１はこの発明を実施するための電気
車制御装置の構成図を示すものである。図１において、
図３と同一部分は同一符号を付してその説明は省略す
る。また、１０Ａは図３の制御装置１０に対応するこの
実施例の制御装置で、この制御装置１０Ａには第２の制
御装置であるチョッパ制御装置１１が含まれ、降圧チョ
ッパ５ａ及び昇圧チョッパ５ｂに対するゲート信号ＧＯ
Ｎ１Ａ及びＧＯＮ２Ａを、パルス幅変調インバータ８の
出力に応じて、降圧チョッパ５ａ及び昇圧チョッパ５ｂ
の出力電圧を変化させるべく制御するようになってい
る。
【００２２】次に動作について説明する。パルス幅変調
インバータ８の出力電圧が高い領域（電気車の通常運転
制御時）の動作については、従来例と同一であるので、
パルス幅変調インバータ８の出力電圧が低い領域、つま
り誘導電動機９の回転速度が低い電気車の起動または制
動終速運転制御時の動作について、図２に従い説明す
る。
インバータ８の出力電圧が高い領域（電気車の通常運転
制御時）の動作については、従来例と同一であるので、
パルス幅変調インバータ８の出力電圧が低い領域、つま
り誘導電動機９の回転速度が低い電気車の起動または制
動終速運転制御時の動作について、図２に従い説明す
る。
【００２３】パルス幅変調インバータ８を構成する制御
整流素子の導通時間は、その出力電圧を目標値とするた
め、入力電圧と出力電圧目標値の比で決定されることに
なる。今、パルス幅変調インバータ８が３相インバータ
の場合は、入力電圧をＥFC、出力電圧目標値をＶM とす
ると、制御整流素子の導通時間を決定する信号波ｅoと
しての正弦波の高さＰＭＦは、 ＰＭＦ＝［１／｛（√６／π）×ＥFC｝］×ＶM と表され、同一の出力電圧を得る場合には、ＥFCを小さ
くすることによって、ＰＭＦを大きくすることができ
る。
整流素子の導通時間は、その出力電圧を目標値とするた
め、入力電圧と出力電圧目標値の比で決定されることに
なる。今、パルス幅変調インバータ８が３相インバータ
の場合は、入力電圧をＥFC、出力電圧目標値をＶM とす
ると、制御整流素子の導通時間を決定する信号波ｅoと
しての正弦波の高さＰＭＦは、 ＰＭＦ＝［１／｛（√６／π）×ＥFC｝］×ＶM と表され、同一の出力電圧を得る場合には、ＥFCを小さ
くすることによって、ＰＭＦを大きくすることができ
る。
【００２４】つまり、降圧チョッパ５ａ及び昇圧チョッ
パ５ｂの出力電圧を、低くすることによって、図２で表
された変調方式において、０°及び１８０°付近でのパ
ルス幅が最小オン時間を上回るようなＰＭＦとすること
が可能である。
パ５ｂの出力電圧を、低くすることによって、図２で表
された変調方式において、０°及び１８０°付近でのパ
ルス幅が最小オン時間を上回るようなＰＭＦとすること
が可能である。
【００２５】よって、降圧チョッパ５ａ及び昇圧チョッ
パ５ｂの出力電圧を、従来例と同様に、一定値制御した
場合に、パルス幅変調インバータ８の理想出力パルス幅
が、それを構成する制御整流素子の最小オン時間を下回
るような出力電圧領域の場合には、降圧チョッパ５ａ及
び昇圧チョッパ５ｂの出力電圧を、０°及び１８０°付
近でのパルス幅が最小オン時間を上回るＰＭＦとなる電
圧まで下げるように、チョッパ制御装置１１は降圧チョ
ッパ５ａ及び昇圧チョッパ５ｂを構成する制御整流素子
に対してゲート信号ＧＯＮ１Ａ、ＧＯＮ２Ａを出力す
る。
パ５ｂの出力電圧を、従来例と同様に、一定値制御した
場合に、パルス幅変調インバータ８の理想出力パルス幅
が、それを構成する制御整流素子の最小オン時間を下回
るような出力電圧領域の場合には、降圧チョッパ５ａ及
び昇圧チョッパ５ｂの出力電圧を、０°及び１８０°付
近でのパルス幅が最小オン時間を上回るＰＭＦとなる電
圧まで下げるように、チョッパ制御装置１１は降圧チョ
ッパ５ａ及び昇圧チョッパ５ｂを構成する制御整流素子
に対してゲート信号ＧＯＮ１Ａ、ＧＯＮ２Ａを出力す
る。
【００２６】例えば、一定値制御しているときの降圧チ
ョッパ５ａ及び昇圧チョッパ５ｂの出力電圧をＥFC0 と
すると、 ＥFC0 ／２ を出力するように、降圧チョッパ５ａ及び昇圧チョッパ
５ｂを構成する制御整流素子に対して、ゲート信号ＧＯ
Ｎ１Ａ、ＧＯＮ２Ａを出力すると、正弦波の高さＰＭＦ
は、一定値制御の２倍となって、０°及び１８０°付近
でのパルス幅が約２倍となり、パルス幅変調回路の変調
周波数を数百Ｈｚとしても最小オン時間を大きく上回る
レベルであり、最小値制限を受けないので、波形率の悪
化を回避できる。
ョッパ５ａ及び昇圧チョッパ５ｂの出力電圧をＥFC0 と
すると、 ＥFC0 ／２ を出力するように、降圧チョッパ５ａ及び昇圧チョッパ
５ｂを構成する制御整流素子に対して、ゲート信号ＧＯ
Ｎ１Ａ、ＧＯＮ２Ａを出力すると、正弦波の高さＰＭＦ
は、一定値制御の２倍となって、０°及び１８０°付近
でのパルス幅が約２倍となり、パルス幅変調回路の変調
周波数を数百Ｈｚとしても最小オン時間を大きく上回る
レベルであり、最小値制限を受けないので、波形率の悪
化を回避できる。
【００２７】なお、上記実施例では、チョッパ回路５を
構成する制御整流素子をＧＴＯで表したものであるが、
スイッチング状態を制御できる素子なら何でも良い。ま
た、電動機を、誘導電動機９として表したが、直流電動
機でも同様の効果を得ることができる。
構成する制御整流素子をＧＴＯで表したものであるが、
スイッチング状態を制御できる素子なら何でも良い。ま
た、電動機を、誘導電動機９として表したが、直流電動
機でも同様の効果を得ることができる。
【００２８】
【発明の効果】以上のように、この発明によれば、第２
の電力変換器は、制御整流素子から構成され、上記第２
の電力変換器による可変電圧可変周波数制御は、上記直
流電圧に従い、上記制御整流素子の導通時間を制御する
パルス幅変調制御方法であって、上記制御整流素子の導
通時間である、上記パルス幅変調制御の出力信号時間幅
が、上記制御整流素子が制約される最小オン時間を常に
上回るように第１の電力変換器の出力電圧を制御するこ
とにより、第２の電力変換器の出力の波形率の改善が可
能であり、安定した制御性能をもった、乗り心地のよい
電気車の制御を行い得るという効果がある。
の電力変換器は、制御整流素子から構成され、上記第２
の電力変換器による可変電圧可変周波数制御は、上記直
流電圧に従い、上記制御整流素子の導通時間を制御する
パルス幅変調制御方法であって、上記制御整流素子の導
通時間である、上記パルス幅変調制御の出力信号時間幅
が、上記制御整流素子が制約される最小オン時間を常に
上回るように第１の電力変換器の出力電圧を制御するこ
とにより、第２の電力変換器の出力の波形率の改善が可
能であり、安定した制御性能をもった、乗り心地のよい
電気車の制御を行い得るという効果がある。
【図１】この発明の一実施例による電気車制御装置を示
す回路図である。
す回路図である。
【図２】この発明の一実施例の動作を説明するための波
形図である。
形図である。
【図３】従来の電気車制御装置を示す回路図である。
Ｌ 直流架線 ５ チョッパ回路 ５ａ 降圧チョッパ ５ｂ 昇圧チョッパ ６ 平滑リアクトル ７ 第２のコンデンサ ８ パルス幅変調インバータ ９ 誘導電動機 １０Ａ 制御装置 １１ チョッパ制御装置
Claims (1)
- 【請求項１】 架線電圧を第１の電力変換器により直流
電圧に電圧変換し、変換したその直流出力を直流結合回
路を介して第２の電力変換器により可変電圧可変周波数
制御し、この制御した電圧を電気車駆動用電動機に供給
して電気車を速度制御する電気車の制御方法において、
上記第２の電力変換器は、制御整流素子から構成され、
上記第２の電力変換器による可変電圧可変周波数制御
は、上記直流電圧に従い、上記制御整流素子の導通時間
を制御するパルス幅変調制御方法であって、上記制御整
流素子の導通時間である、上記パルス幅変調制御の出力
信号時間幅が、上記制御整流素子が制約される最小オン
時間を常に上回るように第１の電力変換器の出力電圧を
制御することを特徴とする電気車の制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4181199A JP2837996B2 (ja) | 1992-07-08 | 1992-07-08 | 電気車の制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4181199A JP2837996B2 (ja) | 1992-07-08 | 1992-07-08 | 電気車の制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0630504A JPH0630504A (ja) | 1994-02-04 |
| JP2837996B2 true JP2837996B2 (ja) | 1998-12-16 |
Family
ID=16096580
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4181199A Expired - Lifetime JP2837996B2 (ja) | 1992-07-08 | 1992-07-08 | 電気車の制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2837996B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6023111A (en) * | 1997-05-20 | 2000-02-08 | Howa Machinery, Ltd. | Linear actuator |
-
1992
- 1992-07-08 JP JP4181199A patent/JP2837996B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0630504A (ja) | 1994-02-04 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20040105 |