JP2831189B2 - 誘導モータの制御装置 - Google Patents
誘導モータの制御装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は誘導モータの制御装置に
関し、負荷トルクの変動に追従して回転数を変化して、
負荷の変動に対処する制御装置に関する。
関し、負荷トルクの変動に追従して回転数を変化して、
負荷の変動に対処する制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の誘電モータの制御装置は電圧、周
波数ともに可変のＶＶＶＦ方式の電圧型インバータを用
いている。そして、負荷のトルクが変動する場合、回転
数を変化させている。ここで、モータ内の磁束は電圧／
周波数の比に比例するので、周波数を低下させてモータ
の回転数を低下させる場合には、電圧も低下させて結果
として出力電圧Ｖと周波数ｆの比：Ｖ／ｆが一定になる
ように制御していた。このＶ／ｆ比は周波数対電圧特性
を表わすものであり、従来のインバータは複数のＶ／ｆ
特性パターンを内蔵していて、ユーザがモータ、負荷の
種類、状況に応じて試行錯誤的にＶ／ｆ特性パターンを
選定している。
波数ともに可変のＶＶＶＦ方式の電圧型インバータを用
いている。そして、負荷のトルクが変動する場合、回転
数を変化させている。ここで、モータ内の磁束は電圧／
周波数の比に比例するので、周波数を低下させてモータ
の回転数を低下させる場合には、電圧も低下させて結果
として出力電圧Ｖと周波数ｆの比：Ｖ／ｆが一定になる
ように制御していた。このＶ／ｆ比は周波数対電圧特性
を表わすものであり、従来のインバータは複数のＶ／ｆ
特性パターンを内蔵していて、ユーザがモータ、負荷の
種類、状況に応じて試行錯誤的にＶ／ｆ特性パターンを
選定している。
【０００３】しかし、負荷が変動するシステムに適した
Ｖ／ｆパターンを定めるのは困難であり、一般には過大
なＶ／ｆ比を選定せざるを得ないのが実情であり、省エ
ネの観点からは決して十分ではない。すなわち、Ｖ／ｆ
比がモータ負荷の変動に応じて可変されてはいないの
で、負荷が小さい場合はモータのすべりｓが小さくなり
すぎ、反対に負荷が大きい場合はすべりｓが大きくなり
すぎ、モータの効率が低下してしまう欠点があった。
Ｖ／ｆパターンを定めるのは困難であり、一般には過大
なＶ／ｆ比を選定せざるを得ないのが実情であり、省エ
ネの観点からは決して十分ではない。すなわち、Ｖ／ｆ
比がモータ負荷の変動に応じて可変されてはいないの
で、負荷が小さい場合はモータのすべりｓが小さくなり
すぎ、反対に負荷が大きい場合はすべりｓが大きくなり
すぎ、モータの効率が低下してしまう欠点があった。
【０００４】このように従来の誘導モータの制御装置は
負荷トルクに応じて電圧Ｖを制御していないので、負荷
トルクの変動によりすべりが所望値からずれてしまうこ
とがあり、効率が悪くなる欠点があった。
負荷トルクに応じて電圧Ｖを制御していないので、負荷
トルクの変動によりすべりが所望値からずれてしまうこ
とがあり、効率が悪くなる欠点があった。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】本発明は上述した事情
に対処すべくなされたもので、その目的は負荷の変動に
関わらずモータ効率を一定に保つことができ、効率よく
誘導モータを駆動できる誘導モータの制御装置を提供す
ることである。
に対処すべくなされたもので、その目的は負荷の変動に
関わらずモータ効率を一定に保つことができ、効率よく
誘導モータを駆動できる誘導モータの制御装置を提供す
ることである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明による誘導モータ
の制御装置は誘導モータへ所定の１次電圧Ｖ1(n)を印加
する手段と、誘導モータの１次電流Ｉ1(n)を検出する手
段と、トルク因子パラメータＺ(n)を次のように求める
手段と、 Ｒ1：１次巻線抵抗 ｘ1：１次漏れリアクタンス（ｘ1＝ω１11、なお、１11
は１次漏れ等価インダクタンス） ｘm：励磁リアクタンス（ｘm＝ω１m1、なお、１m1は励
磁等価インダクタンス） ω：角周波数 励磁電流の大きさＣ(n)を次のように求める手段と、 Ｃ(n)＝｜Ｉ1(n)｜／｛1＋Ｚ(n) 2｝1/2 トルク因子パラメータの目標値Ｚ* (n)を次のように求め
る手段と、 ここで、 Ｒ21：２次巻線抵抗 モータ効率を最大とする次回の励磁電流の大きさＣ
(n+1)を次のように求める手段と Ｃ(n+1)＝Ｃ(n)｛Ｚ(n)／Ｚ* (n)｝1/2 を具備することを特徴とする。
の制御装置は誘導モータへ所定の１次電圧Ｖ1(n)を印加
する手段と、誘導モータの１次電流Ｉ1(n)を検出する手
段と、トルク因子パラメータＺ(n)を次のように求める
手段と、 Ｒ1：１次巻線抵抗 ｘ1：１次漏れリアクタンス（ｘ1＝ω１11、なお、１11
は１次漏れ等価インダクタンス） ｘm：励磁リアクタンス（ｘm＝ω１m1、なお、１m1は励
磁等価インダクタンス） ω：角周波数 励磁電流の大きさＣ(n)を次のように求める手段と、 Ｃ(n)＝｜Ｉ1(n)｜／｛1＋Ｚ(n) 2｝1/2 トルク因子パラメータの目標値Ｚ* (n)を次のように求め
る手段と、 ここで、 Ｒ21：２次巻線抵抗 モータ効率を最大とする次回の励磁電流の大きさＣ
(n+1)を次のように求める手段と Ｃ(n+1)＝Ｃ(n)｛Ｚ(n)／Ｚ* (n)｝1/2 を具備することを特徴とする。
【０００７】
【作用】本発明による誘導モータの制御装置によれば、
負荷のトルクを検出し、負荷トルクに対して最適なモー
タ効率を与える励磁電流値を求め、この電流を流すため
の電圧を出力することにより、要求される負荷のトルク
に対応するトルクを発生し、かつその状態でのモータ効
率を最大に保つ省エネルギの負荷追従トルク制御を行な
うことができる。
負荷のトルクを検出し、負荷トルクに対して最適なモー
タ効率を与える励磁電流値を求め、この電流を流すため
の電圧を出力することにより、要求される負荷のトルク
に対応するトルクを発生し、かつその状態でのモータ効
率を最大に保つ省エネルギの負荷追従トルク制御を行な
うことができる。
【０００８】
【実施例】以下図面を参照して本発明による誘電モータ
の制御装置の実施例を説明する。図１は第１実施例の原
理を説明するための定常状態における誘導モータの１相
当りの等価回路（鉄損分を無視したＴ−Ｉ型等化回路）
である。ここで、各パラメータの定義は次の通りであ
る。図１はベクトル表示の等価回路である。
の制御装置の実施例を説明する。図１は第１実施例の原
理を説明するための定常状態における誘導モータの１相
当りの等価回路（鉄損分を無視したＴ−Ｉ型等化回路）
である。ここで、各パラメータの定義は次の通りであ
る。図１はベクトル表示の等価回路である。
【０００９】 Ｖ1：相間電圧ベクトル Ｉ1：１次電流ベクトル Ｉ21：２次電流ベクトル Ｉ0：励磁電流ベクトル Ｒ1：１次巻線抵抗 Ｒ21：２次巻線抵抗 ｘ1：１次漏れリアクタンス（ｘ1＝ω１11、なお、ｌ１
１は１次漏れ等価インダクタンス） ｘm：励磁リアクタンス（ｘm＝ω１m1、なお、ｌm1は励
磁等価インダクタンス） ｓ：すべり ω：１次角周波数（ω＝２πｆ［ｒａｄ／ｓｅｃ］） 図１より次の関係が得られることがわかる。
１は１次漏れ等価インダクタンス） ｘm：励磁リアクタンス（ｘm＝ω１m1、なお、ｌm1は励
磁等価インダクタンス） ｓ：すべり ω：１次角周波数（ω＝２πｆ［ｒａｄ／ｓｅｃ］） 図１より次の関係が得られることがわかる。
【００１０】 Ｖ1＝（Ｒ1＋ｊｘ1）Ｉ1＋ｘmＩ0 （１） ｊｘmＩ0＋（Ｒ21／ｓ）Ｉ21＝０ （２） Ｉ0＝Ｉ1＋Ｉ21 （３） 本発明では（１）式〜（３）式から負荷トルクの変動に
関わらず常に最大の効率で誘導モータを駆動するための
条件を求めるために、以下に示すトルク因子パラメータ
Ｚ、及びパラメータＺの関数Ａ（Ｚ）、Ｂ（Ｚ）を定義
する。
関わらず常に最大の効率で誘導モータを駆動するための
条件を求めるために、以下に示すトルク因子パラメータ
Ｚ、及びパラメータＺの関数Ａ（Ｚ）、Ｂ（Ｚ）を定義
する。
【００１１】 Ｚ＝ｓｘm／Ｒ21 （４） Ａ（Ｚ）＝Ｒ1−ｘ1Ｚ （５） Ｂ（Ｚ）＝Ｒ1Ｚ＋（ｘ1＋ｘm） （６） （４）式〜（６）式を用いて（１）式〜（３）式を変形
すると、次の結果が得られる。
すると、次の結果が得られる。
【００１２】 ｜Ｖ1｜＝｜Ｉ0｜{ Ａ（Ｚ）2＋Ｂ（Ｚ）2} 1/2 〔Ｖ〕 （７） ｜Ｉ1｜＝｜Ｉ0｜｛１＋Ｚ2｝1/2 〔Ａ〕 （８） また、モータの全出力トルクＴｑmは、モータの極数を
Ｐとすれば次のように表わされる。
Ｐとすれば次のように表わされる。
【００１３】 Ｔｑm＝３Ｐ１m1｜Ｉ0｜2Ｚ／２ 〔Ｎ・ｍ〕 （９） モータの全出力Ｐ0、発熱損失ＷH、消費電力Ｅｉ、モー
タ効率ηmはそれぞれ次のように表わされる。
タ効率ηmはそれぞれ次のように表わされる。
【００１４】 Ｐ0＝３｜Ｉ0｜2（ｘm−Ｒ21Ｚ）Ｚ 〔Ｗ〕 （１０） ＷH＝３｜Ｉ0｜2｛（１＋Ｚ2）Ｒ1＋Ｒ21Ｚ2｝ 〔Ｗ〕 （１１） Ｅｉ＝Ｐ0＋ＷH 〔Ｗ〕 （１２） ηm ＝ηm（Ｚ） ＝Ｐ0／Ｅｉ ＝１／（１＋ＷH／Ｐ0） ＝１／（１＋ｇ（Ｚ）） （１３） （１３）式から効率ηmはトルク因子パラメータＺの関
数として表わされることがわかる。（１３）式のｇ
（Ｚ）は次のように表わされる。
数として表わされることがわかる。（１３）式のｇ
（Ｚ）は次のように表わされる。
【００１５】 ｇ（Ｚ） ＝ＷH／Ｐ0 ＝｛（Ｒ1＋Ｒ21）Ｚ2＋Ｒ1｝／（ｘm−Ｒ21Ｚ）Ｚ （１４） このため、モータ効率ηmを最大にするにはｇ’（Ｚ）
＝０とすればよいことがわかる。
＝０とすればよいことがわかる。
【００１６】そのため、ｇ’（Ｚ）＝０となるＺをＺの
目標値Ｚ*として求めることができる。Ｚ*は次式で求め
られる。 Ｚ*＝Ｒ1ｘm／［｛Ｒ1（Ｒ1＋Ｒ21）ｘm 2 ＋（Ｒ1Ｒ21）2｝1/2＋Ｒ１Ｒ21］ （１５） Ｚ＝Ｚ*の時、誘導モータの効率ηm（Ｚ）は次のような
最大値ηm（Ｚ*）をとる。
目標値Ｚ*として求めることができる。Ｚ*は次式で求め
られる。 Ｚ*＝Ｒ1ｘm／［｛Ｒ1（Ｒ1＋Ｒ21）ｘm 2 ＋（Ｒ1Ｒ21）2｝1/2＋Ｒ１Ｒ21］ （１５） Ｚ＝Ｚ*の時、誘導モータの効率ηm（Ｚ）は次のような
最大値ηm（Ｚ*）をとる。
【００１７】 ηm（Ｚ*）＝Ｚ*／｛（２Ｒ1／ｘm）＋Ｚ*｝ （１６） すなわち、（４）式に定義したトルク因子パラメータＺ
が（１５）式の値となるように制御することにより、負
荷トルクの変動に関わらず、常に効率が最大となるよう
に誘導モータを制御することができる。ただし、（４）
式のトルク因子パラメータＺはｓ、ｘmを含んでおり、
周波数（回転数）が既知でないと（４）式からは求めら
れないので、本発明では（７）式、（８）式をＺについ
ての連立方程式として、これらからトルク因子パラメー
タＺの現在値を求めることにする。｜Ｖ1｜はインバー
タの出力電圧であり既知であるので、｜Ｉ1｜の値をセ
ンサ等で検出することにより、トルク因子パラメータの
現在値Ｚは次のように求められる。
が（１５）式の値となるように制御することにより、負
荷トルクの変動に関わらず、常に効率が最大となるよう
に誘導モータを制御することができる。ただし、（４）
式のトルク因子パラメータＺはｓ、ｘmを含んでおり、
周波数（回転数）が既知でないと（４）式からは求めら
れないので、本発明では（７）式、（８）式をＺについ
ての連立方程式として、これらからトルク因子パラメー
タＺの現在値を求めることにする。｜Ｖ1｜はインバー
タの出力電圧であり既知であるので、｜Ｉ1｜の値をセ
ンサ等で検出することにより、トルク因子パラメータの
現在値Ｚは次のように求められる。
【００１８】 Ｚ＝[ Ｒ1ｘm＋｛（Ｒ1ｘm）2＋Ｄ1Ｄ2｝1/2] ／Ｄ1 （１７） ここで、 Ｄ1＝（Ｖ1／Ｉ1）2−（Ｒ12＋ｘ12） （１８） Ｄ2＝Ｒ12＋（ｘ1＋ｘm）2−（Ｖ1／Ｉ1）2 （１９） すなわち、Ｚ*（１５式）＝Ｚ（１７式）となるよう
に、励磁電流Ｉ0、すなわち相間電圧Ｖ1を制御すればよ
い。これにより、負荷トルクに応じてｆ／Ｖ比を制御で
きる誘導モータの制御装置が実現される。
に、励磁電流Ｉ0、すなわち相間電圧Ｖ1を制御すればよ
い。これにより、負荷トルクに応じてｆ／Ｖ比を制御で
きる誘導モータの制御装置が実現される。
【００１９】以上が本発明の原理であり、以下にこの原
理を用いた本発明の実施例を図２に示したフローチャー
ト、図３に示したブロック図を参照して説明する。図３
に示すように、３相の電流電源がコンバータ１４に接続
され、コンバータ１４からの直流電圧がインバータ１６
により所望周波数、所望値の交流電圧に変換され、誘導
モータ１８に印加される。誘導モータ１８には負荷とし
て、例えば冷凍機用の圧縮機２０が接続される。コンバ
ータ１４の出力電流が電流センサ（ホール素子）２２に
より検出され、加減速抑制部２４に供給される。インバ
ータ１６の出力電流（誘導モータの１次電流）｜Ｉ１｜
が電流センサ（ホールＣＴ）２６により検出され、演算
回路２８に供給される。本発明はサンプル制御を行なう
とし、タイミングをｎを表わすと、演算回路２８は後述
するトルク因子パラメータＺ(n)、その目標値Ｚ* (n)、
励磁電流値Ｃ(n)、Ｃ(n+1)を求める。なお、周波数制御
のために圧縮機の吸入圧力を検出する圧力センサ３０が
設けられ、その出力も演算回路２８に供給される。演算
回路２８は圧力から周波数も計算する。なお、周波数の
制御は励磁電流とは別に周知のＰＩＤ制御系等により行
なわれるが、本発明の主旨ではないので、詳細な説明は
省略する。
理を用いた本発明の実施例を図２に示したフローチャー
ト、図３に示したブロック図を参照して説明する。図３
に示すように、３相の電流電源がコンバータ１４に接続
され、コンバータ１４からの直流電圧がインバータ１６
により所望周波数、所望値の交流電圧に変換され、誘導
モータ１８に印加される。誘導モータ１８には負荷とし
て、例えば冷凍機用の圧縮機２０が接続される。コンバ
ータ１４の出力電流が電流センサ（ホール素子）２２に
より検出され、加減速抑制部２４に供給される。インバ
ータ１６の出力電流（誘導モータの１次電流）｜Ｉ１｜
が電流センサ（ホールＣＴ）２６により検出され、演算
回路２８に供給される。本発明はサンプル制御を行なう
とし、タイミングをｎを表わすと、演算回路２８は後述
するトルク因子パラメータＺ(n)、その目標値Ｚ* (n)、
励磁電流値Ｃ(n)、Ｃ(n+1)を求める。なお、周波数制御
のために圧縮機の吸入圧力を検出する圧力センサ３０が
設けられ、その出力も演算回路２８に供給される。演算
回路２８は圧力から周波数も計算する。なお、周波数の
制御は励磁電流とは別に周知のＰＩＤ制御系等により行
なわれるが、本発明の主旨ではないので、詳細な説明は
省略する。
【００２０】演算回路２８から出力される周波数指令信
号が傾斜信号発生器３２に、トルク因子パラメータＺ*
(n)、励磁電流値Ｃ(n+1)が電圧演算器３４に入力させ
る。傾斜信号発生器３２には加減速抑制部からの信号も
供給される。傾斜信号発生器３２から出力される周波数
ｆも電圧演算器３４に入力される。傾斜信号発生器３２
から出力される周波数ｆと電圧演算器３４から出力され
る電圧｜Ｖ１｜がパルス幅変調制御部３６に供給され
る。パルス幅変調制御部３６はインバータ１６のスイッ
チング素子の導通時間を制御することで、インバータの
出力電圧（モータの１次電圧）を制御する。
号が傾斜信号発生器３２に、トルク因子パラメータＺ*
(n)、励磁電流値Ｃ(n+1)が電圧演算器３４に入力させ
る。傾斜信号発生器３２には加減速抑制部からの信号も
供給される。傾斜信号発生器３２から出力される周波数
ｆも電圧演算器３４に入力される。傾斜信号発生器３２
から出力される周波数ｆと電圧演算器３４から出力され
る電圧｜Ｖ１｜がパルス幅変調制御部３６に供給され
る。パルス幅変調制御部３６はインバータ１６のスイッ
チング素子の導通時間を制御することで、インバータの
出力電圧（モータの１次電圧）を制御する。
【００２１】図２は本実施例の動作を示すフローチャー
トである。説明の便宜上、励磁電流の大きさ｜Ｉ0｜を
Ｃと表わす。すなわち、 Ｃ(1)：励磁電流の初期値 Ｃ(n)：励磁電流の現在値（ｎ番目のタイミング） Ｃ(n+1)：次回（ｎ＋１番目のタイミング）に出力すべ
き励磁電流値 先ず、ステップ＃１０でタイミングを示す変数ｎを１と
する。
トである。説明の便宜上、励磁電流の大きさ｜Ｉ0｜を
Ｃと表わす。すなわち、 Ｃ(1)：励磁電流の初期値 Ｃ(n)：励磁電流の現在値（ｎ番目のタイミング） Ｃ(n+1)：次回（ｎ＋１番目のタイミング）に出力すべ
き励磁電流値 先ず、ステップ＃１０でタイミングを示す変数ｎを１と
する。
【００２２】ステップ＃１２で１次電圧Ｖ１、１次周波
数ωの初期値Ｖ1(1)、ω(1)を適当に設定し、ステップ
＃１４でモータの駆動を開始する。本発明は１次電圧Ｖ
1の制御法に関し、かつ周波数ωの制御はＶ1とは関連が
なく通常のＰＩＤ制御により別の制御系として制御して
いるので、ωの制御についての説明は省略する。
数ωの初期値Ｖ1(1)、ω(1)を適当に設定し、ステップ
＃１４でモータの駆動を開始する。本発明は１次電圧Ｖ
1の制御法に関し、かつ周波数ωの制御はＶ1とは関連が
なく通常のＰＩＤ制御により別の制御系として制御して
いるので、ωの制御についての説明は省略する。
【００２３】ステップ＃１６でこの時（タイミングｎ＝
１の時）の１次電流Ｉ1(1)をセンサにより検出する。ス
テップ＃１８でトルク因子パラメータＺ(n)の現在値を
（１７）式に、励磁電流Ｃ(n)を（８）式に基づいて以
下のように演算する。
１の時）の１次電流Ｉ1(1)をセンサにより検出する。ス
テップ＃１８でトルク因子パラメータＺ(n)の現在値を
（１７）式に、励磁電流Ｃ(n)を（８）式に基づいて以
下のように演算する。
【００２４】 Ｚ(n)＝[ Ｒ1ｘm(n)＋｛（Ｒ1ｘm(n)）２ ＋Ｄ1(n)Ｄ2(n)｝1/2] ／Ｄ1(n) （２０） Ｃ(n)＝｜Ｉ1(n)｜／｛１＋Ｚ(n) 2｝2 （２１） ここで、 Ｄ1(n)＝（Ｖ1(n)／Ｉ1(n)）２ −（Ｒ12＋ｘ1(n)２） （２２） Ｄ2(n)＝Ｒ12＋（ｘ1(n)＋ｘm(n)）２ −（Ｖ1(n)／Ｉ1(n)）２ （２３） なお、１次電圧Ｖ1(1)は既知であるので検出しなかった
が、実際の電圧を検出してもよい。
が、実際の電圧を検出してもよい。
【００２５】この時点で負荷トルクＴｑL(n)は（９）式
のモータトルクと釣り合うから次式が得られる。 ＴｑL(n)＝３Ｐ１m1Ｃ(n) 2Ｚ(n)／２ 〔Ｎ・ｍ〕 （２４） Ｚの目標値がＺ* であるので、モータ効率ηmを最大と
する制御を行なうために次回（タイミングｎ＋１）出力
すべき最適励磁電流値Ｃ(n+1)は次式を満たすものであ
る。
のモータトルクと釣り合うから次式が得られる。 ＴｑL(n)＝３Ｐ１m1Ｃ(n) 2Ｚ(n)／２ 〔Ｎ・ｍ〕 （２４） Ｚの目標値がＺ* であるので、モータ効率ηmを最大と
する制御を行なうために次回（タイミングｎ＋１）出力
すべき最適励磁電流値Ｃ(n+1)は次式を満たすものであ
る。
【００２６】 Ｔｑm(n+1) ＝３Ｐ１m1Ｃ(n+1) 2Ｚ* (n)／２ ＝ＴｑL(n) （２５） （２５）式に（２４）式を代入することにより次回の最
適励磁電流値Ｃ(n+1)を次のように求めることができ
る。
適励磁電流値Ｃ(n+1)を次のように求めることができ
る。
【００２７】 ３Ｐ１m1Ｃ(n+1) 2Ｚ* (n)／２ ＝３Ｐ１m1Ｃ(n) 2Ｚ(n)／２ ∴Ｃ(n+1)＝Ｃ(n)Ｚ(n)／Ｚ* (n) （２６） ここで、Ｚ* (n)は（１５）式にｘm(n)の値を代入するこ
とにより次のように求められる。
とにより次のように求められる。
【００２８】 Ｚ* (n) ＝Ｒ1ｘm(n)／[ ｛Ｒ1（Ｒ1＋Ｒ21）ｘm(n)２ ＋（Ｒ1Ｒ21）2｝1/2＋Ｒ1Ｒ21）] （２７） そのため、ステップ＃２０で（２７）式に基づいてＺ*
(n)を求め、ステップ＃２２で（２６）式に基づいて励
磁電流値Ｃ(n+1)を求める。
(n)を求め、ステップ＃２２で（２６）式に基づいて励
磁電流値Ｃ(n+1)を求める。
【００２９】このＣ(n+1)を実現する１次電圧値｜Ｖ1｜
(n+1)は（７）式から次のように求められる。 ｜Ｖ1(n+1)｜ ＝Ｃ(n+1)｛Ａ（Ｚ*）２＋Ｂ（Ｚ*）２｝1/2 （２８） そのため、ステップ＃２４で（２８）式に基づいて１次
電圧値を求め、ステップ＃２６でｎ＋１をｎとしてステ
ップ＃１４に戻り、この１次電圧Ｖ1(n)に基づいたモー
タの駆動を行なう。
(n+1)は（７）式から次のように求められる。 ｜Ｖ1(n+1)｜ ＝Ｃ(n+1)｛Ａ（Ｚ*）２＋Ｂ（Ｚ*）２｝1/2 （２８） そのため、ステップ＃２４で（２８）式に基づいて１次
電圧値を求め、ステップ＃２６でｎ＋１をｎとしてステ
ップ＃１４に戻り、この１次電圧Ｖ1(n)に基づいたモー
タの駆動を行なう。
【００３０】以上の操作を続行することにより誘導モー
タは負荷トルクに対応しつつ、かつ電源（実際にはイン
バータ１６）の許容する｜Ｖ1｜、｜Ｉ1｜の範囲内で最
適なモータ効率ηm（Ｚ*）にて運転されることになる。
タは負荷トルクに対応しつつ、かつ電源（実際にはイン
バータ１６）の許容する｜Ｖ1｜、｜Ｉ1｜の範囲内で最
適なモータ効率ηm（Ｚ*）にて運転されることになる。
【００３１】図４に本発明の産業用機械の具体的な応用
例として冷凍機システムを示す。図４から凝縮器圧力、
冷却器圧力が外気温度、冷却負荷の変動を外乱として受
け、負荷トルクが変化していくというサイクルの概念が
わかる。また、吸入圧力の目標値Ｐｓの変更も一般にモ
ータ効率の変化を生じる。
例として冷凍機システムを示す。図４から凝縮器圧力、
冷却器圧力が外気温度、冷却負荷の変動を外乱として受
け、負荷トルクが変化していくというサイクルの概念が
わかる。また、吸入圧力の目標値Ｐｓの変更も一般にモ
ータ効率の変化を生じる。
【００３２】図４に示すように冷凍機システムに対して
インバータを可変電源として用いる場合には、冷凍機の
吸入（冷媒）圧力値を設定値に対して制御していく例が
多い。この圧力制御系は一般的にＰＩＤ制御等によりｆ
を定めるものである。本発明ではこの圧力制御系とは別
にモータ効率の制御系を提供するものである。
インバータを可変電源として用いる場合には、冷凍機の
吸入（冷媒）圧力値を設定値に対して制御していく例が
多い。この圧力制御系は一般的にＰＩＤ制御等によりｆ
を定めるものである。本発明ではこの圧力制御系とは別
にモータ効率の制御系を提供するものである。
【００３３】この冷凍機用圧縮機の誘導モータをインバ
ータ（可変電圧、可変周波数電源）で駆動する場合、負
荷トルクに応じた最適な励磁電流の大きさを定め、モー
タ効率値を最適制御すれば、従来のインバータ冷凍機制
御の欠点であったモータ損失の発生を可能な限り防止す
ることができる。
ータ（可変電圧、可変周波数電源）で駆動する場合、負
荷トルクに応じた最適な励磁電流の大きさを定め、モー
タ効率値を最適制御すれば、従来のインバータ冷凍機制
御の欠点であったモータ損失の発生を可能な限り防止す
ることができる。
【００３４】以上説明したように、本発明によれば、従
来のインバータ制御（Ｖ／ｆ比一定制御）に比し、負荷
トルク追従制御をモータ効率の最適化という概念に基づ
いて行なうために、環境の変化で生じていたモータロス
を減少させ、大幅な省エネルギー効果を得ることがで
き、かつ産業用機械のモータ寿命を長くすることができ
る。
来のインバータ制御（Ｖ／ｆ比一定制御）に比し、負荷
トルク追従制御をモータ効率の最適化という概念に基づ
いて行なうために、環境の変化で生じていたモータロス
を減少させ、大幅な省エネルギー効果を得ることがで
き、かつ産業用機械のモータ寿命を長くすることができ
る。
【００３５】本発明は上述した実施例に限定されず、種
々変形して実施可能である。例えば、応用例は冷凍機シ
ステムに限られず、他の産業用機械全てに使われる誘導
モータに適用可能である。
々変形して実施可能である。例えば、応用例は冷凍機シ
ステムに限られず、他の産業用機械全てに使われる誘導
モータに適用可能である。
【００３６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明では従来の
インバータ制御（Ｖ／ｆ比一定制御）に比し負荷トルク
追従制御をモータの効率の最適化という概念に基づいて
行うために、環境の変化で生じていたモータロスを減少
させ、大幅な省エネルギ効果を得ることができ、かつ産
業用機械のモータの寿命を長くすることができる。
インバータ制御（Ｖ／ｆ比一定制御）に比し負荷トルク
追従制御をモータの効率の最適化という概念に基づいて
行うために、環境の変化で生じていたモータロスを減少
させ、大幅な省エネルギ効果を得ることができ、かつ産
業用機械のモータの寿命を長くすることができる。
【図１】定常状態における誘導モータの等価回路の回路
図。
図。
【図２】本発明による誘導モータの制御装置の一実施例
の動作を示すフローチャート。
の動作を示すフローチャート。
【図３】本発明による誘導モータの制御装置の一実施例
のブロック図。
のブロック図。
【図４】本発明による誘導モータの制御装置の具体例と
しての冷凍機システムのブロック図。
しての冷凍機システムのブロック図。
１４…コンバータ １６…インバータ １８…誘導モータ ２０…冷凍機用圧縮機 ２２，２６…電流センサ ２４…加減速抑制部 ２８…演算回路 ３０…吸入圧力センサ ３２…傾斜信号発生部 ３４…｜Ｖ１｜演算回路 ３６…ＰＷＭ信号発生部
Claims (4)
- 【請求項１】 誘導モータへ所定の１次電圧Ｖ１（ｎ）
を印加する手段と、誘導モータの１次電流Ｉ１（ｎ）を
検出する手段と、トルク因子パラメータＺ（ｎ）を次の
ように求める手段と、 Ｚ（ｎ）＝[Ｒ１ｘｍ（ｎ）＋｛（Ｒ１ｘｍ（ｎ））２ ＋Ｄ１（ｎ）Ｄ２（ｎ）｝１／２]／Ｄ１（ｎ） ここで、 Ｄ１（ｎ）＝（Ｖ１（ｎ）／Ｉ１（ｎ））２−（Ｒ１２＋ｘ１（ｎ） ２） Ｄ２（ｎ）＝Ｒ１２ ＋（ｘ１（ｎ）＋ｘｍ（ｎ））２−（Ｖ１（ｎ）／Ｉ１（ｎ））２ Ｒ１：１次巻線抵抗 ｘ１：１次漏れリアクタンス（ｘ１＝ω１１１、なお、
１１１は１次漏れ等価インダクタンス） ｘｍ：励磁リアクタンス（ｘｍ＝ω１ｍ１、なお、１
ｍ１は励磁等価インダクタンス） ω：角周波数 励磁電流の大きさＣ（ｎ）を次のように求める手段と、 Ｃ（ｎ）＝｜Ｉ１（ｎ）｜／｛１＋Ｚ（ｎ） ２｝１／２ トルク因子パラメータの目標値Ｚ＊ （ｎ）を次のように
求める手段と、 Ｚ＊ （ｎ）＝Ｒ１ｘｍ（ｎ） ／[｛Ｒ１（Ｒ１＋Ｒ２１）ｘｍ（ｎ） ２＋（Ｒ１Ｒ２１）２｝１／２ ＋Ｒ１Ｒ２１）] ここで、 Ｒ２１：２次巻線抵抗 モータ効率を最大とする次回の励磁電流の大きさＣ
（ｎ＋１）を次のように求める手段と、 Ｃ（ｎ＋１）＝Ｃ（ｎ）｛Ｚ（ｎ）／Ｚ＊ （ｎ）｝１／２ 前記励磁電流Ｃ（ｎ＋１）を実現するために１次電圧を
次のように制御する手段と、 を具備することを特徴とする誘導モータの制御装置。 - 【請求項２】 前記励磁電流Ｃ（ｎ＋１）を求める手段
は、トルク因子パラメータの目標値を用いて次回のモー
タトルクと、トルク因子パラメータを用いて現時点の負
荷トルクを求める手段と、次回のモータトルクを現時点
の負荷トルクと一致させることにより次回の励磁電流値
を求める手段とからなることを特徴とする請求項１記載
の誘導モータの制御装置。 - 【請求項３】 ある値の１次電圧Ｖ１（ｎ）で誘導モー
タを駆動するステップと、誘導モータの１次電流Ｉ
１（ｎ）を検出して、次のようなトルク因子パラメータ
Ｚ（ｎ）を求めるステップと、 Ｚ（ｎ）＝[Ｒ１ｘｍ（ｎ）＋｛（Ｒ１ｘｍ（ｎ））２ ＋Ｄ１（ｎ）Ｄ２（ｎ）｝１／２]／Ｄ１（ｎ） ここで、 Ｄ１（ｎ）＝（Ｖ１（ｎ）／Ｉ１（ｎ））２−（Ｒ１２＋ｘ１（ｎ） ２） Ｄ２（ｎ）＝Ｒ１２＋（ｘ１（ｎ）＋ｘｍ（ｎ））２ −（Ｖ１（ｎ）／Ｉ１（ｎ））２ Ｒ１：１次巻線抵抗 ｘ１：１次漏れリアクタンス（ｘ１＝ω１１１、なお、
ｌ１１は１次漏れ等価インダクタンス） ｘｍ：励磁リアクタンス（ｘｍ＝ω１ｍ１、なお、１
ｍ１は励磁等価インダクタンス） ω：角周波数 現在の励磁電流の大きさＣ（ｎ）、効率を最大とするト
ルク因子パラメータの目標値Ｚ＊ （ｎ）をそれぞれ次の
ように求めるステップと、 Ｃ（ｎ）＝｜Ｉ１（ｎ）｜／｛１＋Ｚ（ｎ） ２｝１／２ Ｚ＊ （ｎ）＝Ｒ１ｘｍ（ｎ）／[｛Ｒ１（Ｒ１＋Ｒ２１）ｘｍ（ｎ） ２ ＋（Ｒ１Ｒ２１）２｝１／２＋Ｒ１Ｒ２１）] ここで、 Ｒ２１：２次巻線抵抗 次回の励磁電流の大きさＣ（ｎ＋１）を次のように求め
るステップと、 Ｃ（ｎ＋１）＝Ｃ（ｎ）｛Ｚ（ｎ）／Ｚ＊ （ｎ）｝１／２ この励磁電流Ｃ（ｎ＋１）を実現するために次回の１次
電圧Ｖ１（ｎ＋１）の絶対値を次のように制御するステ
ップと、 を具備することを特徴とする誘導モータの制御方法。 - 【請求項４】 前記励磁電流Ｃ（ｎ＋１）を求めるステ
ップは、トルク因子パラメータの目標値を用いて次回の
モータトルクと、トルク因子パラメータを用いて現時点
の負荷トルクを求めるステップと、次回のモータトルク
を現時点の負荷トルクと一致させることにより次回の励
磁電流値を求めるステップとからなることを特徴とする
請求項３記載の誘導モータの制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3336021A JP2831189B2 (ja) | 1991-11-26 | 1991-11-26 | 誘導モータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3336021A JP2831189B2 (ja) | 1991-11-26 | 1991-11-26 | 誘導モータの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05153797A JPH05153797A (ja) | 1993-06-18 |
| JP2831189B2 true JP2831189B2 (ja) | 1998-12-02 |
Family
ID=18294878
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3336021A Expired - Lifetime JP2831189B2 (ja) | 1991-11-26 | 1991-11-26 | 誘導モータの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2831189B2 (ja) |
-
1991
- 1991-11-26 JP JP3336021A patent/JP2831189B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05153797A (ja) | 1993-06-18 |
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