JPH037065A - 高周波リンク形コンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、ある周波数の交流電源［特殊な場合として直
流電源を含む］から、高周波の交流回路を介して、任意
の交流電力［特殊な場合として直流電力を含む］を得る
電力変換回路を構成する高周波リンク形コンバータに関
する。

〔従来の技術〕

従来、この種の装置の回路方式として第１１図。

第１２図のような手段がみられる。

第１１図は、いわゆる電圧形の高周波リンク形コンバー
タである。

交流電源［３相交流商用電源コ　］から入力インダクタ
３ａを経て、交流電圧が入力側コンバータに印加される
。

入力側コンバータは双方向自己消弧形半導体スイッチン
グ素子１ａ〜１ｆのブリッジ回路から構成され、その出
力端子間にＬ（インダクタ６ａ）とＣ（コンデンサ５ａ
）からなる共振回路が接続されている。

更にこの入力側コンバータの出力端子間に出力側コンバ
ータの入力端子を接続する。

出力側コンバータは入力端コンバータと同様に双方向自
己消弧形半導体スイッチング素子２ａ〜２ｆのブリッジ
回路から構成され、その出力端子に交流電動機２を接続
し、これらのブリッジ回路の励振によって、コンバータ
の入力電圧ｅＩおよびｅｏと比べて十分高い周波数（例
えば２０ＫＨ２）の共振電圧ｅ　　　［以下、これを「
基本Ｆ 周波数」といい、第１３図（ａ）に示す実線曲線ｅＨＦ
である］を発振する定数であるキャパシタンスＣとイン
ダクタンスＬがコンデンサ５ａとインダクタ６ａに設定
して、この中間部の共振電圧ｅＨＦを維持するようにし
である。

これら入力側コンバータと出力側コンバータの両ブリッ
ジの双方向自己消弧形半導体スイッチング素子１　ａ　
〜１　ｆ、　　２ａ　〜２ｆを共振電圧ｅＨＦのゼロ・
クロス点と同期して適当に開閉することにより、第１３
図（ｂ）に表す実線曲線ｅ１゜ｅ（）のような、パルス
密度変調（Ｐｕｌｓｅ　ＤｅｎｓｉｔｙＭｏｄｕｌａｔ
ｉｏｎ）された波形を得ることができ、入力。

出力各半周期内のパルス数が十分多ければ、平均化した
波形は、破線曲線電圧ｅＭのようになり、正弦波など自
由な波形を得ることができる。もつとも、入力インダク
タ３ａの左側つまり交流電源側は商用周波数であるが、
コンバータは双方向であるから、入力インダクタ３ａの
右側すなわち負荷側の入力電圧ｅ　は出力電圧ｅ。の周
波数波形■ と同一である。

第１２図は第２の従来例である電流形の高周波リンク形
コンバータである。

すべての図面において、同一符号は同一部材を示す。

この第２の従来例は、電圧形の第１の従来例の回路に対
し、電圧・電流の関係が逆転した、いわゆる双対回路で
、この場合も第１３図の電流波形となる。ここに、電圧
形と電流形と同一図面で説明したが、縦軸のカッコ書き
で表したのが電流形のときを意味する。

なお、３ｂは入力コンデンサ、４は出力コンデンサであ
り、中間部に挿入接続されたコンデンサ５ｂとインダク
タ６ｂは基本周波数を発振する直列共振回路を構成する
。

〔発明が解決しようとする課題〕

ところで、上記の方法は、中間部に直流電圧または直流
電流を持ち、入力、出力をパルス幅変調（ＰＷＭ）で制
御する方法に比べ、双方向のスイッチング素子を必要と
するものの、ゼロ電圧またはぜ口電流でスイッチングを
行うため、原理上スイッチング・ロスがなく、全発生損
失およびスイッチング素子に加わるストレスやスイッチ
ング・サージを低減できるという大きな利点がある。

しかしながら、一方では、電圧または電流の有効利用率
という点では、次のような欠点を持っている。

すなわち、入力、出力に得られる平均化した波形の最大
値は、中間回路の電圧または電流の半波［電気角で１８
０°の位相］平均値であるから （１／π）　ｆ　　ｓｉｎθ−ｄθ 一２／π 岬０．６３７　　　　　　・・・・・・（１式）また、
３相回路の場合は、最大値が発生する点が３０＠　（π
／６ラジアン）ずれるため（２／π）　ｘ　Ｃ４３／２
）初０．５５１　　　・・・・・・（２式）つまり、従
来方式における人力、出力波形のピーク値の中間回路の
波形のピーク直に対する比の値は、直流の中間回路を持
つＰＷＭ＄−制御の場合の６３．７％に限られることに
なる。

換言すれば、双方向自己消弧形半導体スイッチング素子
の耐圧または電流容量に対して、取扱える電力が小さい
ことになる。

ここにおいて、本発明は、従来例の難点を克服し、奇数
次高調波の共振回路を併設した双方向自己消弧形半導体
スイッチング素子の電圧利用率の一段と向上させた高周
波リンク形コンバータを提供することを、その目的とす
る。

〔問題点を解決するための手段〕

上記目的を達成するために、本発明においては、入力端
コンバータと出力側コンバータとを接続する中間回路に
基本となる高周波を発振するコンデンサとインダクタの
並列回路を有する電圧形高周波リンク形コンバータにお
いて、 前記基本となる高周波を発振するコンデンサとインダク
タの並列回路に前記基本となる高周波の（２ｎ　＋　１
）倍（ｎ−１，２，３，・・・・・・）の周波数をそれ
ぞれ発振するコンデンサとインダクタの並列回路をｎ個
、ｎ−１から順次直列接続した直列体を備えた ことを特徴とする高周波リンク形コンバータであり、 さらには、入力側コンバータと出力側コンバータとを接
続する中間回路に基本となる高周波を発振するコンデン
サとインダクタの直列回路を合する電流形高周波リンク
形コンバータにおいて、前記基本となる高周波を発振す
るコンデンサとインダクタの直列回路に前記基本となる
高周波の（２ｎ　＋　１　）倍（ｎ−１，２，３，・・
・・・・）の周波数をそれぞれ発振するコンデン゛すと
インダクタの直列回路をｎ個、ｎ−１から順次並列接続
した並列体を備えた ことを特徴とする高周波リンク形コンバータであり、 また、入力側コンバータと請求項第１項記載の直列体の
接続回路に出力側コンバータを複数個並列接続した ことを特徴とする高周波リンク形コンバータであり、 さらにまた、入力端コンバータと直列に請求項第２項記
載の並列体と複数個の出力側コンバータとを接続した ことを特徴とする高周波リンク形コンバータである。

〔作　用〕

上記のように構成された本発明は、 入力側コンバータと出力側コンバータとの中間に位置す
る中間回路における基本高周波に、３次、５次、７次、
・・・・・・などの奇数次高調波を重畳させ中間回路の
高調波波形を歪波形にすることにより、半周期［電気角
で０〜πの位相期間］の平均値に比例する時間積分を増
加させ、かつそのピーク値を低減させることができる。

〔実施例〕

このように、本発明は、上述のような電圧利用率が低い
問題点を、中間高調波波形を歪波形にすることにより改
善しようとするものである。

本発明の一実施例の回路構成を表すブロック図を第１図
に示す。

中間回路の基本高周波波形を発振するコンデンサ５ａ　
　［その容量Ｃ１］　とインダクタ６ａ［そのインダク
タンスＬｌ］の並列回路である基本高周波共振回路に、
直列に３次高調波波形を発振するコンデンサ７ａ［その
容ＩＣ３コとインダクタ８ａ［そのインダクタンスＬ３
］の並列回路を直列に接続している。

以下に第１図の回路について説明する。

コンデンサ５ａとインダクタ６ａによる共振周波数ｆｌ
は、 ｆｌ　−（１／２π）４ＬＩＣＩ　　　　・・・・・・
（３式）となり、コンデンサ７ａとインダクタ８ａによ
る共振周波数ｆ３は、 ｆ３−　（１／２π）　ｆｒｒで丁　　　−−−−−−
（４式）となる。

いま、コンデンサ５ａ、７ａとインダクタ６ａ。

８ａの値を ｆ３−３ｆｌ　　　　・・・・・・（５式）となるよう
に選定し、ブリッジ回路［１ａ〜１ｆがなすコンバータ
と２ａ〜２ｆがつくるインバータをいうコから共振周波
数ｆＬで励振すると、各共振回路の電圧は第７図のよう
な波形になり、次式で表される。

基本高周波共振回路の発振電圧ｅ　　　　、３次ＦＩ 高調波共振回路の発振電圧ｅ　　　は ＨＦ３ ｅ　ＨＦｌ−３ｌｒｌθ　　　　−・−・−（６式）ｅ
　ａ　Ｆ　３−ａ　ｓ　ｉ　ｎ　　３　θ　　　　−・
−−−−（７式）これら両型圧を重畳した電圧ｅＨＦは ＨＦ　　ＨＦ１＋ｅＨＦ３ −ｓｉｎθ＋ａｓｉｎ３θ　＝−−−−（８式）ただし
、 位相θ−２πｆｌｔ ｔは時間 ａは定数でｅ　　　とｅ　　　の振幅の比でＨＦ３　　
　ＨＦＩ ある。

これは、第７図から明、らかなように、中間回路の交流
電圧波形において、基本高周波共振回路の発振電圧ｅ　
　　に対して、３次高調波共振回路ＦＩ の発振電圧ｅ　　　を重畳することにより、半周Ｆ３ 期〔電気角で０〜πの位相期間〕の時間積分・・・これ
は平均値に比例する・・・を増加させるとともに、その
ピーク値Ｅｐを低減させることができ、結果として、電
圧利用率を向上させることができる。

なお、本発明の実施例における双方向自己消弧形半導体
スイッチング素子としては、エミッタを直列接続で共通
にしコレクタ〜エミッタ間にフリー・ホイール・ダイオ
ードを接続の２個のＮＰＮトランジスタを図示している
が、これに限るものではなく、例えば開閉速度の速い米
国Ｇ、　　Ｅ。

（ゼネラル　エレクトリック）社製のＭＣＴ［Ｍｏｓ　
　Ｃｏｎｔｒｏｌ　　Ｔ　ｈｙｒｌｓｔｏｒ］などでも
よい〇また、基本高周波共振回路の共振周波数ｆｌ　と
３次高調波共振回路の共振周波数ｆ３についてｆｌ：ｆ
３−に３ とするための共振コンデンサＣ１，Ｃ３および共振イン
ダクタＬｌ、Ｌ３についてのり、　　Ｃ定数の組合わせ
は自由であるが、−例として Ｃ１−３Ｃ３ Ｌｌ　−３Ｌ３ とすることで、簡単に達成できる。

ここで、この一実施例の作用について詳しく説明する。

中間回路における交流電圧波形である基本高周波共振回
路の発振電圧ｅ　　　に３次高調波共振Ｆ１ 回路の発振電圧ｅ　　　を重畳する場合において、ＨＦ
３ その半波平均値とピーク値Ｅｐとの比が最大となる振幅
比、すなわち、期待できる最大効果を求めてみる。

（８式）の微分により重畳した電圧ｅＨＦが最大となる
位相θを求めると ｄｅ　ＨＦ／　ａθ−ｃｏｓθ（１＋３ａ　（４ｃｏｓ
２θ−３）］−０これから ｓｌｎ”θ−（３ａ＋１）／１２ａ　　・・・・・・（
９式）となり、このｓｉｎθを（８式）に代入すると、
瞬時最大値Ｅｐが求められる。

Ｅｐ＝（１／３）　　（Ｊ　（３ｇ＋１）／３ａｌ　　
（３ａ＋１）・・・・・・（１０式） 一方、重畳した電圧ｅＨＦの半波平均値ガ、は、τＨに
−Ｃ１／ｒｒ）　ｆｏ（ｓｉｎθ＋ａｓｉｎ　３θ）ｄ
ｅ−２（３十ａ）　／　（３π）　　　　川・・・（１
１式）この半波平均値”ＨＦの瞬時最大値Ｅｐに対する
比Ａは、 Ａ　−（２／π）　（４３ａ　（３＋ａ）　／　（３ａ
＋１）　３／２１・・・・・・（１２式） となり、さらにこの比Ａを定数ａ・・・ｅ　　　／Ｆ３ ｅＨＦｌ・・・で微分して、比Ａが最大となる点を求め
ると、 ｄＡ／ｄａ＝　［３’３／　（（３ａ＋１）　３π）］
（］ａ−１７２−５ミー１７ ２−５シ−１１５・・・・・・（１４式）これを（１２
式）に代入すると、比Ａの最大値Ａ　ｎａｘは Ａｍａｘ　−４６／ｘ　　−−−（１５式）この値を（
１式）の従来例の値と比較すると、（石ンπ）／（２／
π）−Ｊ６／２−１．２２５・・・・・・（１６式） となり、最大２２．５％の改菩効果が期待できることに
なる。

第２図は、本発明の他の実施例の回路構成を表すブロッ
ク図である。

この他の実施例は、中間回路において共振コンデンサ５
ｂと共振インダクタ６ｂの直列接続からなる基本高周波
共振回路の発振電流１ＨＦＩと基本高周波共振回路に並
列に接続した共振コンデンサ７ｂと共振インダクタ８ｂ
の直列接続からなる３次高調波共振回路の発振電流’Ｈ
Ｆ３の交流電流波形が重畳して歪電流波形ｉＨＦとなる
。

この形態図を、第７図にカッコ書きの符号で表している
。

そして、この中間回路の電流波形１　　　人力ＨＦ 側インバータの入力電流波形１１．出力側コンノ（−夕
の出力電流波形ｉ。も、第８図（ａ）、　　（ｂ）にそ
れぞれカッコ書きの符号で示している。

第３図は、本発明の別の実施例の回路構成を表すブロッ
ク図である。

この別の実施例は、基本高周波共振回路に直列に接続し
た共振コンデンサ７ａと共振インダクタ８ａの並列接続
からなる３次高調波共振回路に、さらに共振コンデンサ
９ａと共振インダクタ１０ａの並列接続からなる５次高
調波共振回路を直列に接続した手段である。

この別の実施例は、基本高周波に３次高調波と５次高調
波を重畳して歪電圧波形を形成し、より効率的にしてい
る電圧形高周波リンク形コンバータである。

本発明の第４の実施例を、第４図に示す。

この第４の実施例は、５次高調波を発振する共振コンデ
ンサ９ｂと共振インダクタ１０ｂの直列回路からなる５
次高調波共振回路を、第２図の他の実施例に追加して、
基本高周波回路に並列に接続した電流形高周波リンク形
コンバータである。

その作用・効果は第３図の別の実施例に準じる。

第５図は、本発明の第５の実施例の回路構成を表すブロ
ック図である。

この第５の実施例は、第３図の別の実施例にさらに共振
コンデンサｌｌａと共振インダクタ１２Ｈの並列回路か
らなる７次高調波共振回路を直列接続しており、基本高
周波に３次、５次、７次の高調波を重畳して歪電圧波形
を形成し、−段と効率的にした電圧形高周波リンク形コ
ンバータである。

本発明の第６の実施例の回路構成を表すブロック図を、
第６図に示す。

この第６の実施例は、第４図の第４の実施例にさらに共
振コンデンサ１１ｂと共振インダクタ１２ｂの直列回路
からなる７次高調波共振回路を並列接続しており、基本
高周波に３次、５次、７次の高調波を重畳して歪電流波
形を形成し、−段と効率的にした電流形高周波リンク形
コンバータである。

以下、９次、１１次、１３次、・・・・・・などの高次
高調波共振囲路を直列、並列接続してより効率的な電圧
形、電流形高周波リンク形コンバータが構成できること
は、これまでの説明から自明である。

第９図は、本発明の第７の実施例の回路構成を表すブロ
ック図である。

この第７の実施例は、出力側のブリッジ回路［出力側コ
ンバータ２ＯＡ、２０Ｂ、２０Ｃ，・・・・・司および
負荷の交流電動＄２Ａ、２Ｂ、２Ｃ。

・・・・・司を複数台持ったシステムに適用した電圧形
高周波リンク形コンバータであり、中間回路に並列に出
力側コンバータ２ＯＡ、２０Ｂ、２０Ｃ。

・・・・・・を接続する。

また、本発明の第８の実施例の回路構成を表すブロック
図を、第１０図に示す。

その第８の実施例は、出力側のブリッジ回路［出力側コ
ンバータ２ＯＡ、２０Ｂ、２０Ｃ，・・・・・司および
負荷の交流電動機２Ａ、２Ｂ、２Ｃ。

・・・・・・］を複数台持ったシステム゛に適用した電
流形高周波リンク形コンバータであり、出力側コンバー
タ２ＯＡ、２０Ｂ、２０Ｃ，・・・・・・を直列に接続
する。

第９図、第１０図では中間回路の高次高調波共振回路と
して３次高調波共振回路を図示しているが、これに限る
ものではなく、さらに高次の５次。

７次、９次、１１次、・・・・・・などの高次高調波共
振回路を中間回路に設けることも、必要に応じて可能で
ある。

〔発明の効果〕

このようにして、本発明によると、中間回路の交流波形
のピーク値に対する平均値の比を大きくできるので、同
一のピーク値を持つ従来方式に比べて、入力側または出
力側の電力を大きくとれる。

逆に、入力端または出力側の、ある電力に対して、従来
方式に比べて、電圧形高周波リンク形コンバータの場合
は双方向自己消弧形半導体スイッチング素子の耐圧が低
くてすみ、また電流形高周波リンク形コンバータの場合
は双方向自己消弧形半導体スイッチング素子の電流容量
が小さくてすむという、特段の効果を奏することができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の回路構成を表すブロック図
、第２図は本発明の他の実施例のブロック図、第３図は
本発明の別の実施例のブロック図、第４図ないし第６図
は本発明の第４ないし第６の実施例のブロック図、第７
図、第８図は本発明の詳細な説明図、第９図、第１０図
は本発明の第７゜第８の実施例のブロック図、第１１図
、第１２図は第１．第２の従来例の回路構成の説明図、
第１３図は従来例の動作の説明図である。 １・・・交流電源 １８〜Ｉｆ、２ａ〜２ｆ・・・双方向自己消弧形半導体
スイッチング素子 ２．２Ａ、２Ｂ、２Ｃ・・・負荷（交流電動機）３ａ・
・・入カリアクドル ３ｂ・・・入力コンデンサ ４・・・出力コンデンサ ５ａ、５ｂ、７ａ、７ｂ、９ａ、９ｂ、ｌｌａ。 １１ｂ・・・共振コンデンサ ６ａ、６ｂ、８ａ、８ｂ、１０ａ、１０ｂ。 １２ａ、１２ｂ・・・共振インダクタ ２ＯＡ、２０Ｂ、２０Ｃ−・・出力側−１ンバータ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、入力側コンバータと出力側コンバータとを接続する
   中間回路に基本となる高周波を発振するコンデンサとイ
   ンダクタの並列回路を有する電圧形高周波リンク形コン
   バータにおいて、 前記基本となる高周波を発振するコンデンサとインダク
   タの並列回路に前記基本となる高周波の（２ｎ＋１）倍
   （ｎ＝１，２，３，・・・・・・）の周波数をそれぞれ
   発振するコンデンサとインダクタの並列回路をｎ個、ｎ
   ＝１から順次直列接続した直列体を備えた ことを特徴とする高周波リンク形コンバータ。 ２、入力側コンバータと出力側コンバータとを接続する
   中間回路に基本となる高周波を発振するコンデンサとイ
   ンダクタの直列回路を有する電流形高周波リンク形コン
   バータにおいて、 前記基本となる高周波を発振するコンデンサとインダク
   タの直列回路に前記基本となる高周波の（２ｎ＋１）倍
   （ｎ＝１，２，３，・・・・・・）の周波数をそれぞれ
   発振するコンデンサとインダクタの直列回路をｎ個、ｎ
   ＝１から順次並列接続した並列体を備えた ことを特徴とする高周波リンク形コンバータ。 ３、入力側コンバータと請求項第１項記載の直列体の並
   列接続回路に出力側コンバータを複数個並列接続した ことを特徴とする高周波リンク形コンバータ。 ４、入力側コンバータと直列に請求項第２項記載の並列
   体と複数個の出力側コンバータとを接続した ことを特徴とする高周波リンク形コンバータ。