JP2828889B2 - 周波数コンバータ、その制御方法、および周波数コンバータを用いるモータ制御方法 - Google Patents
周波数コンバータ、その制御方法、および周波数コンバータを用いるモータ制御方法Info
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- JP2828889B2 JP2828889B2 JP5346705A JP34670593A JP2828889B2 JP 2828889 B2 JP2828889 B2 JP 2828889B2 JP 5346705 A JP5346705 A JP 5346705A JP 34670593 A JP34670593 A JP 34670593A JP 2828889 B2 JP2828889 B2 JP 2828889B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/4826—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode operating from a resonant DC source, i.e. the DC input voltage varies periodically, e.g. resonant DC-link inverters
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ソフトスイッチング・
インバータを制御する方法、とくに、第１の交流電圧を
周波数および振幅について第２の交流電圧へ、スイッチ
からなる第１および第２のブリッジと両ブリッジ間に接
続された共振回路とによって変換する方法、およびその
ような周波数コンバータに関するものである。さらに本
発明は、周波数コンバータを使用するモータ制御回路に
関するものである。
インバータを制御する方法、とくに、第１の交流電圧を
周波数および振幅について第２の交流電圧へ、スイッチ
からなる第１および第２のブリッジと両ブリッジ間に接
続された共振回路とによって変換する方法、およびその
ような周波数コンバータに関するものである。さらに本
発明は、周波数コンバータを使用するモータ制御回路に
関するものである。
【０００２】
【従来の技術】固定電源回路から変化する周波数および
電圧を発生させるために、種々の周波数コンバータが用
いられてきた。交流電圧を直接、他の交流電圧に変換す
るコンバータ、および先ず交流電圧を整流し、次に直流
電圧を変換するコンバータがある。スイッチング損失を
少なくするために、ソフトスイッチング・コンバータが
開発され、その目的は、主電源回路スイッチを休止状態
でオン・オフすることにある。開発された解決策はしば
しば、複雑な回路や実現困難な制御システムになってし
まっている。
電圧を発生させるために、種々の周波数コンバータが用
いられてきた。交流電圧を直接、他の交流電圧に変換す
るコンバータ、および先ず交流電圧を整流し、次に直流
電圧を変換するコンバータがある。スイッチング損失を
少なくするために、ソフトスイッチング・コンバータが
開発され、その目的は、主電源回路スイッチを休止状態
でオン・オフすることにある。開発された解決策はしば
しば、複雑な回路や実現困難な制御システムになってし
まっている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、ソフトスイ
ッチング原理を応用した新しい周波数コンバータととも
に、安価なスイッチング素子を用いて容易に実現できる
簡単な制御方法を開発することを目的とする。
ッチング原理を応用した新しい周波数コンバータととも
に、安価なスイッチング素子を用いて容易に実現できる
簡単な制御方法を開発することを目的とする。
【０００４】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するた
め、本発明による周波数変換方法は、第１の交流電圧を
第１のブリッジにおける少なくとも２つのスイッチを介
して少なくともコンデンサおよびコイルからなる共振回
路の両端に、この形成された共振回路の特性周波数のサ
イクルの半分に等しい期間中、接続し、少なくともコイ
ルおよびコンデンサからなる共振回路を第２のブリッジ
の少なくとも２個のスイッチを介して第２の交流電圧の
両端に、前記形成された共振回路の特性周波数のサイク
ルの半分に等しい期間中、接続することを特徴とする。
同様に、本発明による周波数コンバータは、第１のブリ
ッジにおいて、共振回路の両端に電源電圧を共振回路の
特性周波数のサイクルの半分に実質的に等しい期間、接
続することができる少なくとも２つのスイッチと、第２
のブリッジにおいて、共振回路の両端に出力電圧を共振
回路の特性周波数のサイクルの半分に実質的に等しい期
間、接続することができる少なくとも２つのスイッチ
と、第１および第２のブリッジのスイッチを基本的には
交互に順番に導通させる制御装置と含むことを特徴とす
る。本発明の他の実施例は従属請求項に記載の要件を特
徴とする。本発明によれば、モータ制御用の周波数コン
バータの使用方法は、請求項９および10に記載の要件を
特徴とする。
め、本発明による周波数変換方法は、第１の交流電圧を
第１のブリッジにおける少なくとも２つのスイッチを介
して少なくともコンデンサおよびコイルからなる共振回
路の両端に、この形成された共振回路の特性周波数のサ
イクルの半分に等しい期間中、接続し、少なくともコイ
ルおよびコンデンサからなる共振回路を第２のブリッジ
の少なくとも２個のスイッチを介して第２の交流電圧の
両端に、前記形成された共振回路の特性周波数のサイク
ルの半分に等しい期間中、接続することを特徴とする。
同様に、本発明による周波数コンバータは、第１のブリ
ッジにおいて、共振回路の両端に電源電圧を共振回路の
特性周波数のサイクルの半分に実質的に等しい期間、接
続することができる少なくとも２つのスイッチと、第２
のブリッジにおいて、共振回路の両端に出力電圧を共振
回路の特性周波数のサイクルの半分に実質的に等しい期
間、接続することができる少なくとも２つのスイッチ
と、第１および第２のブリッジのスイッチを基本的には
交互に順番に導通させる制御装置と含むことを特徴とす
る。本発明の他の実施例は従属請求項に記載の要件を特
徴とする。本発明によれば、モータ制御用の周波数コン
バータの使用方法は、請求項９および10に記載の要件を
特徴とする。
【０００５】
【作用】本発明によれば、第１の交流電圧を周波数およ
び振幅に関して第２の交流電圧へ、スイッチからなる第
１および第２のブリッジと、両ブリッジ間に接続された
共振回路とによって変換する方法および装置では、決め
られた条件に従って、電源回路の主電源電圧および負荷
の主電源電圧は、それぞれ電源ブリッジのスイッチおよ
び負荷ブリッジのスイッチによって、コンデンサおよび
コイルからなる共振回路の両端に交互に接続される。こ
の電圧を接続するそれぞれの期間の長さは、この形成さ
れた共振回路の特性周波数のサイクルの半分に等しく、
給電されると、ブリッジの切換えはそれぞれの期間の後
に行なわれる。
び振幅に関して第２の交流電圧へ、スイッチからなる第
１および第２のブリッジと、両ブリッジ間に接続された
共振回路とによって変換する方法および装置では、決め
られた条件に従って、電源回路の主電源電圧および負荷
の主電源電圧は、それぞれ電源ブリッジのスイッチおよ
び負荷ブリッジのスイッチによって、コンデンサおよび
コイルからなる共振回路の両端に交互に接続される。こ
の電圧を接続するそれぞれの期間の長さは、この形成さ
れた共振回路の特性周波数のサイクルの半分に等しく、
給電されると、ブリッジの切換えはそれぞれの期間の後
に行なわれる。
【０００６】
【実施例】次に図面を参照して本発明をその実施例の１
つを挙げて詳細に説明する。
つを挙げて詳細に説明する。
【０００７】図１は、３相系用の本発明による主電源回
路とそれに関係する電子回路を示す。インバータは12個
のサイリスタT1〜T12 からなり、これらは２つのブリッ
ジに配列されている。サイリスタT1〜T6は電源ブリッジ
１を、またサイリスタT7〜T12 はモータブリッジ２を形
成している。それらのブリッジの間には、コンデンサCR
およびインダクタンスLRからなる共振回路がある。電源
ブリッジ１の相Ａ、ＢおよびＣの間には、コンデンサC
01 、C02 およびC03 が、さらにそれらと並列にインダ
クタンスL4、L5およびL6が接続されている。電源ブリッ
ジの相導体には、直列インダクタンスL1、L2およびL
3と、直列抵抗R1、R2およびR3が設けられている。直列
インダクタンスは、本発明の方法および装置に必須では
ない。モータブリッジは、相導体Ｘ、ＹおよびＺを通し
てモータＭに給電する。各相の間には、コンデンサC
04 、C05 およびC06 が接続されている。
路とそれに関係する電子回路を示す。インバータは12個
のサイリスタT1〜T12 からなり、これらは２つのブリッ
ジに配列されている。サイリスタT1〜T6は電源ブリッジ
１を、またサイリスタT7〜T12 はモータブリッジ２を形
成している。それらのブリッジの間には、コンデンサCR
およびインダクタンスLRからなる共振回路がある。電源
ブリッジ１の相Ａ、ＢおよびＣの間には、コンデンサC
01 、C02 およびC03 が、さらにそれらと並列にインダ
クタンスL4、L5およびL6が接続されている。電源ブリッ
ジの相導体には、直列インダクタンスL1、L2およびL
3と、直列抵抗R1、R2およびR3が設けられている。直列
インダクタンスは、本発明の方法および装置に必須では
ない。モータブリッジは、相導体Ｘ、ＹおよびＺを通し
てモータＭに給電する。各相の間には、コンデンサC
04 、C05 およびC06 が接続されている。
【０００８】このインバータのサイリスタは、電子回路
装置OEにより制御され、この装置には、必要量の基準値
および実際の値が入力される。電源ブリッジの主電源電
圧は、測定導体J1、J2およびJ3を通して測定される。モ
ータブリッジの各相の間に接続されたコンデンサC04 〜
C06 に現れる主電源電圧は、電圧測定回路J6、J7および
J8によって測定される。共振回路３のコンデンサCRに現
れる電圧は、電圧測定回路J4およびJ5によって測定され
る。共振回路の電流は電流トランス６によって測定さ
れ、その測定データは導体９を介して制御電子回路OEへ
送られる。サイリスタ点弧パルスは、導体８を介してサ
イリスタT1〜T12 の制御電極へ印加され、後述のよう
に、この制御電子回路によって生成される。
装置OEにより制御され、この装置には、必要量の基準値
および実際の値が入力される。電源ブリッジの主電源電
圧は、測定導体J1、J2およびJ3を通して測定される。モ
ータブリッジの各相の間に接続されたコンデンサC04 〜
C06 に現れる主電源電圧は、電圧測定回路J6、J7および
J8によって測定される。共振回路３のコンデンサCRに現
れる電圧は、電圧測定回路J4およびJ5によって測定され
る。共振回路の電流は電流トランス６によって測定さ
れ、その測定データは導体９を介して制御電子回路OEへ
送られる。サイリスタ点弧パルスは、導体８を介してサ
イリスタT1〜T12 の制御電極へ印加され、後述のよう
に、この制御電子回路によって生成される。
【０００９】図２は、他の交流電圧コンバータを示し、
同様の要素は図１におけると同じ参照番号を用いて示
す。相導体Ａ、ＢおよびＣを通して、電源電圧が電源ブ
リッジ１へ直列インダクタンスL1、L2およびL3と、直列
抵抗R1、R2およびR3とを介して接続される。電源ブリッ
ジおよび共振回路３は、図１の電源ブリッジおよび共振
回路と同じである。負荷ブリッジ４は単相型を用いて実
現され、共振回路端子と負荷ブリッジ出力導体Ｕおよび
Ｖとの間に接続されたサイリスタT13 〜T16 からなる。
導体ＵとＶの間には、コンデンサC07 および被給電負荷
が接続される。負荷ブリッジ出力導体ＵおよびＶにおけ
る電圧は、電圧測定導体J9およびJ10 により測定され
る。他の測定は、図１におけるのと同様の測定方法に従
って行なわれる。同様に、制御電子回路OE’はサイリス
タ制御パルスを生成し、これらのパルスは、導体８を介
してサイリスタT1〜Ｔ6 およびＴ13〜Ｔ16の制御電子回
路へ印加される。
同様の要素は図１におけると同じ参照番号を用いて示
す。相導体Ａ、ＢおよびＣを通して、電源電圧が電源ブ
リッジ１へ直列インダクタンスL1、L2およびL3と、直列
抵抗R1、R2およびR3とを介して接続される。電源ブリッ
ジおよび共振回路３は、図１の電源ブリッジおよび共振
回路と同じである。負荷ブリッジ４は単相型を用いて実
現され、共振回路端子と負荷ブリッジ出力導体Ｕおよび
Ｖとの間に接続されたサイリスタT13 〜T16 からなる。
導体ＵとＶの間には、コンデンサC07 および被給電負荷
が接続される。負荷ブリッジ出力導体ＵおよびＶにおけ
る電圧は、電圧測定導体J9およびJ10 により測定され
る。他の測定は、図１におけるのと同様の測定方法に従
って行なわれる。同様に、制御電子回路OE’はサイリス
タ制御パルスを生成し、これらのパルスは、導体８を介
してサイリスタT1〜Ｔ6 およびＴ13〜Ｔ16の制御電子回
路へ印加される。
【００１０】図３(a) は、サイリスタが本発明による方
法によって制御される場合の様々な時点における電源ブ
リッジ電圧の変化を、また図３(b) は、そのモータブリ
ッジ電圧の変化を示す。図３(a) および(b) に、電源回
路の主電源電圧A1、B1およびC1(A1=A-B,B1=B-C,C1=C-
A)、ならびにモータブリッジの主電源電圧の基準電圧A
2、B2およびC2(A2=X-Y,B2=Y-Z,C2=Z-X)を示す。主電源
電圧の反転値-A1 、-B1 、-C1 、-A2 、-B2 および-C2
が同様の方法で示されている。丸印30は、様々な時点に
おけるコンデンサCRの充電電圧を表わす。図３(a) の実
線は、電源ブリッジの各相間に接続されたコンデンサに
現れる電圧の実際値X1、Y1およびZ1を示す。図３(b) の
実線は、モータブリッジの主電源電圧の実際値X2、Y2お
よびZ2を示す。本発明によれば、電源ブリッジまたはモ
ータブリッジの主電源電圧は、電源ブリッジの２つのス
イッチまたはモータブリッジの２つのスイッチによっ
て、共振回路３に並列に、このように形成された回路の
特性周波数のサイクルの半分に等しい期間、接続され
る。このようにして、図４および図５における回路と同
様の回路が形成され、この場合、主電源電圧および共振
回路電圧は、ある方法で変化する。
法によって制御される場合の様々な時点における電源ブ
リッジ電圧の変化を、また図３(b) は、そのモータブリ
ッジ電圧の変化を示す。図３(a) および(b) に、電源回
路の主電源電圧A1、B1およびC1(A1=A-B,B1=B-C,C1=C-
A)、ならびにモータブリッジの主電源電圧の基準電圧A
2、B2およびC2(A2=X-Y,B2=Y-Z,C2=Z-X)を示す。主電源
電圧の反転値-A1 、-B1 、-C1 、-A2 、-B2 および-C2
が同様の方法で示されている。丸印30は、様々な時点に
おけるコンデンサCRの充電電圧を表わす。図３(a) の実
線は、電源ブリッジの各相間に接続されたコンデンサに
現れる電圧の実際値X1、Y1およびZ1を示す。図３(b) の
実線は、モータブリッジの主電源電圧の実際値X2、Y2お
よびZ2を示す。本発明によれば、電源ブリッジまたはモ
ータブリッジの主電源電圧は、電源ブリッジの２つのス
イッチまたはモータブリッジの２つのスイッチによっ
て、共振回路３に並列に、このように形成された回路の
特性周波数のサイクルの半分に等しい期間、接続され
る。このようにして、図４および図５における回路と同
様の回路が形成され、この場合、主電源電圧および共振
回路電圧は、ある方法で変化する。
【００１１】ここで図に示すように、時刻t1から始まる
動作を考えてみる。後に説明する選択判定基準に従っ
て、スイッチT2およびT4が選択される。時刻t2におい
て、共振回路からの最初の電流パルスはすでに消え、電
圧X1は正方向に修正されている。同様に、電圧Y1および
Z1は負方向に向っている。この後、電子回路はモータブ
リッジスイッチT8およびT12 を選択し、その結果、時刻
t3でY2は新たな値に到達している。それに対応して、電
圧X2およびZ2は少し方向を変えている。このようにして
動作は継続し、同時には１つの電圧しか変化しないよう
にストローブされる、すなわち通常、基準から最も偏移
しているものがストローブされる。他の電圧は、その回
路の部品の定格および電圧によって決まる方法で変化す
る。導通すべき各スイッチを選ぶ順序は、とりわけ、実
際電圧と基準電圧との間の電圧差、制御動作用に設定さ
れた動作限界値、および電力流の方向に基づいて決めら
れる。例えば、選択したブリッジの電圧を修正すること
が不可能な場合、または無効電力用のバイパスを設ける
必要がある場合、同じ相分岐に接続されたサイリスタ、
例えばT1およびT4が選択され、その結果、共振回路コン
デンサURの電荷の正負が変化するが、ブリッジ電圧は修
正されない。
動作を考えてみる。後に説明する選択判定基準に従っ
て、スイッチT2およびT4が選択される。時刻t2におい
て、共振回路からの最初の電流パルスはすでに消え、電
圧X1は正方向に修正されている。同様に、電圧Y1および
Z1は負方向に向っている。この後、電子回路はモータブ
リッジスイッチT8およびT12 を選択し、その結果、時刻
t3でY2は新たな値に到達している。それに対応して、電
圧X2およびZ2は少し方向を変えている。このようにして
動作は継続し、同時には１つの電圧しか変化しないよう
にストローブされる、すなわち通常、基準から最も偏移
しているものがストローブされる。他の電圧は、その回
路の部品の定格および電圧によって決まる方法で変化す
る。導通すべき各スイッチを選ぶ順序は、とりわけ、実
際電圧と基準電圧との間の電圧差、制御動作用に設定さ
れた動作限界値、および電力流の方向に基づいて決めら
れる。例えば、選択したブリッジの電圧を修正すること
が不可能な場合、または無効電力用のバイパスを設ける
必要がある場合、同じ相分岐に接続されたサイリスタ、
例えばT1およびT4が選択され、その結果、共振回路コン
デンサURの電荷の正負が変化するが、ブリッジ電圧は修
正されない。
【００１２】図４(a) は、主電源電圧X1の絶対値が正方
向に修正された場合に、本発明において生じる共振回路
の構成を示す。サイリスタT2およびT4が導通し、この状
態ではコンデンサC01 が共振回路３と直列に接続され
る。コンデンサC01 は充電電圧X1を有し、これと並列に
直列のコンデンサC02 およびC03 がある。図４に示すよ
うに、投入時点 tαにコンデンサCRの両端に現れる電圧
URαは、時点 tβにおいて主電源電圧X1を横切って値UR
βへ向かう。この状態において、電流Ｉが共振回路内を
流れる。部品の値をCR＜＜C01=C02=C03 に選択すること
により、この共振回路について次の概算式が得られる。 （数１） URβ=-URα+2*X1 (1) X1B=X1+2*(URα-X1)*CR/(1.5*C01) (2) Y1B=Y1-(URα-X1)*CR/(1.5*C01) (3) Z1B=Z1-(URα-X1)*CR/(1.5*C01) (4) 同様の方法で、図５(a) は主電源電圧X1の絶対値が負方
向に変化した状態の共振回路の動作を示す。この場合、
サイリスタT1およびT5が導通する。ここで、共振回路コ
ンデンサの電圧URは、値URαから主電源電圧X1を横切っ
て図５(b) に示す値URβへ向かう。この場合、次の式が
適用される。 （数２） URβ=-URα-2*X1 (1') X1B=X1-2*(URα+X1)*CR/(1.5*C01) (2') Y1B=Y1-(URα+X1)*CR/(1.5*C01) (3') Z1B=Z1-(URβ+X1)*CR/(1.5*C01) (4') 同様に、他のサイリスタ対が以下に詳述する他の方法お
よび選択判定基準に従って導通される。図６は、周波数
コンバータに負荷が接続されていない状態における電源
ブリッジの主電源電圧を示す。上述の例において、スイ
ッチング周波数は10kHz で、電源周波数は50Hzである。
向に修正された場合に、本発明において生じる共振回路
の構成を示す。サイリスタT2およびT4が導通し、この状
態ではコンデンサC01 が共振回路３と直列に接続され
る。コンデンサC01 は充電電圧X1を有し、これと並列に
直列のコンデンサC02 およびC03 がある。図４に示すよ
うに、投入時点 tαにコンデンサCRの両端に現れる電圧
URαは、時点 tβにおいて主電源電圧X1を横切って値UR
βへ向かう。この状態において、電流Ｉが共振回路内を
流れる。部品の値をCR＜＜C01=C02=C03 に選択すること
により、この共振回路について次の概算式が得られる。 （数１） URβ=-URα+2*X1 (1) X1B=X1+2*(URα-X1)*CR/(1.5*C01) (2) Y1B=Y1-(URα-X1)*CR/(1.5*C01) (3) Z1B=Z1-(URα-X1)*CR/(1.5*C01) (4) 同様の方法で、図５(a) は主電源電圧X1の絶対値が負方
向に変化した状態の共振回路の動作を示す。この場合、
サイリスタT1およびT5が導通する。ここで、共振回路コ
ンデンサの電圧URは、値URαから主電源電圧X1を横切っ
て図５(b) に示す値URβへ向かう。この場合、次の式が
適用される。 （数２） URβ=-URα-2*X1 (1') X1B=X1-2*(URα+X1)*CR/(1.5*C01) (2') Y1B=Y1-(URα+X1)*CR/(1.5*C01) (3') Z1B=Z1-(URβ+X1)*CR/(1.5*C01) (4') 同様に、他のサイリスタ対が以下に詳述する他の方法お
よび選択判定基準に従って導通される。図６は、周波数
コンバータに負荷が接続されていない状態における電源
ブリッジの主電源電圧を示す。上述の例において、スイ
ッチング周波数は10kHz で、電源周波数は50Hzである。
【００１３】図７は、図１の装置用の本発明による制御
電子回路を示すブロック図である。主電源回路サイリス
タは、電源ブリッジ・サイリスタ制御回路21およびモー
タブリッジ・サイリスタ制御回路22によって制御され、
前記制御回路は、出力８がサイリスタT1〜T12 の制御電
極に接続されている。これら２つの制御回路は、制御パ
ルスFIRE AおよびFIRE Bによって制御され、両パルス
は、導体26および27を介してそれぞれ制御回路21および
22に送られる。ブリッジ選択計算回路がこのブリッジを
図８に示す方法で選択する。これは、電流トランス６の
測定信号を用い、これは、導体９を介してブリッジ選択
計算回路25へ送られる。制御回路21は、その入力に、測
定データJ1〜J3により決まる回路主電源電圧の実際値A
1、B1およびC1と、測定データJ4およびJ5で決まる共振
コンデンサ電圧URとを受ける。
電子回路を示すブロック図である。主電源回路サイリス
タは、電源ブリッジ・サイリスタ制御回路21およびモー
タブリッジ・サイリスタ制御回路22によって制御され、
前記制御回路は、出力８がサイリスタT1〜T12 の制御電
極に接続されている。これら２つの制御回路は、制御パ
ルスFIRE AおよびFIRE Bによって制御され、両パルス
は、導体26および27を介してそれぞれ制御回路21および
22に送られる。ブリッジ選択計算回路がこのブリッジを
図８に示す方法で選択する。これは、電流トランス６の
測定信号を用い、これは、導体９を介してブリッジ選択
計算回路25へ送られる。制御回路21は、その入力に、測
定データJ1〜J3により決まる回路主電源電圧の実際値A
1、B1およびC1と、測定データJ4およびJ5で決まる共振
コンデンサ電圧URとを受ける。
【００１４】制御回路22は、モータブリッジ電圧測定値
J6〜J8から形成される主電源電圧の実際値X2、Y2および
Z2と、共振コンデンサ電圧データURとを受ける。モータ
ブリッジ電圧基準値A2、B2およびC2は、モータブリッジ
電圧基準値について３相発振器28によって生成される。
発振器28は、その入力側にモータ電圧の周波数基準値fM
および振幅基準値AMを受ける。モータブリッジのサイリ
スタおよび電源ブリッジのサイリスタを制御して、一方
のブリッジの２つのサイリスタが同時に導通するように
する。各導通期間中、共振コンデンサの充電電圧は、そ
の当該導通期間中、修正される主電源電圧の実際値を横
切って変化し、ブリッジの切換えが各導通期間後に発生
する。この制御動作は、後に詳述する。
J6〜J8から形成される主電源電圧の実際値X2、Y2および
Z2と、共振コンデンサ電圧データURとを受ける。モータ
ブリッジ電圧基準値A2、B2およびC2は、モータブリッジ
電圧基準値について３相発振器28によって生成される。
発振器28は、その入力側にモータ電圧の周波数基準値fM
および振幅基準値AMを受ける。モータブリッジのサイリ
スタおよび電源ブリッジのサイリスタを制御して、一方
のブリッジの２つのサイリスタが同時に導通するように
する。各導通期間中、共振コンデンサの充電電圧は、そ
の当該導通期間中、修正される主電源電圧の実際値を横
切って変化し、ブリッジの切換えが各導通期間後に発生
する。この制御動作は、後に詳述する。
【００１５】図８(a) は、ブリッジ選択計算回路の動作
を示す。電流トランスから導体９を介して受けた共振回
路電流Ｉから、回路30は絶対値を求め、これから比較器
31は、電流データパルスVTを形成する。この電流データ
パルスは計数器32へ送られ、その出力は、新たな電流パ
ルスの到来ごとに変化する。計数器32の出力26および27
で得られた制御パルスFIRE AおよびFIRE Bを使用して、
各時点ごとに制御すべきブリッジ、すなわち電源ブリッ
ジ１あるいはモータブリッジ２のいずれかを決定する。
電流Ｉ、電流データVT、およびブリッジ選択計算回路の
出力導体から得られる制御パルスFIRE AおよびFIRE Bの
パルスの形状を図８(b) に示す。
を示す。電流トランスから導体９を介して受けた共振回
路電流Ｉから、回路30は絶対値を求め、これから比較器
31は、電流データパルスVTを形成する。この電流データ
パルスは計数器32へ送られ、その出力は、新たな電流パ
ルスの到来ごとに変化する。計数器32の出力26および27
で得られた制御パルスFIRE AおよびFIRE Bを使用して、
各時点ごとに制御すべきブリッジ、すなわち電源ブリッ
ジ１あるいはモータブリッジ２のいずれかを決定する。
電流Ｉ、電流データVT、およびブリッジ選択計算回路の
出力導体から得られる制御パルスFIRE AおよびFIRE Bの
パルスの形状を図８(b) に示す。
【００１６】図９は、電源ブリッジ・サイリスタを制御
する回路21の構成を示す。電源電圧A1、B1およびC1は比
較器41〜43の入力に印加され、その出力は論理積素子44
1 〜446 と論理積素子451 〜456 とへ接続されている。
整流中は、不必要な小さな修正を行なわないために、比
較器45および46と論理積素子47とによる試験を行ない、
共振コンデンサ電圧が確実に適正な値になるようにす
る。URの最大限度は、回路の主電源電圧が380Vのとき
は、例えば300Vにすることが可能である。この電圧限界
値は、抵抗からなる分圧回路411 および412 を用い、さ
らに電圧源(+/-) により実現される。論理積素子47の出
力は論理積素子441 〜446 へ送られ、これらの出力は論
理和素子471 〜476 へ送られる。論理積素子441 〜446
の入力のうちのいくつかは否定入力であり、丸印で示
す。
する回路21の構成を示す。電源電圧A1、B1およびC1は比
較器41〜43の入力に印加され、その出力は論理積素子44
1 〜446 と論理積素子451 〜456 とへ接続されている。
整流中は、不必要な小さな修正を行なわないために、比
較器45および46と論理積素子47とによる試験を行ない、
共振コンデンサ電圧が確実に適正な値になるようにす
る。URの最大限度は、回路の主電源電圧が380Vのとき
は、例えば300Vにすることが可能である。この電圧限界
値は、抵抗からなる分圧回路411 および412 を用い、さ
らに電圧源(+/-) により実現される。論理積素子47の出
力は論理積素子441 〜446 へ送られ、これらの出力は論
理和素子471 〜476 へ送られる。論理積素子441 〜446
の入力のうちのいくつかは否定入力であり、丸印で示
す。
【００１７】図10は電源電圧を示し、これによって被制
御スイッチを選択する。期間τ1 中では、相Ａの電圧は
正であり、相ＢおよびＣの電圧が負である。この場合、
比較器41〜43から得られる論理積素子446 の入力は、す
べて真である。導体26を介して得られる制御パルスFIRE
Aが正であり、かつコンデンサ電圧URが設定限度値内に
あると、論理積素子446 の出力は論理１となり、論理和
素子476 は一方のスイッチング信号１(KV1) を出力し、
サイリスタT1およびT5を導通させる。残りのスイッチン
グ信号KV2K〜KV5 は、同様の方法で実現される。
御スイッチを選択する。期間τ1 中では、相Ａの電圧は
正であり、相ＢおよびＣの電圧が負である。この場合、
比較器41〜43から得られる論理積素子446 の入力は、す
べて真である。導体26を介して得られる制御パルスFIRE
Aが正であり、かつコンデンサ電圧URが設定限度値内に
あると、論理積素子446 の出力は論理１となり、論理和
素子476 は一方のスイッチング信号１(KV1) を出力し、
サイリスタT1およびT5を導通させる。残りのスイッチン
グ信号KV2K〜KV5 は、同様の方法で実現される。
【００１８】極性反転状態では、選択は論理積素子451
〜456 によって行なわれ、これは、上述のように否定入
力を含み、共振コンデンサの値は比較器48により決ま
る。分圧器413 によって許容電圧値が決まる。共振コン
デンサ電圧が十分に負（例えば-800 V）であると、サイ
リスタT1およびT5は、Ａ相電圧が負でＢおよびＣ相電圧
が正である期間τ4 中は、導通する。整流および極性反
転状態における様々なスイッチング信号とその信号状態
において導通させるべきサイリスタを表１に示す。 共振コンデンサ電圧が設定限度外、すなわち上述の例の
ように、｜UR｜＞ 300VでかつUR > -800Vであると、極
性反転が行なわれる。このため、論理積素子49の出力11
1 は、図14に示す極性反転回路の入力に接続されてい
る。
〜456 によって行なわれ、これは、上述のように否定入
力を含み、共振コンデンサの値は比較器48により決ま
る。分圧器413 によって許容電圧値が決まる。共振コン
デンサ電圧が十分に負（例えば-800 V）であると、サイ
リスタT1およびT5は、Ａ相電圧が負でＢおよびＣ相電圧
が正である期間τ4 中は、導通する。整流および極性反
転状態における様々なスイッチング信号とその信号状態
において導通させるべきサイリスタを表１に示す。 共振コンデンサ電圧が設定限度外、すなわち上述の例の
ように、｜UR｜＞ 300VでかつUR > -800Vであると、極
性反転が行なわれる。このため、論理積素子49の出力11
1 は、図14に示す極性反転回路の入力に接続されてい
る。
【００１９】図11は、モータブリッジ・サイリスタを制
御する制御回路22のブロック図である。入力量は、３相
発振器28から得られるモータブリッジ基準電圧A2、B2お
よびC2、ならびにモータブリッジ主電源電圧の実際値X
2、Y2およびZ2と、共振コンデンサ電圧の実際値URであ
る。誤差計算回路51が各主電源電圧の基準値と実際値と
の間の差V1〜V3を計算する。モータブリッジにおける各
スイッチング信号について、別個のスイッチング信号計
算回路52または52' があり、これは、図12(a) および
(b) を参照して後述する方法で、各状態ごとに可能なス
イッチング信号L4+、L4- 、L5+ 、L5- 、L6+ およびL6-
を判定する。選択計算回路53は、これらの可能なスイ
ッチング信号のうちのどれによって最大の誤差が修正さ
れるかを、図13の回路を用いて判定する。この計算回路
53の出力では、スイッチング信号KV7〜KV12に対応する
制御データを選択することができる。様々なスイッチン
グ信号について、モータブリッジのサイリスタは表２に
従って導通される。 表２ スイッチング信号 被制御サイリスタ KV7 T7 T11 KV8 T8 T12 KV9 T9 T10 KV10 T8 T10 KV11 T9 T11 KV12 T7 T12 図12(a) および(b) は２個のスイッチング信号計算回路
52および52' のブロック図であり、この回路は、モータ
に給電するＸ相のサイリスタを制御することができるか
どうかを試験する。入力量は、モータブリッジの主電源
電圧の実際値X2、共振コンデンサ電圧UR、および、この
相についての実際値と基準値との誤差V1であり、この誤
差は、図11に示す誤差計算回路51から得られる。スイッ
チング信号計算回路では、様々なスイッチング信号を調
べて、判定基準に従ってどれが可能であるか、すなわ
ち、修正すべき電圧誤差は適切な正負符号か、当該電流
路は可能か、共振発振により生じた電圧変化は適切な大
きさか、およびその電圧は設定電圧限度内かを調べる。
比較器61は、修正すべき電圧誤差が、当該スイッチング
信号に適合した正負符号であるか否かを調べる。演算素
子62および比較器63は、導通すべきサイリスタに生ずる
電圧の方向を調べ、すなわち当該電流路が可能か否かを
調べる。演算素子64ならびに比較器65および66によっ
て、発生する電圧変化の大きさを調べ、その電圧の設定
最大限界値と比較する。比較器67は、発生する電圧変化
が大きすぎないよう、すなわち他の方向に大きな誤差を
生じないように機能する。比較器62、64および67の入力
には、図に係数１、２またはｓが示され、これらに従っ
て入力量を１、２または値ｓで乗算する。値ｓは、コン
デンサ定格によって決まり、式１〜４、および対応して
式1'〜4'から他の係数と同様に得られる。比較器61、6
3、65、66および67の出力は論理積素子68へ送られ、こ
の素子の出力は、スイッチング信号が現時点で可能か否
かを表わすデータを出力する。
御する制御回路22のブロック図である。入力量は、３相
発振器28から得られるモータブリッジ基準電圧A2、B2お
よびC2、ならびにモータブリッジ主電源電圧の実際値X
2、Y2およびZ2と、共振コンデンサ電圧の実際値URであ
る。誤差計算回路51が各主電源電圧の基準値と実際値と
の間の差V1〜V3を計算する。モータブリッジにおける各
スイッチング信号について、別個のスイッチング信号計
算回路52または52' があり、これは、図12(a) および
(b) を参照して後述する方法で、各状態ごとに可能なス
イッチング信号L4+、L4- 、L5+ 、L5- 、L6+ およびL6-
を判定する。選択計算回路53は、これらの可能なスイ
ッチング信号のうちのどれによって最大の誤差が修正さ
れるかを、図13の回路を用いて判定する。この計算回路
53の出力では、スイッチング信号KV7〜KV12に対応する
制御データを選択することができる。様々なスイッチン
グ信号について、モータブリッジのサイリスタは表２に
従って導通される。 表２ スイッチング信号 被制御サイリスタ KV7 T7 T11 KV8 T8 T12 KV9 T9 T10 KV10 T8 T10 KV11 T9 T11 KV12 T7 T12 図12(a) および(b) は２個のスイッチング信号計算回路
52および52' のブロック図であり、この回路は、モータ
に給電するＸ相のサイリスタを制御することができるか
どうかを試験する。入力量は、モータブリッジの主電源
電圧の実際値X2、共振コンデンサ電圧UR、および、この
相についての実際値と基準値との誤差V1であり、この誤
差は、図11に示す誤差計算回路51から得られる。スイッ
チング信号計算回路では、様々なスイッチング信号を調
べて、判定基準に従ってどれが可能であるか、すなわ
ち、修正すべき電圧誤差は適切な正負符号か、当該電流
路は可能か、共振発振により生じた電圧変化は適切な大
きさか、およびその電圧は設定電圧限度内かを調べる。
比較器61は、修正すべき電圧誤差が、当該スイッチング
信号に適合した正負符号であるか否かを調べる。演算素
子62および比較器63は、導通すべきサイリスタに生ずる
電圧の方向を調べ、すなわち当該電流路が可能か否かを
調べる。演算素子64ならびに比較器65および66によっ
て、発生する電圧変化の大きさを調べ、その電圧の設定
最大限界値と比較する。比較器67は、発生する電圧変化
が大きすぎないよう、すなわち他の方向に大きな誤差を
生じないように機能する。比較器62、64および67の入力
には、図に係数１、２またはｓが示され、これらに従っ
て入力量を１、２または値ｓで乗算する。値ｓは、コン
デンサ定格によって決まり、式１〜４、および対応して
式1'〜4'から他の係数と同様に得られる。比較器61、6
3、65、66および67の出力は論理積素子68へ送られ、こ
の素子の出力は、スイッチング信号が現時点で可能か否
かを表わすデータを出力する。
【００２０】同様の方法で、図12(b) のスイッチング信
号計算回路は、共振コンデンサ電圧の方向が主電源電圧
のそれと同じであるときにそのスイッチング信号が適切
であるか否かを試験する。アポストロフィが付いた参照
番号は、図12(a) におけるそれのないものと対応し、各
部は、図12(a) におけるのと同様に機能するが、加算さ
れる量の正負符号が必要に応じて変更されている点が異
なる。他の相のスイッチング信号計算回路52および52'
は、同様の方法で形成される。
号計算回路は、共振コンデンサ電圧の方向が主電源電圧
のそれと同じであるときにそのスイッチング信号が適切
であるか否かを試験する。アポストロフィが付いた参照
番号は、図12(a) におけるそれのないものと対応し、各
部は、図12(a) におけるのと同様に機能するが、加算さ
れる量の正負符号が必要に応じて変更されている点が異
なる。他の相のスイッチング信号計算回路52および52'
は、同様の方法で形成される。
【００２１】図13は、選択計算回路53の理論回路を示
す。この計算回路53は、その入力にスイッチング信号計
算回路の出力L4- 〜L6+ 、および電圧誤差V1〜V3を受信
する。論理和回路71は、導通できるサイリスタの相を決
める。これらの論理和回路の出力は計算回路72へ送ら
れ、これは、現状態で可能なスイッチング信号を出力す
る。３つの信号状態が可能な場合、論理和回路73におい
て比較器74および論理積素子78によって比較が行なわ
れ、誤差のうちのどれが最大であるかを調べ、それに対
応する信号状態が選ばれる。同様に、２つの信号状態が
可能な場合、論理回路75において比較器素子77および論
理積素子79によって大きい方の誤差が選ばれる。１つの
相を許容する計算回路72の出力、および論理回路73およ
び75の出力は論理和回路76の入力へ接続され、その出力
信号は電圧を修正すべき相を表わす。これらの論理和回
路の出力は、選択計算回路の出力L4〜L6およびブリッジ
選択制御パルスFIRE Bとともに、論理積回路80の入力に
接続され、その出力は、選択されたスイッチング信号KV
7 〜KV12を示す。どのスイッチング信号KV7 〜KV12も可
能ではなければ、論理積素子81は、その出力112 にパル
スを発生し、コンデンサの極性は図14に示す論理回路に
よって反転される。
す。この計算回路53は、その入力にスイッチング信号計
算回路の出力L4- 〜L6+ 、および電圧誤差V1〜V3を受信
する。論理和回路71は、導通できるサイリスタの相を決
める。これらの論理和回路の出力は計算回路72へ送ら
れ、これは、現状態で可能なスイッチング信号を出力す
る。３つの信号状態が可能な場合、論理和回路73におい
て比較器74および論理積素子78によって比較が行なわ
れ、誤差のうちのどれが最大であるかを調べ、それに対
応する信号状態が選ばれる。同様に、２つの信号状態が
可能な場合、論理回路75において比較器素子77および論
理積素子79によって大きい方の誤差が選ばれる。１つの
相を許容する計算回路72の出力、および論理回路73およ
び75の出力は論理和回路76の入力へ接続され、その出力
信号は電圧を修正すべき相を表わす。これらの論理和回
路の出力は、選択計算回路の出力L4〜L6およびブリッジ
選択制御パルスFIRE Bとともに、論理積回路80の入力に
接続され、その出力は、選択されたスイッチング信号KV
7 〜KV12を示す。どのスイッチング信号KV7 〜KV12も可
能ではなければ、論理積素子81は、その出力112 にパル
スを発生し、コンデンサの極性は図14に示す論理回路に
よって反転される。
【００２２】図14により示す方法で、他のスイッチング
信号が可能でないときは、コンデンサの極性を反転する
サイリスタ対が選択される。導体111 および112 を介し
て、論理和回路90は極性反転の必要性を示す信号を受信
し、比較器91および論理積素子92によりサイリスタT 3 お
よびT6が選ばれる。論理積素子93の否定入力は比較器91
の出力によって供給され、この論理積素子出力が真であ
ると、サイリスタT7とT10 が選択される。
信号が可能でないときは、コンデンサの極性を反転する
サイリスタ対が選択される。導体111 および112 を介し
て、論理和回路90は極性反転の必要性を示す信号を受信
し、比較器91および論理積素子92によりサイリスタT 3 お
よびT6が選ばれる。論理積素子93の否定入力は比較器91
の出力によって供給され、この論理積素子出力が真であ
ると、サイリスタT7とT10 が選択される。
【００２３】図15は、２つの周波数コンバータを接続し
て、図２による１相の周波数コンバータによって２相交
流モータの各相を制御する様子を示す。周波数コンバー
タ150 および151 は、図２のものと同様に構成され、そ
の制御は、制御された周波数および振幅の１相の出力を
生成するように上述の原理に従って行なわれる。２つの
コンバータ150 および151 は、２相モータ153 の端子に
接続され、このモータの相154 および155 へ給電する。
このモータの制御のため、電圧、周波数および速度に必
要な実際値および基準値が既知の方法で生成される。
て、図２による１相の周波数コンバータによって２相交
流モータの各相を制御する様子を示す。周波数コンバー
タ150 および151 は、図２のものと同様に構成され、そ
の制御は、制御された周波数および振幅の１相の出力を
生成するように上述の原理に従って行なわれる。２つの
コンバータ150 および151 は、２相モータ153 の端子に
接続され、このモータの相154 および155 へ給電する。
このモータの制御のため、電圧、周波数および速度に必
要な実際値および基準値が既知の方法で生成される。
【００２４】以上、本発明をその実施例のいくつかの例
を挙げて説明したが、その表現は、特許保護の範囲を制
限するものでなく、本発明の実施例は、特許請求の範囲
に明記される範囲内で自由に改変できる。
を挙げて説明したが、その表現は、特許保護の範囲を制
限するものでなく、本発明の実施例は、特許請求の範囲
に明記される範囲内で自由に改変できる。
【００２５】
【発明の効果】本発明によれば、回路内で発生すること
がある最高周波数を限定する共振回路を有しているた
め、実際上、無線妨害を全く生じない構成を達成するこ
とができる。本回路は、制御回路を管理する基準を状況
に応じて変える点以外は、別の補助部品を用いずに回路
へ給電することができる。その回路から得る電流、およ
びそれへ供給される電流は、ほとんど正弦波である。
がある最高周波数を限定する共振回路を有しているた
め、実際上、無線妨害を全く生じない構成を達成するこ
とができる。本回路は、制御回路を管理する基準を状況
に応じて変える点以外は、別の補助部品を用いずに回路
へ給電することができる。その回路から得る電流、およ
びそれへ供給される電流は、ほとんど正弦波である。
【００２６】本発明は、導通および遮断を電流が流れて
いない時に行なうため、スイッチング損失を実質的に除
去している。安価な半導体をこの解決策に使うことがで
きる。すなわち、サイリスタが丁度、トランジスタやIG
BTと同じように機能する。スイッチング損失がないた
め、効率が高い。
いない時に行なうため、スイッチング損失を実質的に除
去している。安価な半導体をこの解決策に使うことがで
きる。すなわち、サイリスタが丁度、トランジスタやIG
BTと同じように機能する。スイッチング損失がないた
め、効率が高い。
【００２７】この共振回路は、出力電圧を入力電圧より
高いレベルにすることができる。したがって、本発明の
スイッチング方式を使用すると、電源回路の電圧低下に
対してよい裕度が得られ、電源電圧の他の変動も容易に
なくすことができる。さらに、モータの作動電圧を電源
電圧より高くすることができる。出力電圧曲線の形状
は、パルス振幅変調の場合におけるよりはるかに有利に
なり、高い高調波を含まないため、超音波ノイズが回避
される。
高いレベルにすることができる。したがって、本発明の
スイッチング方式を使用すると、電源回路の電圧低下に
対してよい裕度が得られ、電源電圧の他の変動も容易に
なくすことができる。さらに、モータの作動電圧を電源
電圧より高くすることができる。出力電圧曲線の形状
は、パルス振幅変調の場合におけるよりはるかに有利に
なり、高い高調波を含まないため、超音波ノイズが回避
される。
【図１】本発明による周波数コンバータを示す図であ
る。
る。
【図２】本発明の他の周波数コンバータを示す図であ
る。
る。
【図３】入出力の時間的変化を示す図である。
【図４】本発明の方法におけるスイッチング状態を示す
図である。
図である。
【図５】同方法における他のスイッチング状態を示す図
である。
である。
【図６】電源ブリッジ電圧を示す図である。
【図７】周波数コンバータ制御回路のブロック図であ
る。
る。
【図８】ブリッジ選択計算回路を示す図である。
【図９】電源ブリッジ制御回路を示す図である。
【図１０】回路電圧を示す図である。
【図１１】モータブリッジ制御回路を示す図である。
【図１２】モータブリッジのスイッチング信号計算回路
を示す図である。
を示す図である。
【図１３】誤差選択計算回路を示す図である。
【図１４】極性反転論理回路を示す図である。
【図１５】本発明で提供される２相モータの制御回路を
示す図である。
示す図である。
１、２ ブリッジ ３ 共振回路 51,52,52',53 計算回路 150,151 周波数コンバータ 153 ２相モータ A,B,C,X,Y,Z 相 CR コンデンサ LR コイル Ｍ 負荷 OE, OE' 制御電子回路 T1、T12 スイッチ V1 差電圧
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ Ｈ０２Ｐ 7/63 ３０２ Ｈ０２Ｐ 7/63 ３０２Ｃ
Claims (10)
- 【請求項１】 複数の第１のスイッチ、および第１のス
イッチのうちの少なくとも１つをそれぞれが有する複数
の枝を有する第１のブリッジと、複数の第２のスイッチ
を有する第２のブリッジと、両ブリッジの間に接続され
た共振回路とを用いて、第１の交流電圧を周波数および
振幅について第２の交流電圧へ変換する周波数変換方法
において、該方法は、 第１の交流電圧を前記共振回路の両端に第１のブリッジ
における少なくとも２つの第１のスイッチを介して、前
記形成された共振回路の特性周波数のサイクルの半分に
実質的に等しい第１の期間中、接続し、該少なくとも２
つのスイッチは、第１のブリッジの別々の枝にあり、 前記共振回路を第２の交流電圧の両端に第２のブリッジ
における第２のスイッチのうちの少なくとも２つ を介し
て、前記形成された共振回路の特性周波数のサイクルの
半分に実質的に等しい第２の期間中、接続し、第２の期
間は第１の期間とは異なる期間であることを特徴とする
周波数変換方法。 - 【請求項２】 請求項１に記載の方法において、該方法
は、第２の交流電圧の瞬時の実際値と瞬時の基準値との
間の差電圧に基づいて、第２のスイッチとして、どのス
イッチを選択するかを決定することを特徴とする周波数
変換方法。 - 【請求項３】 請求項１または２に記載の方法におい
て、該方法は、第１および第２の交流電圧の過電圧状態
を制御するために、 第１および第２のスイッチとして、あるスイッチを選ん
だときに生じる第１および第２の交流電圧の値を予め決
定し、該決定された値が過電圧であるときは前記あるス
イッチ の選択を禁止することを特徴とする周波数変換方
法。 - 【請求項４】 請求項１ないし３のいずれかに記載の方
法において、第２のブリッジは複数の枝を有し、該各枝は少なくとも
１つの第２のスイッチを有し、 第１のブリッジの第１のスイッチと第２のブリッジの第
２のスイッチとを交互に導通させ、 同時に導通する複数の第２のスイッチは、第２のブリッ
ジの異なる前記枝にある ことを特徴とする周波数変換方
法。 - 【請求項５】 請求項１ないし４のいずれかに記載の方
法において、無効電力のバイパスを設けるために、第１
のブリッジの同じ枝に属する複数の第１のスイッチを導
通させることを特徴とする周波数変換方法。 - 【請求項６】 第１のブリッジと第２のブリッジと共振
回路とを有していて、入力電圧を出力電圧へ変換し、 第１のブリッジは複数の枝を有し、該各枝は前記入力電
圧の各相に接続しているとともに、少なくとも１つの第
１のスイッチを有し、 第２のブリッジは複数の第２のスイッチを有し、 前記共振回路は少なくともコンデンサとインダクタとを
有する 周波数コンバータにおいて、該周波数コンバータ
は、制御装置を有し、該制御装置は、 第１のブリッジの異なる前記枝に属する少なくとも２つ
の第１のスイッチを、前記共振回路の特性周波数のサイ
クルの半分に等しい第１の期間、閉じることにより、前
記入力電圧を前記共振回路の両端に接続し、 少なくとも２つの第２のスイッチを閉じることにより、
前記共振回路の特性周波数のサイクルの半分に等しい第
２の期間、前記共振回路の両端を出力電圧に接続し、 第１および第２のスイッチを交互に閉じる ことを特徴と
する周波数コンバータ。 - 【請求項７】 請求項６に記載の周波数コンバータにお
いて、前記制御装置は、 前記出力電圧の瞬時の実際値と基準値との間の差電圧を
形成する誤差計算回路と、 該出力電圧の差電圧と前記実際値と前記コンデンサに生
ずる電圧とに基づいて、第２のスイッチのうち、閉じる
スイッチを決定する誤差選択計算回路とを含むことを特
徴とする周波数コンバータ。 - 【請求項８】 請求項６または７に記載の周波数コンバ
ータにおいて、前記入力電圧および出力電圧は、相の数
が互いに異なっていることを特徴とする周波数コンバー
タ。 - 【請求項９】 請求項６ないし８のいずれかに記載の周
波数コンバータをモータの制御に使用することを特徴と
する周波数コンバータの使用方法。 - 【請求項１０】 請求項６ないし８のいずれかに記載の
周波数コンバータを２相モータの制御に使用し、別々の
周波数コンバータが該モータの各相に接続した１相の出
力電圧を出力することを特徴とする周波数コンバータの
使用方法。
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