JP2831016B2

JP2831016B2 - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JP2831016B2
Application number: JP1018951A
Authority: JP
Inventors: 章雄奥出
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1989-01-26
Filing date: 1989-01-26
Publication date: 1998-12-02
Anticipated expiration: 2013-12-02
Also published as: JPH02199796A

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明は、調光機能を有する高周波点灯型の放電灯点
灯装置に関するものであり、調光による放電灯の立ち消
えやちらつきの発生を抑制する技術に関するものであ
る。

［従来の技術］第12図は従来の放電灯点灯装置の回路図である。この
回路にあっては、交流電源ACをトライアックQ_Sで位相制
御し、さらにダイオードブリッジDBで全波整流してなる
直流電源から高周波インバータ回路IN₁に給電し、高周
波インバータ回路IN₁の高周波出力を放電灯ｌに供給し
て、放電灯ｌを高周波点灯させるように構成されてい
る。この高周波インバータ回路IN₁は、トランジスタQa,
Qbが交互にオン・オフを繰り返すことにより発振トラン
スOTを介して放電灯ｌに高周波出力を加える周知のプッ
シュプル式インバータ回路であり、C₀は共振用のコンデ
ンサ、L₀は定電流用のインダククタ、R_A,R_B,R_Cは抵抗で
ある。

第12図の従来例においては、トライアップQ_Sの導通角
制御により放電灯ｌを調光制御することができる。調光
時におけるダイオードブリッジDBの入力電圧波形は、第
13図（ａ）に示す電源電圧波形に対し、第13図（ｂ）に
示すようになり、位相が０からθまではトライアックQ_S
がオフで、位相がθからπまではトライアックQ_Sがオン
となる。しかしながら、このような構成においては、調
光度を深くして行くにしたがって、つまり、導通角θを
πに近付けて行くにしたがって、放電灯ｌに印加される
電圧が低下していき、ある程度まで調光度を深くする
と、放電灯ｌに立ち消えあるいはちらつき等の現象が生
ずる。

以上のような放電灯の立ち消え、ちらつき等の現象を
防止するための手段として、放電灯に周期的に再点弧用
の高電圧パルスあるいは立ち消え防止用の高電圧パルス
を印加する方式が提案されている（特開昭61−218097号
公報参照）。しかしながら、この方式では、主にランプ
電流を供給するための出力可変型の主高周波変換回路
と、放電灯に周期的に高電圧パルスを印加するための補
助高周波変換回路とが必要であり、回路構成が複雑とな
り、コストも高いものになるという問題があった。

第14図は他の従来例の回路図である（特開昭61−2966
95号公報、特開昭61−296696号公報、特開昭61−296700
号公報参照）。コンデンサCa,Cbの直列回路には、交流
電源ACの交流電圧をダイオードDa,Dbにより倍電圧整流
した電圧が得られる。コンデンサCa,Cbの直列回路の両
端には、トランジスタQ₂,Q₃の直列回路が並列的に接続
されている。各トランジスタQ₂,Q₃には、それぞれダイ
オードDc,Ddが逆並列接続されている。コンデンサQa,Cd
の接続点とトランジスタQ₂,Q₃の接続点との間には、イ
ンダクタL₁とコンデンサC₈を介して、放電灯ｌが接続さ
れており、放電灯ｌにはコンデンサC₉が並列接続されて
いる。各トランジスタQ₂,Q₃には、ドライブ回路d₁,d₂か
らドライブ信号が供給されている。各ドライブ回路d₁,d
₂からトランジスタQ₂,Q₃に供給されるドライブ信号は制
御部Ｇにより制御される。制御部Ｇでは、各トランジス
タQ₂,Q₃のスイッチング周波数を変化させることによ
り、放電灯ｌを調光する。さらに高圧パルスを放電灯ｌ
に印加するために、周期的にインダクタL₁及びコンデン
サC₉の共振周波数を過渡的に通過するように、スイッチ
ング周波数を変化させる。しかしながら、この方式で
は、インバータのスイッチング周波数をかなり広い範囲
（例えば40kHz〜100kHz）にわたって変化させる必要が
あり、トランジスタQ₂,Q₃をドライブするためのドライ
ブ回路d₁,d₂を広い範囲の周波数で応答可能なものとす
る必要があった。また、インバータのスイッチング周波
数を広い範囲で変化させるため、電波ノイズを除去する
ための雑防フィルタ等によるノイズ対策が複雑となり、
コストも高くなるという問題があった。

そこで、インバータのスイッチング周波数を変化させ
ることなく調光する手段として、特開昭60−113716号公
報、特開昭60−113717号公報に開示されている制御方式
がある。第15図は、この制御方式の原理図である。同図
において、電源電圧e₀（ｔ）は一般にと表される。上式における直流成分E₀はコンテンサC₈で
受け待ち、負荷Ｚには供給されない。このため、負荷Ｚ
には電源電圧e₀（ｔ）の交流成分、すなわちが供給される。この制御方式では、インバータのスイッ
チング素子の動作により前述の直流成分E₀の大きさを変
化させて、その結果、負荷Ｚへの供給エネルギーである
交流成分ｅ（ｔ）の大きさを制御し、放電灯ｌを調光し
ようというものである。

以下、第16図の回路を用いて具体的な制御例を説明す
る。第16図は直列共振インバータの基本構成を示してい
る。直流電源Ｅの両端には、トランジスタQ₂,Q₃の直列
回路が並列的に接続されている。これらのトランジスタ
Q₂,Q₃は、制御部Ｇの制御下にて交互にオン・オフされ
ている。トランジスタQ₃の両端には、直流成分カット用
のコンデンサC₈を介して、負荷Ｚが接続されている。こ
のコンデンサC₈は、トランジスタQ₃がオンとされたとき
に、負荷Ｚに電源を供給するための電源用のコンデンサ
を兼ねている。

今、トランジスタQ₂,Q₃のスイッチング動作を、第17
図（ａ）に示したようにトランジスタQ₂のオン時間とト
ランジスタQ₃のオン時間を等しくした場合には、同図
（ａ）に示す電圧ｅ（ｔ）が負荷Ｚに供給される。この
とき、コンデンサC₈が分担している直流成分はE/2であ
る。次に、トランジスタQ₂のオン時間をトランジスタQ₃
のオン時間よりも長くしたときには、第17図（ｂ）に示
す電圧ｅ（ｔ）が負荷Ｚに供給される。この第17図
（ｂ）に示す電圧ｅ（ｔ）に含まれる交流成分は、第17
図（ａ）の場合よりも小さくなり、負荷Ｚへの供給エネ
ルギーは小さくなる。また、このとき、コンデンサC₈が
分担している直流成分E/2よりも大きくなる。トランジ
スタQ₂のオン時間とコンデンサC₈が分担する直流電圧と
の関係は、第18図に示すように変化する、換言すれば、
トランジスタQ₂のオン時間とトランジスタQ₃のオン時間
との比を変えることにより、電源からのエネルギーのう
ち、負荷Ｚへの供給エネルギーとなる交流成分の大きさ
を制御することが可能となり、放電灯負荷の調光が可能
となるものである。

さて、この調光方式では、インバータ回路の駆動制御
方式を他励式とすれば、同一のスイッチング周波数を保
持しながらトランジスタQ₂,Q₃のオン軸間のみを変化さ
せることにより、連続的に調光することができる。しか
しながら、調光して行くに従って、放電灯に印加される
電圧は低下し、ある程度まで調光度を深くすると、放電
灯は立ち消え、又はちらつき等を生じることとなる。

［発明が解決しようとする課題］上述のように、従来の放電灯点灯装置にあっては、調
光レベルを深くすると、放電灯の立ち消えやちらつき等
を生じるという問題があり、また、スイッチング周波数
を変化させることにより再点弧又は立ち消え防止のため
の高電圧を発生させる従来例にあっては、ノイズ対策が
困難になるという問題があった。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、インバータの動作周波数を変
化させることなく、深い調光レベルまで放電灯の立ち消
えやちらつきを防止し、放電灯を安定に調光することが
できる放電灯点灯装置を簡単に構成で提供することにあ
る。

［課題を解決するための手段］本発明の放電灯点灯装置にあっては、上記の課題を解
決するために、直流電源より給電される他励式のインバ
ータ回路により放電灯を高周波電灯させる装置におい
て、インバータ回路のスイッチング周波数を一定とし、
スイッチング素子のオン時間を変化させることにより放
電灯を調光すると共に、間欠的に所定の高電圧が放電灯
に印加されるようにスイッチング素子のオン時間を変化
させる制御回路を備えることを特徴とするものであり、
このような構成により、インバータ回路のスイッチング
周波数を一定に保持した状態で、放電灯を深い調光状態
まで連続的にスムーズに調光することができるものであ
る。

［作用］第１図は本発明の原理説明図である。まず、放電灯に
再点弧又は点灯維持用の高電圧を印加させる原理につい
て説明する。第１図の回路において、端子X,Y間には高
周波交流電圧ｅ（ωｔ）が印加されるものとする。今、
放電灯ｌが点灯していない状態（無負荷）のときに、第
１図のインダクタンL₁とコンデンサC₉の共振回路による
共振周波数f₀はとなる。端子X,Y間に印加する高周波交流電圧ｅ（ω
ｔ）の周波数をｆ＝ω/2πとすると、コンデンサC₉の両
端に発生する電圧は、周波数ｆの変化に対して第２図に
示すように変化する。このとき、端子X,Y間へ印加する
高周波交流電圧ｅ（ωｔ）の振幅は一定であるものとす
る。この条件下では、第２図に示すように、高周波交流
電圧ｅ（ωｔ）の周波数ｆ＝ω/2πが共振周波数f₀を挟
む周波数f₁〜f₂の範囲では、コンデンサC₉の両端に放電
灯ｌの始動電圧V_S以上の電圧が発生し、放電灯ｌに印加
されることになる。今、端子X,Y間に印加される高周波
交流電圧ｅ（ωｔ）の周波数をｆ＝f_K（f₁＜f₀＜f_K＜
f₂）に選定した場合、第２図より明らかなように、放電
灯ｌを始動点灯させるのに十分な高電圧を放電灯ｌに印
加することができる。放電灯ｌが深い調光状態になった
ときに、この高電圧を一定周期毎に印加すれば、放電灯
ｌは安定にちらつきなく、点灯状態を維持できる。放電
灯ｌは深い調光状態になるに従い、そのインピーダンス
が大きな値となるので、第１図に示すインダクタL₁とコ
ンデンサC₉よりなる共振回路のみの共振特性に近付いて
くる。したがって、周波数をｆ＝f_K＝ω_K/2πに保持し
た状態で、放電灯ｌの始動電圧V_Sを発生させるに足るだ
けの高周波交流電圧ｅ（ω_Kt）を第１図に示す端子X,Y
間に供給すれば、所定の高電圧を放電灯ｌに印加するこ
とができるものである。

さて、第１図に示す端子X,Y間に印加される高周波交
流電圧ｅ（ω_Kt）の周波数f_Kを一定としたまま、高周波
交流電圧ｅ（ω_Kt）による供給エネルギーを変化させ
て、放電灯ｌを調光する制御方式については、従来例の
説明で既に述べた方式を用いることができる。すなわ
ち、第16図の回路において、トランジスタQ₂,Q₃のオン
時間を可変とすることにより、高周波交流電圧ｅ（ω
_Kt）の値を連続的に変化させることができる。そして、
コンデンサC₉の両端電圧を、第２図に示す放電灯ｌの始
動電圧V_S以上の高電圧とするのに足りるような高周波交
流電圧ｅ（ω_Kt）を、間欠的に第１図に示す端子X,V間
に供給することによって、放電灯ｌを深い調光レベルま
で安定させて調光点灯することができるものである。

［実施例］第３図は本発明の基本的な実施例の回路図である。そ
の回路構成については、第16図の従来例と同様であり、
直流電源Ｅの両端には、トランジスタQ₂,Q₃の直列回路
が並列的に接続されている。これらのトランジスタQ₂,Q
₃は、制御Ｇの制御下にて交互にオン・オフされてい
る。トランジスタQ₃の両端には、直流成分カット用のコ
ンデンサC₈を介して、負荷Ｚが接続されている。このコ
ンデンサC₈は、トランジスタQ₃がオンされたときに、負
荷Ｚに電源を供給するための電源用のコンデンサを兼ね
ている。

第４図は本実施例の動作説明図である。図中、横軸は
トランジスタQ₂,Q₃のスイッチング周波数ｆを示してお
り、縦軸は放電灯に印加されるランプ電圧Vlaを示して
いる。今、第３図に示す端子X,Yに与える高周波交流電
圧ｅ（ωｔ）の角周波数を、ω＝ω_Ｋ＝２πf_Kとする。
放電灯が深い調光状態となって、そのインピーダンスが
大きいときには、前述のように、第３図の回路は、イン
ダクタL₁とコンデンサC₉よりなる共振回路のみの特性に
近付く。このとき、第４図に示す高周波交流電圧e₁（ω
_Kt）〜e₂（ω_Kt）を与えると、始動電圧Vs以上の高電圧
が放電灯ｌに印加され、放電灯ｌは再点弧される。

今、第４図の動作点Ｂで示すように、端子X,Y間に高
周波交流電圧en（ω_Kt）を印加した状態放電灯が調光点
灯されているものとする。その状態から、例えば、動作
点Ａで示すような高周波交流電圧e₁（ω_Kt）が印加され
た状態に周期的に変化させると、放電灯には始動電圧V_S
以上の高電圧が与えられる。

第５図は、この高周波交流電圧ｅ（ω_Kt）の大きさを
変化させる制御例を示している。第３図に示す回路にお
いて、トランジスタQ₂,Q₃のオン・デューティを第５図
に示すように変化させることにより、上述の動作点Ａの
高周波交流電圧e₁（ω_Kt）と動作点Ｂの高周波交流電圧
en（ω_Kt）をそれぞれ得ることができる。図中、動作点
Ａの制御期間においては、トランジスタQ₂,Q₃のオン時
間は同等か、ほぼ同等に近い値となるように制御され、
高周波高多粒電圧e₁（ω_Kt）は高くなる。また、動作点
Ｂの制御期間においては、トランジスタQ₂,Q₃のオン時
間はアンバランスとなるように制御され、高周波交流電
圧en（ω_Kt）は低くなる。この動作点Ｂの制御期間にお
いて、トランジスタQ₂,Q₃のオン時間の比率を連続的に
変化させることにより、放電灯へ供給電力を連続的に制
御し、任意の調光レベルでの点灯を可能としている。す
なわち、いかなる調光レベルであろうと、一定周期Ｔ毎
に一定時間ｔだけ、トランジスタQ₂,Q₃のオン時間比を
放電灯の点灯維持が可能な電圧e₁（ω_Kt）を得られるよ
うな値に設定し、放電灯に周期的に高電圧を発生させる
ことにより、安定にちらつきなく、放電灯を点灯維持さ
せることができるものである。第６図は、本実施例にお
けるランプ電圧Vlaとランプ電流Ilaの波形を示してい
る。同図に示すように、一定周期Ｔ毎に一定時間ｔだ
け、ランプ電圧Vlaが高くなり、これによって放電灯は
点灯維持される。また、動作点Ｂの制御期間（Ｔ−ｔ）
においては、ランプ電圧Vla及びランプ電流Ilaを任意の
調光レベルが得られるように制御して、所望の光束を得
ることができる。

以上のように調光制御する場合、動作点Ｂから動作点
Ａへの切替時に、スムーズに且つ早急に高電圧を発生さ
せることが放電灯の安全点灯上必要である。次に、この
課題を解決するための構成について説明する。

上述のように、第３図の回路におけるトランジスタQ₂
のオン時間と、コンデンサC₈に分担される直流電圧V_C8
の関係は、上述の第18図に示すようになる。同図から明
らかなように、トランジスタQ₂のオン時間をスイッチン
グ周期T₀に近付けて行くに従って、コンデンサC₈に分担
される直流電圧V_C8は増加して行く。今、トランジスタQ
₂,Q₃のオン時間をt₂,t₃とすると、t₂＞t₃としてもt₂＜t
₃としても、同様に調光制御は可能であるが、t₂＜t₃と
して調光した場合には、コンデンサC₈の直流電圧は低下
する。一方、t₂＞t₃として調光した場合には、コンデン
サC₈の直流電圧は高くなる、長述の動作点Ｂの制御期間
では、t₂＜t₃又はt₂＞t₃として調光するのであるが、t₂
＜t₃の調光モードを使用した場合には、動作点Ｂから動
作点Ａへの切替時点ではコンデンサC₈の直流電圧は低
く、t₂＞t₃の調光モードを使用した場合には、、動作点
Ｂから動作点Ａへの切替時点ではコンデンサC₈の直流電
圧は高くなっている。このコンデンサC₈は、第３図に示
すインバータ回路では、直流カット用のコンデンサとし
て使用されているが、同時に、電源用のコンデンサとし
ても作用している。したがって、この電源用のコンデン
サの電圧が高い方が早急な高電圧発生には有利であり、
動作点Ａへの切替に際して、コンデンサC₈の電圧が高い
方が高電圧発生には有利である。このことから、動作点
Ｂの制御期間における調光はt₂＜t₃の調光モードを使用
するよりも、t₂＞t₃の調光モードを使用する方が望まし
い。

以上の説明では、第３図に示す回路について述べた
が、例えば、第７図に示す回路では、トランジスタQ₂両
端に負荷が接続されているので、第３図に示す回路とは
逆に、t₂＞t₃の調光モードを使用するよりも、t₂＜t₃の
調光モードを使用する方が望ましいことは言うまでもな
い。要するに、動作点Ｂの制御期間では、動作点Ｂから
動作点Ａへの切替時点における高電圧の発生に有利な状
態、つまり、コンデンサC₈の電圧が高くなる状態にて調
光制御することが望ましい。

また、高電圧をスムーズに発生させるためには、上述
の第５図に示すように、動作点Ｂから動作点Ａへの切
替、並びに動作点Ａから動作点Ｂへの切替に際して、ト
ランジスタQ₂,Q₃のオン時間を段階的に徐々に変化させ
ている。このように制御することによって、高電圧の発
生がスムーズに行われ、インダクタL₁やコンデンサC₉に
て発生する騒音を低減することができ、且つトランジス
タQ₂,Q₃へのストレスも低減できるものである。

以上の制御を実現するのに好適な回路を構成を、更に
具体的に説明する。第８図は本発明の具体的な実施例の
回路図である。交流電源ACは、フューズＦ、非線型抵抗
素子ZNR、フィルタ回路FC₁及び雑防用コンデンサC₁を通
り、ダイオードブリッジDBにて全波整流され、コンデン
サC₅,C₆の直列回路で平滑される。抵抗R₃,R₄はコンデン
サC₅,C₆の放電抵抗である。コンデンサC₅,C₆の直列回路
には、パワーMOSFETよりなるトランジスタQ₂,Q₃の直列
回路が接続されている。各トランジスタQ₂,Q₃のソース
には、抵抗R₆,R₇が直列的に接続されている。これらの
抵抗R₆,R₇としては電流容量の大きい低抵抗が使用され
る。トランジスタQ₂,Q₃のゲートには、それぞれ抵抗R₈,
R₉を介して駆動端子1,2から駆動信号が印加される。各
抵抗R₈,R₉には、ダイオードD₂,D₃が図示された極性で並
列接続されており、トランジスタQ₂,Q₃の駆動信号が“L
ow"レベルとなったときに、ゲート・ソース間容量の蓄
積電荷をダイオードD₂,D₃を介して放電させるように構
成されている。トランジスタQ₂と抵抗R₆の直列回路の両
端には、抵抗R₅を介してコンデンサC₇が接続されてお
り、コンデンサC₇の両端には電圧規制用のツェナダイオ
ードZD₁が並列接続されている。トランジスタQ₂がオフ
され、トランジスタQ₃がオンされたときには、コンデン
サC₇が抵抗R₅を介して充電されるので、コンデンサC₇の
両端には、ツェナダイオードZD₁のツェナ電圧に等しい
電源電圧Vc₃を得ることができる。ツェナダイオードZD₁
の負極側は、高電位側のクランドラインG₂となってい
る。トランジスタQ₃抵抗R₇の直列回路には、直流成分カ
ット用のコンデンサC₈とインダクタL₁を介して放電灯ｌ
のフィラメントの電源側端子が接続されている。放電灯
ｌのフィラメントの電源側端子間には共振用のコンデン
サC₉が並列接続されている。

放電灯のフィラメントには、トランジスタQ₄と発振ト
ランスT₁等で構成された１石自励式インバータ回路の発
振出力を、ダイオードD₅,D₆及びコンデンサC₁₀,C₁₁にて
整流平滑して予熱電力が与えられている。抵抗R₁₂,R₄₅
やダイオヘドD₈〜D₁₀、ツェナダイオードZD₃及びコンデ
ンサC₁₄,C₂₄は、１石自励式インバータ回路の自励発振
回路回路を構成している。また、この１石自励式インバ
ータからは、制御回路の電源電圧V_C2にも得ている。す
なわち、発振トランスT₁の補助巻線から、ダイオード
D₇、抵抗R₄を介してコンデンサC₁₂を充電し、ツェナダ
イオードZD₂で電圧規制すると共に、レギュレータ回路I
C11にて定電圧化として、コンデンサC₁₃に電源電圧V_C2
を得ている。

次に、制御回路の構成について説明する。コンパレー
タIC3の負入力端子には、基準三角波が印加されてい
る。この基準三角波は、タイマー回路IC2（NECμPC155
5）に抵抗R₂₂〜R₂₄及びコンデンサC₁₇〜C₁₉接続して、
無安定マルチバイブレータを構成し、コンデンサC₁₉に
発生する三角波を抵抗R₂₅を介して取り出している。な
お、オペアンプを用いても三角波の発生は可能である。

コンパレータIC3の正入力端子には、基準三角波と比
較される調光信号が印加されている。コンパレータIC3
は、基準三角波を調光信号と比較し、周期が一定でデュ
ーティ・ファクターが可変とされた方形波を出力する。
第９図はこの動作を示しており、同図（ａ）の実線で示
す三角波は同図（ａ）の破線で示す調光信号と比較さ
れ、コンパレータIC3の出力には、同図（ｂ）に示すよ
うな方形波が得られる。この方形波を反転回路IC4aにて
論理反転して、同図（ｃ）に示すような方形波が得られ
る。この方形波は、論理積回路IC5aの一方の入力に印加
されると共に反転回路IC4bにて論理反転されて、論理積
回路IC5bの一方の入力に印加される。反転回路IC4a,IC4
bから入力される方形波は、コンデンサC₂₁,C₂₂、抵抗R
₂₈,R₂₉、ダイオードD₁₂,D₁₃、反転回路IC4a,IC4bよりな
る遅延回路にてそれぞれ遅延され、論理積回路IC5cにて
デッドオフタイム信号が生成される。このデッドオフタ
イム信号は、論理積回路IC5a,IC5bの他方の入力に印加
されており、これによりトランジスタQ₂,Q₃の同時オン
防止のためのデットオフタイム（トランジスタQ₂,Q₃が
共にオフとなる時間）が生成される。

デットタイム生成のタイムチャートを第10図に示す。
同図（ａ）は反転回路IC4aの出力、同図（ｂ）は反転回
路IC4cの出力、同図（ｃ）は反転回路IC4bの出力、同図
（ｄ）は反転回路IC4dの出力、同図（ｅ）は論理積回路
IC5cの出力、同図（ｆ）は論理積回路IC5aの出力、同図
（ｇ）は論理積回路IC5bの出力であり、図中、Tdがデッ
ドオフタイムである。同図（ｆ）に示す論理積回路IC5a
の出力と、同図（ｇ）に示す論理積回路IC5bの出力は、
それぞれトランジスタQ₂,Q₃の制御信号となる。

まず、同図（ｆ）に示す論理積回路IC5aの出力は、抵
抗R30及び蓄積電荷放電用の逆方向ダイオードD₁₄を介し
てトランジスタQ₈のベースに接触されており、トランジ
スタQ₈はエミッタを接地され、抵抗R₃₁を介してコレク
タを電源電圧Vc₂にプルアップされており、そのコレク
タ電位を反転バッファ回路IC6を介して、低電位側のト
ランジスタQ₃の駆動端子２に出力している。次に、同図
（ｇ）に示す論理積回路IC5bの出力は、レベルシフト回
路３と反転バッファ回路IC8を介して、高電位側とトラ
ンジスタQ₂駆動端子１に出力している。このレベルシフ
ト回路３の構成については、例えば、特願昭62−6488号
出願に開示されており、トランジスタQ⁹,Q₁₀よりなる第
１のカレントミラー回路を低電位側に配置し、トランジ
スタQ₁₁,Q₁₂よりなる第２のカレントミラー回路を高電
位側に配置して、低電位側から高電位側に絶縁素子を介
さずに信号伝達を行うものである。まず、論理積回路IC
5bの出力は、抵抗R₃₂及び蓄積電荷放電用の逆方向ダイ
オードD₁₅を介してトランジスタQ₉,Q₁₀及び抵抗R₃₃,R₃₄
を含む第１のカレントミラー回路に供給されており、論
理積回路IC5bの出力が“High"レベルになると、トラン
ジスタQ₉,Q₁₀の電流が流れ、ダイオードD₁₆及びD₃₅を介
して、トランジスタQ₁₁,Q₁₂及び逆並列ダイオードD₁₇を
含む第２のカレントミラー回路にも同じ電流が流れて、
抵抗R₃₆の両端には、高電位側のグランドレベルG₂から
見て“High"の電圧が発生する。また、論理積回路IC5b
の出力が“Low"レベルになると、第１及び第２のカレン
トミラー回路には、電流が流れなくなるので、抵抗R₃₆
の両端には電圧が発生しない。この抵抗R₃₆の両端電圧
は、論理積反転回路IC7bの一方の入力に印加されてい
る。高電位側回路の電源となるコンデンサC₇の電圧Vc₃
は、抵抗R₃₇とツェナダイオードZD₄及びバッファ回路IC
7aよりなる電圧検出回路にてモニターされており、バッ
ファ回路IC7aの出力は論理積反転回路IC7bの他方の入力
に印加されている。コンデンサC₇の電圧Vc₃がトランジ
スタQ₂を駆動するの十分な電圧となるまでは、バッファ
回路IC7aの出力は“Low"レベルとなるので、論理積反転
回路IC7bの出力は、常に、“High"レベル、反転バッフ
ァ回路IC8の出力は常に“Low"レベルとなり、トランジ
スタQ₂は常にオフ状態となるから、トランジスタQ₃のみ
がオンオフされるおことにより、コンデンサC₇は抵抗R₅
を介して急速に充電される。コンデンサC₇の電圧V_C3が
トランジスタQ₂を駆動するのに十分に電圧に達すると、
バッファ回路IC7aの出力は“High"レベルとなるので、
論理積反転回路IC7bは信号通過可能な状態となり、抵抗
R₃₆の両端電圧が“High"レベルのときは、論理積反転回
路IC7bの出力は“Low"レベル、反転バッファ回路IC8の
出力は“High"レベルとなり、抵抗R₃₆の両端電圧が“Lo
w"レベルのときは、論理積反転回路IC7aの出力は“Hig
h"レベル、反転バッファ回路IC8の出力は“Low"レベル
となる。なお、高電位側のトランジスタQ₂の駆動回路を
構成している論理IC7a,IC7b及びIC8には、コンデンサC₇
の電圧Vc₃が電源電圧として供給されていることは言う
までもない。

最後に、調光信号発生部４の構成について説明する。
このブロックでは、上述の基準三角波をカウンタ回転IC
9,IC10のクロック信号とし、高電圧のパルスの印加時間
ｔ及び印加周期Ｔを定めている。カウンタ回路IC10の５
行目のカウント出力Q₅は第11図に示すように、所定の周
期Ｔ毎に所定時間ｔだけ“High"レベルとなり、このと
き、トランジスタQ₁₃がオンとなり、抵抗R₄₄と可変抵抗
iVR₃の分圧比で決まる調光信号はカットされ、低光束点
灯維持に必要な電圧を供給できるようなトランジスタ
Q₂,Q₃のオン時間比が、抵抗R₂₆とR₂₇の分圧により与え
られ、点灯維持用の高電圧パルスを周期Ｔ毎に重畳して
いる。このとき、コンパレータIC3への調光信号レベル
はコンデンサC₂₀により緩やかに変化するようにし、点
灯維持用パルスの変化を滑らかにしており、これによっ
て騒音低減の効果が得られる。また、高電圧パルスの印
加時間ｔや印字周期Ｔは、基準三角波をクロックとして
決定されるため、インバータ回路のスイッチング周波数
と同期して設定されており、ちらつきが低減されるもの
である。カウンタ回路IC10の５桁目の出力Q₅が“Low"レ
ベルのときには、トランジスタQ₁₃がオフとなり、抵抗R
₄₄と可変抵抗VR₃の分圧比によって、所定の調光信号が
生成され、ダイオードD₂₃を介してコンパレータIC3に供
給される。第８図の回路では、上述の動作点Ｂの制御期
間においては、トランジスタQ₂のオン時間を長くして、
トランジスタQ₃のオン時間を短くすることにより、調光
制御している。

以上の第８図の回路は、本発明を実施するための具体
的な回路構成を一例として示したものであり、本発明を
実施するための回路構成はこれに限定されるものではな
く、特許請求の範囲に記載された範囲内において、種々
の変形が可能であることは言うまでもない。

［発明の効果］本発明にあっては、上述のように、直流電源より給電
される他励式のインバータ回路により放電灯を高周波点
灯させる装置において、インバータ回路のスイッチング
周波数を一定とし、スイッチング素子のオン時間を変化
させることにより放電灯を調光すると共に、間欠的に所
定の高電圧が放電灯に印加されるようにスイッチング素
子のオン時間を変化させる制御回路を備えたので、イン
バータの動作周波数を変化させることなく、深い調光レ
ベルまで放電灯の立ち消えやちらつきを防止し、放電灯
を安定に調光することができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理説明のための回路図、第２図は同
上の動作説明図、第３図は本発明の基本的な実施例の回
路図、第４図乃至第６図は同上の動作説明図、第７図は
同上の実施例の一変形例を示す回路図、第８図は本発明
の具体的な実施例の回路図、第９図乃至第11図は同上の
動作説明図、第12図は従来例の回路図、第13図は同上の
動作説明図、第14図は他の従来例の回路図、第15図はさ
らに他の従来例の回路図、第16図は同上をより具体化し
た従来例の回路図、第17図及び第18図は同上の動作説明
図である。 Q₂,Q₃はトランジスタ、C₈,C₉はコンデンサ、L₁はインダ
クタ、Ｅは直流電源、Ｇは制御部、Ｚは負荷、ｌは放電
灯である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開昭52−138381（ＪＰ，Ａ) 特開昭61−218095（ＪＰ，Ａ) 特開昭63−245899（ＪＰ，Ａ) 特開平１−115099（ＪＰ，Ａ) 特開昭61−135096（ＪＰ，Ａ) 特開昭52−138382（ＪＰ，Ａ) 特開昭60−49597（ＪＰ，Ａ) 特開昭61−218097（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H05B 41/38 - 41/42 H05B 41/24

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源より給電される他励式のインバー
タ回路により放電灯を高周波点灯させる装置において、
インバータ回路のスイッチング周波数を一定とし、スイ
ッチング素子のオン時間を変化させることにより放電灯
を調光すると共に、間欠的に所定の高電圧が放電灯に印
加されるようにスイッチング素子のオン時間を変化させ
る制御回路を備えることを特徴とする放電灯点灯装置。