JP2816202B2

JP2816202B2 - 電力供給装置の制御回路及び制御方法並びに電力供給装置

Info

Publication number: JP2816202B2
Application number: JP1268951A
Authority: JP
Inventors: 秀文白濱; 育男大和; 紀一徳永; 靖夫松田; 光文岩中
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1989-10-18
Filing date: 1989-10-18
Publication date: 1998-10-27
Anticipated expiration: 2013-10-27
Also published as: JPH03135376A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、電力供給装置の制御方式に係り、特に電力
供給装置の出力電圧または出力電流あるいは出力電力等
の制御量を高速かつ安定に制御するのに好適な電力供給
装置の制御回路と制御方式及び無停電電源装置に関す
る。

〔従来の技術〕電力供給装置の一例として、ここでは計算機や医療機
器等における停電時のトラブル回避のために利用されて
いる無停電電源装置を取り上げ従来技術を説明する。無
停電電源装置は、通常は商用電力系統から、また停電時
には蓄電池から直流電力を得て安定した交流電力を計算
機や医療機器等の負荷に供給するものであり、直流電力
を交流に変換するインバータと、インバータが発生する
高調波電圧を出力電圧波形から除去するための出力フイ
ルタで構成されている。

しかし、上記の計算機や医療機器等は一般に非線形の
インピーダンス特性をもつ負荷であり、無停電電源装置
の交流出力電圧波形に歪を生じさせる。また、負荷の急
変により交流出力電圧の低下が生じることもある。この
ような波形歪みや電圧低下は計算機の誤動作やダウンを
引き起こす要因にもなるため、波形歪みや電圧低下を効
果的に抑制する交流出力電圧波形の高速制御が検討され
ている。

交流出力電圧波形の高速制御方式としては、文献「第
68回パワーエレクトロニクス研究会資料（昭和61年）」
に述べられているように、デツドビート制御（有限整定
制御）が有効であるが、上記文献にも述べられているよ
うに、デツドビート制御特性を実現するには、制御回路
に用いる演算処理手段の演算処理時間に起因する時間遅
れ、また制御量を取り込む検出回路の応答遅れに起因す
る時間遅れ等を補償する必要があり、安定した制御系を
構築するのは困難である。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記従来技術により無停電電源装置の交流出力電圧波
形を制御する場合、制御回路に用いる演算処理手段の演
算処理時間に起因する時間遅れ、また制御量を取り込む
検出回路の応答遅れに起因する時間遅れ等の影響を補償
した上で交流出力電圧波形の高速制御を行なう必要があ
り、時間遅れの影響を受けやすいデツドビート制御（有
限整定制御）等を適用した高速応答の制御系の実現が困
難であつた。

本発明の目的は、無停電電源装置等のような電力供給
装置の出力電圧または出力電流あるいは出力電力等の制
御量を高速かつ安定に制御できる電力供給装置の制御方
式を提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的は、電力供給装置の動作性を模擬する数式化
されたモデル、上記電力供給装置の制御量に対応する該
モデルの制御量を閉ループ制御するモデル制御関数、及
び電力供給装置の制御量を指令値に近づけるための電力
供給装置制御関数を制御回路内に設け、上記モデル制御
関数の出力をモデルの操作量として用いると共に電力供
給装置の操作量としても用い、電力供給装置制御関数の
出力をモデル制御関数にとつての指令値として用いるよ
うにすることにより達成される。

〔作用〕制御回路内のモデル制御関数はモデルを閉ループ制御
する。したがつて、制御演算手段の演算処理時間を起因
する時間遅れ、また検出回路の応答遅れに起因する時間
遅れ等を考慮せずに、高速の制御特性を得ることができ
る。

〔実施例〕

以下、無停電電源装置に本発明を適用した場合の一実
施例を、第１図から第11図を用いて説明する。

第１図は、本実施例の全体構成を示している。第１図
における主回路部は、直流電圧源１と、該直流電圧源１
の直流電圧Edを交流電圧V_Iに変換するインバータ回路
２、及びインバータ出力電圧V_Iの高調波成分を除去し滑
らかな交流出力電圧Vcとするための出力フイルタ３から
成つている。また、制御回路部は、インバータ回路２を
駆動するためのゲートパルスg₁,g₂,g₃,及びg₄をゲート
指令信号Ｇの値に応じて作成するゲートロジツク回路
４、パルス幅指令信号Ｄの値に応じてゲート指令信号Ｇ
を作成するパルス幅制御回路５、交流出力電圧指令Vcr
の大きさに応じてパルス幅指令信号Ｄを算出する演算処
理回路６、及び前記交流出力電圧Vcを検出する電圧検出
回路７から成つている。

演算処理回路６は図に示すように、パルス幅制御回路
５、ゲートロジツク回路４、インバータ回路２、及び出
力フイルタ３を含む制御対象の動特性を模擬した数式モ
デル8aと、出力フイルタ３のリアクトルＬの電流I_L及び
コンデンサＣの電圧Vcにそれぞれ対応して数式モデル8a
の出力Im,Vmを閉ループ制御するモデル制御関数8bと、
コンデンサＣの電圧Vcを交流出力電圧指令Vcrに近づけ
るための出力電圧制御関数8c、及び出力電圧制御関数8c
の入力信号となる電圧偏差すなわち交流出力電圧指令Vc
rと電圧Vcの差を求める加算器8dから成つており、上記
モデル制御関数8bはモデルの操作量Dmを作成すると共に
パルス幅指令信号Ｄとして出力する。また出力電圧制御
関数8cはモデル制御関数8bにとつての指令値Vrを作成す
る。次に、第１図の実施例について第２図から第11図を
用いて動作説明を行なう。

第２図は、パルス幅制御回路５の詳細を示すブロツク
図であり、比較器9,10、スイツチ11,12、信号反転回路1
4,15、及び発振回路16から成つている。第２図の回路で
は、まずパルス幅指令信号Ｄの値の正負の判定を比較器
９で行なう。Ｄの値が正の場合、比較器９の出力信号が
Ｈ（High Level）となり、スイツチ11はａ側に接続され
る。すなわちDs＝Ｄとなる。また、Ｄの値が負の場合、
比較器９の出力信号がＬ（Low Level）となり、スイツ
チ11はｂ側に接続され、このときスイツチ11の出力とし
て信号Ｄを反転回路14で反転した信号が得られる。すな
わちDs＝−Ｄとなる。したがつて信号Dsは信号Ｄの絶対
値となる。次に、コンパレータ10は、発振回路16が出力
する三角波形信号S_Tと信号Dsの大きさを比較し、Ds＞S_T
のとき信号GcをＨ（High Level）とし、Ds≦S_Tのとき信
号Gcを０とする。スイツチ12はスイツチ11と同様、比較
器９の出力信号がＨ（High Level）のとき、ａ側に接続
され、Ｇ＝Gcとする。また、比較器９の出力信号がＬ
（Low Level）のときスイツチ12はｂ側に接続され、こ
のとき、信号Gcは、反転回路15で反転され、Ｇ＝−Gcと
なる。また、発振回路16は三角波信号S_Tと共に信号S_Tに
同期した割込みパルスＰを発生する。

第３図は、ゲートロジツク回路４の詳細であり、スイ
ツチ13、及びOR回路17,18で構成される。第３図におけ
るスイツチ13は、信号のＧの大きさに応じて、Ｇ＞０の
とき端子ａに、Ｇ＝０のとき端子ｂに、またＧ＜０のと
き端子Ｃに接続される。したがつて、Ｇ＞０のとき、g₁
＝g₄＝V_G（V_Gはインバータのゲートを駆動するための電
圧源）、g₂＝g₃＝０、Ｇ＝０のとき、g₁＝g₃＝V_G,g₂＝g
₄＝０、またＧ＜０のとき、g₁＝g₄＝0,g₂＝g₃＝V_Gとな
る。

第４図は、インバータ回路２の一例であり、トランジ
スタ19,20,21,22、ダイオード23,24,25,26から成つてお
り、各トランジスタは、それぞれゲートパルスg₁,g₂,
g₃,g₄により駆動される。

第１図の実施例の動作波形を第５図に示す。第５図
（１）の波形は、パルス幅制御回路５が発生する周期Ｔ
（ｓ）の割込みパルスＰの波形である。演算処理回路６
は、割込みパルスＰの立上り時点で起動し、演算処理を
行ないパルス幅制御指令Ｄを決定する。演算処理時間を
第５図（２）に示すパルス波形で表すと、パルスの立下
がり時点が演算処理終了時点を表しているので、パルス
幅制御指令Ｄの波形は、第５図（２）のパルス波形の立
ち下がり時点に同期して階段状に変動する。従つて、例
えば、波形Ｄが第５図（３）のようになつた場合、第２
図における信号Dsが第５図（４）に実線で示す波形のよ
うに求まる。このとき、三角波信号S_Tの波形が第５図
（４）の破線のように求まる。したがつて、第３図の回
路により、ゲートパルスg₁,g₂,g₃、及びg₄が、それぞれ
第５図（７），（８），（９）、及び（10）のように求
まる。このとき、インバータ回路２の出力電圧V_Iは、第
５図（11）の実線で示す波形となる。前記出力電圧V_Iは
出力フイルタ３で高調波成形が除去され第５図（11）に
おける破線で示す波形のようになる。

第６図は、演算処理回路６によつて周期的に行なわれ
る演算処理内容をフロー図で示しており、交流出力電圧
指令Vcr及び交流出力電圧Vcの取り込み61,62、電圧偏差
を算出し63、出力電圧制御関数の演算処理64、モデル制
御関数の演算処理65、数式モデルの演算処理66、及びパ
ルス幅制御指令Ｄの出力67を行なう処理ブロツクから成
つている。

次の演算処理で扱う数式モデルについて説明する。第
１図のインバータ２の入出力利得をＫとおくと、次の微
分方程式が成り立つ。

dVc/dt＝（1/C）I_L …（１） dI_L/dt＝（−1/L）Vc＋（K/L）Ｄ …（２）ここで、割込みパルスＰの周期をＴとし、時間ｔ＝nT
（n:整数）におけるVc,I_L,Dの値をそれぞれ（Vc）n,（I
_L）n,（Ｄ）ｎとおくと、近似的に次の差分方程式が求
まる。

ここで、（Vc）ｎ＝Vm,（I_L）ｎ＝Im,（Ｄ）ｎ＝Dmと
おき、また、１−T²/2LC＝A₁₁,T/C＝A₁₂,−T/L＝A₂₁,1
−T²/2LC＝A₂₂,T²K/2LC＝B₁,TK/L＝B₂と定義して、次式
を得る。

ここでｚはラプラス変換における時間要素exp（Ts）
を表している。（４）式をブロツク図で表すと、第７図
のようになる。また、モデル制御関数8bは一般に次式で
表される。

Dm＝α₁Vr＋α₂Vm＋α₃Im …（５）したがつて、（５）式をブロツク図で表すと、第８図
のようになる。第１図における、モデル制御関数8bと数
式モデル8aからなる閉ループ系の応答特性は（５）式に
おける制御定数α₁,α₂,α_３の値により決定される。

第９図に、モデル制御関数8bと数式モデル8aからなる
閉ループ系の応答特性を示す。指令値Vrが図の一点鎖線
のようにステツプ状に変化した場合、Vmの応答は一般に
第９図の破線のようになるが、（３）式のような差分方
程式で与えられた制御対象の場合、実線のように有限時
間で整定する応答特性を実現できる。このときの整定時
間は、閉ループ系がｎ次系の場合、nT時間となるが、本
実施例では、２次系なので2T時間で整定する。このよう
な高速応答の制御特性は、閉ループ系に演算処理回路の
演算処理時間による時間遅れなどがあると実現できな
い。ところが本実施例における閉ループ系は、演算処理
回路６に含まれており、理想的な系を自由に構築でき
る。従つて、上記の高速応答の制御特性が実現できる。
本実施例では、数式モデルの操作量Dmを、そのまま実際
の制御対象の操作量Ｄとして用いているので、出力フイ
ルタの電圧Vcは、第10図に示すように時間Ｔだけ遅れて
Vmに追従する。したがつて、結果的にVcがVrに応じて制
御される。

第11図は、出力電圧制御関数8cとして一般的な比例積
分制御関数を適用した場合の出力電圧制御関数8cの構成
をブロツク図で表わしたものであり、図中のβ₁,β_２は
それぞれ比例ゲイン，積分ゲインである。またεｖは電
圧偏差である。第11図のブロツク図は、積分特性を持つ
ているので定常状態における電圧偏差は０となる。

本実施例によれば、第10図に示したように指令値Vrに
対する出力電圧Vcの応答を高速かつ安定化出来るので、
出力電圧制御関数8cの特性も高速応答とすることが出来
る。したがつて、結果的に、交流出力電圧指令Vcrに対
する出力電圧Vcの応答も高速かつ安定化することが可能
である。

第12図は、加算器8eを設け出力電圧制御関数8cの出力
と交流出力電圧指令Vcrとの和をモデル制御関数8bのた
めの指令値Vrとした変形例を示しており、このようにす
ると交流出力電圧指令Vcrに対してモデル制御関数8bが
直接的に応答するので、交流出力電圧指令Vcrに対する
出力電圧Vcの応答を更に高速化出来る。

第13図，第14図，第15図は、負荷30に流れる電流I_Fの
値により数式モデル8a及びモデル制御関数8bの状態を、
またフイルタ電流I_L出力電圧Vcの値により数式モデル8a
の状態を変更するようにした場合の変形例であり、第13
図は制御系のブロツク構成を示している。ここで、電流
I_L,I_Fはそれぞれ電流検出器31,32で検出している。第13
図における数式モデル8aの処理内容は第14図のようにな
つており、電流I_Fの値により数式モデルの出力Vm,Imの
値がゲインA₁₃,A₂₃を介してそれぞれ変更される。ま
た、数式モデルの出力Vm,Imの値それぞれ出力電圧Vcと
数式モデルの出力Vmとの差、リアクトル電流I_Lと数式モ
デルの出力Imとの差によつても、ゲインB₃,B₄を介して
変更される。第15図は第13図におけるモデル制御関数8b
の処理内容を示しており、操作量Dmすなわち操作量Ｄが
負荷電流I_Fの値によりゲインα_４を介して変更される。
負荷電流I_Fが増加するとフイルタコンデンサＣの電圧す
なわち出力電圧Vcが低下するが、第13図の変形例におい
ては負荷電流I_Fが増加すると操作量Ｄも同時に増加する
ためインバータ２の出力電圧が増加し上記電圧低下が高
速に抑制できる。またリアクトル電流I_L,出力電圧Vcの
変動に対しても同様に出力電圧Vcの変動を抑制するよう
に動作する。

第16図は、負荷電流I_F、リアクトル電流I_L及び出力電
圧Vcの検出に関する問題を説明するためのものであり、
例えばI_L,I_F,Vcなどの値が図の実線のようになつていた
とすれば、演算処理回路６のサンプリング時点の値のみ
検出するので検出後の値を演算処理回路６は図の破線の
ように判断する。したがつて、図の実線と破線のように
検出誤差が生じるために制御系が不安定となる場合があ
る。このため検出量の誤差補正を行なう必要がある。誤
差補正の方法としては各種方式が考えられるが、１サン
プリング周期前の検出値と現時点の検出値との平均値を
とるだけでも充分効果がある。

第17図は、パルス幅制御回路５と演算処理回路６の間
にゲイン補正回路33を設け、数式モデルと制御対象との
入出力特性の誤差を補正するようにしたものである。こ
のようにすると上記の誤差に起因する制御特性の悪化を
軽減できる。なお、ゲイン補正回路33は２つの機能を備
えている。その１つは電流I_Lの流れる方向の切り替わり
時点でのンバータ２の出力電圧の大きさが変動するのを
防止するため、電流I_Lの変化に応じてパルス幅制御回路
５と演算処理回路６の間のゲインを変化させるものであ
る。また他の機能は主に直流電圧Edの変動によるインバ
ータ２の出力電圧の大きさが変動するのを防止するため
のものであり、数式モデルの出力Vmと電圧Vcの大きさの
違いを判断し、VmとVcの大きさを近づけるようにパルス
幅制御回路５と演算処理回路６の間のゲインを変化させ
るものである。

第18図は、第17図のゲイン補正回路33で用いているリ
アクトル電流I_Lの代わりにモデルの電流I_mを用いたもの
である。モデルの電流I_mはリアクトル電流I_Lに対応して
おり、第17図の実施例と同様の効果が得られる。また、
第17図ではリアクトル電流I_Lのリツプルの影響を受け無
停電電源装置の動作が不安定になる場合があるか第18図
のようにすれば安定化できる。

第19図は、出力電圧制御関数8cと並列に波形記憶手段
34を設けたものである。無停電電源装置が一定の運転パ
ターンにしたがつて繰り返し運転される場合に、交流出
力電圧指令値Vcrと出力電圧Vcとの偏差εｖを波形記憶
手段34に記憶させておき、前回の運転パターンに従つた
偏差εｖを用いて現時点の運転パターンの誤差を低減す
るように、出力電圧制御関数8cの出力に加算しモデル制
御回路の指令値Vrとしている。波形記憶手段34はタイミ
ング回路35,入力回路36,出力回路37、及び記憶回路38か
ら成つており、タイミング回路35は上記運転パターンの
開始時点を示す信号を入力回路36及び出力回路37に送
る。入力回路36は、タイミング回路35からの信号により
起動し、演算処理回路６のサンプリング時点を表すパル
スＰにより、アドレス信号Ｑを変えながら偏差εｖを記
憶回路38に記憶する。出力回路36はタイミング回路35か
らの信号により起動し、演算処理回路６のサンプリング
時点を表すパルスＰにより、アドレス信号Ｑを変えなが
ら偏差εｖを記憶回路38から取り出し出力する。

第20図は、出力電圧制御関数8c内の積分関数39の飽和
防止のため、積分関数39内にリミツタ43を、また積分関
数39と並列に飽和防止手段40を設けたものである。飽和
防止手段40は、積分関数39の出力から直流成分を検出す
る直流成分検出手段41、及びゲイン設定手段42から成つ
ており、飽和防止手段40の出力は積分回路の入力から差
し引かれる。無停電電源装置は交流電圧を発生する電源
装置であるため、積分関数39の出力は交流となる。従つ
て、積分関数39の出力に直流成分が発生した場合、出力
電圧検出器７におけるオフセツトなどの影響で積分関数
39が飽和する方向に進んでいることが考えられる。しか
し、この場合、飽和防止手段40が動作し積分関数39の飽
和を未然に防ぎ、無停電電源装置を安定に動作させるこ
とができる。第20図では出力端にリミツタ43と同様のリ
ミツタ44を設けているが、これは操作量が過大となるこ
とにより無停電電源装置の出力電圧が大きくなり過電
圧，過電流による装置破壊が発生するのを防止するため
のものである。

〔発明の効果〕

本発明の効果は、制御演算手段の演算処理時間に起因
する時間遅れ、また検出回路の応答遅れに起因する時間
遅れ等を回避できるので、無停電電源装置等のような電
力供給装置の出力電圧または出力電流あるいは出力電力
等の制御量を高速かつ安定に制御できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の全体構成図、第２図はパル
ス幅制御回路の詳細図、第３図はゲートロジツク回路の
詳細図、第４図はインバータ回路の詳細図、第５図は第
１図の各部の動作波形図、第６図は演算処理フロー図、
第７図は数式モデル回路図、第８図はモデル制御関数の
ブロツク線図、第９図，第10図はモデル制御関数と数式
モデルの応答特性図、第11図は出力制御関数のブロツク
線図、第12図は本発明の第２の実施例図、第13図は本発
明の第３の実施例の全体構成図、第14図は第３の実施例
の数式モデルのブロツク線図、第15図は第３の実施例の
モデル制御関数のブロツク線図、第16図は負荷電流，フ
イルタ電流と出力電流のサンプリング周期ごとの変化の
状態を示した図、第17図は本発明の第４の実施例の全体
構成図、第18図は本発明の第５の実施例の全体構成図、
第19図は出力電圧制御関数に波形記憶回路を設けたブロ
ツク線図、第20図にリミツタ回路のブロツク線図であ
る。１……直流電圧源、２……インバータ回路、３……フイ
ルタ回路、４……ゲートロジツク回路、５……パルス幅
制御回路、６……演算処理回路、７……電圧検出回路、
8a……数式モデル、8b……モデル制御関数、8c……出力
電圧制御関数。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者松田靖夫茨城県日立市久慈町4026番地株式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者岩中光文茨城県日立市幸町３丁目１番１号株式会社日立製作所日立工場内 (56)参考文献特開平２−74164（ＪＰ，Ａ) 実開昭58−139899（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H02M 7/42 - 7/98 G05F 1/445

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】電力供給源から得た電力を、複数のスイッ
チング素子を駆動して交流電力に変換し、前記変換され
た電力をフイルタ回路を介して負荷に供給する電力供給
装置の制御回路において、出力電圧指令と前記負荷に供給される電圧の検出値に応
じてパルス幅指令値を作成する演算処理回路と、前記パ
ルス幅指令値を用いてゲート指令信号を作成するパルス
幅制御回路と、前記ゲート指令信号により、前記複数の
スイッチング素子のゲートパルスを作成するゲートロジ
ック回路を有し、前記演算処理回路は前記電力供給装置の動特性を模擬し
たモデルと、前記モデルの出力量を閉ループ制御するモ
デル制御手段と、前記モデル制御手段へ前記電力供給装
置の出力量を指令値に近付けるための制御指令を与える
電力供給装置制御手段を有し、前記モデル制御手段の出力値を前記パルス幅指令値とし
て出力することを特徴とする電力供給装置の制御回路。
【請求項２】電力供給源から得た電力を変換して負荷に
供給する電力供給装置の出力電圧又は出力電流あるいは
出力電力等の出力量を出力指令値に近づけるように制御
する電力供給装置の制御方法において、前記電力供給装
置の動特性を数式化したモデルと、前記電力供給装置の
出力量に対応する前記モデルの出力量を閉ループ制御す
るモデル制御関数、及び前記電力供給装置の出力量を指
令値に近づけるための電力供給装置制御関数を設け、前
記モデル制御関数の出力を前記モデルの操作量として用
いると共に電力供給装置の操作量としても用い、前記電
力供給装置制御関数の出力をモデル制御関数の出力指令
値として用いるようにしたことを特徴とする電力供給装
置の制御方法。
【請求項３】請求項２において、前記モデル制御関数か
ら前記電力供給装置へ与えられる前記操作量は、前記電
力供給装置における複数のスイッチング素子のゲートパ
ルスのパルス幅の指令値であることを特徴とする電力供
給装置の制御方法。
【請求項４】請求項２において、前記電力供給装置制御
関数の出力と電力供給装置の指令値との和を前記モデル
制御関数のための指令値としたことを特徴とする電力供
給装置の制御方法。
【請求項５】請求項２において、前記電力供給装置の出
力量を検出し、前記検出結果に基づいて前記モデルまた
はモデル制御関数の状態を修正する手段を設けたことを
特徴とする電力供給装置の制御方法。
【請求項６】請求項２において、電力供給装置制御関数
に波形記憶手段を付加したことを特徴とする電力供給装
置の制御方法。
【請求項７】請求項２において、電力供給装置制御関数
にリミッタ機能を付加したことを特徴とする電力供給装
置の制御方法。
【請求項８】請求項２において、前記モデル制御関数の
出力を前記電力供給装置の出力量及び前記モデルの出力
量に応じて補正し、補正された前記モデル制御関数の前
記出力を前記電力供給装置の操作量として用いることを
特徴とする電力供給装置の制御方法。
【請求項９】直流電源と、前記直流電源の電力を複数の
スイッチング素子を駆動して交流電力に変換するインバ
ータ回路と、前記インバータ回路の出力の高調波成分を
取り除くフイルタ回路とを備える電力供給装置におい
て、前記スイッチング素子を駆動する制御回路が、ゲートパ
ルスを発生するゲートロジック回路と、前記ゲートロジ
ック回路にゲート信号を与えるパルス幅制御回路と、前
記パルス幅制御回路にパルス幅指令を与える演算処理回
路と、を有し、前記演算処理回路は、前記インバータ回路の動特性を模
擬したモデルと、前記モデルの出力量を閉ループ制御す
るモデル制御手段と、前記モデル制御手段へ前記インバ
ータ回路の出力量を指令値に近づけるための制御指令を
与える電力供給装置制御手段と、を有し、前記モデル制御手段の出力を前記パルス幅指令とするこ
とを特徴とする電力供給装置。