JPH03135376A - 電力供給装置の制御回路及び制御方法並びに電力供給装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、電力供給装置の制御方式に係り、特に電力供
給装置の出力電圧または出力電流あるいは出力電力等の
制御量を高速かつ安定に制御するのに好適な電力供給装
置の制御回路と制御方式及び無停電電源装置に関する。

〔従来の技術〕

電力供給装置の一例として、ここでは計算機や医療機器
等における停電時のトラブル回避のために利用されてい
る無停電電源装置を取り上げ従来技術を説明する。無停
電電源装置は１通常は商用電力系統から、また停電時に
は蓄電池から直流電力を得て安定した交流電力を計算機
や医療機器等の負荷に供給するものであり、直流電力を
交流に変換するインバータと、インバータが発生する高
調波電圧を出力電圧波形から除去するための出力フィル
タで構成されている。

しかし、上記の計算機や医療機器等は一般に非線形のイ
ンピーダンス特性をもつ負荷であり、無停電電源装置の
交流出力電圧波形に歪を生じさせる。また、負荷の急変
により交流出力電圧の低下が生じることもある。このよ
うな波形歪みや電圧低下は計算機の誤動作やダウンを引
き起こす要因にもなるため、波形歪みや電圧低下を効果
的に抑制する交流出力電圧波形の高速制御が検討されて
いる。

交流出力電圧波形の高速制御方式としては、文献「第６
８回パワーエレクトロニクス研究会資料（昭和６１年）
」に述べられているように、デッドビート制御（有限整
定制御）が有効であるが、上記文献にも述べられている
ように、デッドビート制御特性を実現するには、制御回
路に用いる演算処理手段の演算処理時間に起因する時間
遅れ、また制御量を取り込む検出回路の応答遅れに起因
する時間遅れ等を補償する必要があり、安定した制御系
を構築するのは困難である。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記従来技術により無停電電源装置の交流出力電圧波形
を制御する場合、制御回路に用いる演算処理手段の演算
処理時間に起因する時間遅れ、また制御量を取り込む検
出回路の応答遅れに起因する時間遅れ等の影響を補償し
た上で交流出力電圧波形の高速制御を行なう必要があり
、時間遅れの影響を受けやすいデッドビート制御（有限
制定制御）等を適用した高速応答の制御系の実現が困難
であった。

本発明の目的は：無停電電源装置等のような電力供給装
置の出力電圧または出力電流あるいは出力電力等の制御
量を高速かつ安定に制御できる電力供給装置の制御方式
を提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的は、電力供給装置の動作性を模擬する数式化さ
れたモデル、上記電力供給装置の制御量に対応する該モ
デルの制御量を閉ループ制御するモデル制御関数、及び
電力供給装置の制御量を指令値に近づけるための電力供
給装置制御関数を制御回路内に設け、上記モデル制御関
数の出力をモデルの操作量として用いると共に電力供給
装置の操作量としても用い、電力供給装置制御関数の出
力をモデル制御関数にとっての指令値として用いるよう
にすることにより達成される。

〔作用〕

制御回路内のモデル制御関数はモデルを閉ループ制御す
る。したがって、制御演算手段の演算処理時間を起因す
る時間遅れ、また検出回路の応答遅れに起因する時間遅
れ等を考慮せずに、高速の制御特性を得ることができる
。

〔実施例〕

以下、無停電電源装置に本発明を適用した場合の一実施
例を、第１図から第１１図を用いて説明する。

第１図は、本実施例の全体構成を示している。

第１図における主回路部は、直流電圧源１と、該直流電
圧源１の直流電圧Ｅｄを交流電圧Ｖ＋　に変換するイン
バータ回路２、及びインバータ出力電圧Ｖｒの高調波成
分を除去し滑らかな交流出力電圧Ｖｃとするための出力
フィルタ３から成っている。また、制御回路部は、イン
バータ回路２を駆動するためのゲートパルスｇ　１　＊
　ｇ　２＋　ｇ　Ｂｙ　　及びｇ４をゲート指令信号Ｇ
の値に応じて作成するゲートロジック回路４、パルス幅
指令信号りの値に応してゲート指令信号Ｇを作成するパ
ルス幅制御回路５．交流出力電圧指令Ｖｅｒの大きさに
応じてパルス幅指令信号りを算出する演算処理回路６、
及び前記交流出力電圧Ｖｃを検出する電圧検出回路７か
ら成っている。

演算処理回路６は図に示すように、パルス幅制御回路５
．ゲートロジック回路４、インバータ回路２．及び出力
フィルタ３を含む制御対象の動特性を模擬した数式モデ
ル８ａと、出力フィルタ３のリアクトルＬの電流工し及
びコンデンサＣの電圧Ｖｃにそれぞれ対応して数式モデ
ル８ａの出力Ｉｍ、Ｖｍを閉ループ制御するモデル制御
関数８ｂと、コンデンサＣの電圧Ｖｃを交流出力電圧指
令Ｖｅｒに近づけるための出力電圧制御関数８Ｃ１及び
出力電圧制御関数８０の入力信号となる電圧偏差すなわ
ち交流出力電圧指令Ｖｅｒと電圧Ｖｃの差を求める加算
器８ｄから成っており、上記モデル制御関数８ｂはモデ
ルの操作量Ｄｍを作成すると共にパルス幅指令信号りと
して出力する。また出力電圧制御関数８０はモデル制御
関数８ｂにとっての指令値Ｖｒを作成する。次に、第１
図の実施例について第２図から第１１図を用いて動作説
明を行なう。

第２図は、パルス幅制御回路５の詳細を示すブロック図
であり、比較器９．１０、スイッチ１１゜１２、信号反
転回路１４，１５、及び発振回路１６から成っている。

第２図の回路では、まずパルス幅指令信号りの値の正負
の判定を比較器９で行なう。Ｄの値が正の場合、比較器
９の出力信号がＨ（Ｈｉｇｈ　Ｌｅｖｅｌ）となり、ス
イッチ１１はａ側に接続される。すなわちＤｓ＝Ｄとな
る。また。

Ｄの値が負の場合、比較器９の出力信号がＬ　（Ｌｏｗ
Ｌｅｖｅｌ）となり、スイッチ１１はｂ側に接続され、
このときスイッチ１１の出力として信号りを反転回路１
４で反転した信号が得られる。すなわちＤｓ＝−Ｄとな
る。したがって信号Ｄｓは信号りの絶対値となる。次に
、コンパレータ１０は、発振回路１６が出力する三角波
形信号Ｓｔと信号Ｄｓの大きさを比較し、Ｄｓ＞ＳＴの
とき信号Ｇｃ　をＨ（Ｈｉｇｈ　Ｌｅｖｅｌ）とし、Ｄ
ｓ≦ＳＴのとき信号Ｇｃを０とする。スイッチ１２はス
イッチ１１と同様。

比較器９の出力信号がＨ（Ｉ（ｉｇｈ　Ｌｅｖｅｌ）の
とき、ａ側に接続され、Ｇ＝Ｇｃとする。また、比較器
９の出力信号がＬ　（Ｌｏｗしｅｖｅｌ）のときスイッ
チ１２はｂ側に接続され、このとき、信号Ｇｃは。

反転回路１５で反転され、Ｇ＝−Ｇｃとなる。また、発
振回路１６は三角波信号ＳＴと共に信号ＳＴに同期した
割込みパルスＰを発生する。

第３図は、ゲートロジック回路４の詳細であり、スイッ
チ１３、及びＯＲ回路１７．１８で構成される。第３図
におけるスイッチ１３は、信号のＧの大きさに応じて、
Ｇ＞Ｏのとき端子ａに、Ｇ＝０のとき端子すに、またＧ
＜Ｏのとき端子Ｃに接続される。したがって、Ｇ〉０の
とき、ｇｌ：ｇ４＝Ｖｏ（Ｖａはインバータのゲートを
駆動するための電圧源）、ｇｚ＝ｇｓ＝ｏ、Ｇ＝Ｏ（７
）とき、ｇ１＝ｇａ＝Ｖａ、ｇｚ＝ｇ４＝ｏ、またＧ＜
Ｏのとき、ｇｌ”ｇ番＝Ｏ＋　　ｇｚ＝ｇａ＝Ｖｃ　と
なる。

第４図は、インバータ回路２の一例であり、トランジス
タ１９，２０，２１，２２、ダイオード２３．２４，２
５．２６から成っており、各トランジスタは、それぞれ
ゲートパルスｇｌ、　８２゜ｇ８＊　ｇ４により駆動さ
れる。

第１図の実施例の動作波形を第５図に示す。第５図（１
）の波形は、パルス幅制御回路５が発生する周期Ｔ　（
ｓ）の割込みパルスＰの波形である。

演算処理回路６は、割込みパルスＰの立上り時点で起動
し、演算処理を行ないパルス幅制御指令りを決定する。

演算処理時間を第５図（２）に示すパルス波形で表すと
、パルスの立下がり時点が演算処理終了時点を表してい
るので、パルス幅制御指令りの波形は、第５図（２）の
パルス波形の立ち下がり時点に同期して階段状に変動す
る。従って、例えば、波形りが第５図（３）のようにな
った場合、第２図における信号Ｄｓが第５図（４）に実
線で示す波形のように求まる。このとき、三角波信号Ｓ
Ｔの波形が第５図（４）の破線のように求まる。したが
って、第３図の回路により、ゲートパルスｇＬ＋　ｇ２
＋　ｇ３　、及びｇ４が、それぞれ第５図（７）、（８
）、（９）　、及び（１０）のように求まる。このとき
、インバータ回路２の出力電圧Ｖｌは、第５図（１１）
の実線で示す波形となる。前記出力電圧■１は出力フィ
ルタ３で高調波成形が除去され第５図（１１）における
破線で示す波形のようになる。

第６図は、演算処理回路６によって周期的に行なわれる
演算処理内容をフロー図で示しており、交流出力電圧指
令Ｖｅｒ及び交流出力電圧Ｖｃの取り込み６１，６２、
電圧偏差を算出し６３、出力電圧制御関数の演算処理６
４．モデル制御関数の演算処理６５、数式モデルの演算
処理６６、及びパルス幅制御指令りの出力６７を行なう
処理ブロックから成っている。

次の演算処理で扱う数式モデルについて説明する。第１
図のインバータ２の入出力利得をＫとおくと９次の微分
方程式が成り立つ。

ｄＶｃ／ｄ　ｔ＝（］／Ｃ）Ｉｔ、　　　　　　−−−
ｃｌ）ｄＩ＋、／ｄｔ＝（］−／Ｌ）Ｖｃ＋（Ｋ／Ｌ）
Ｄ　　−（２）ここで、割込みパルスＰの周期をＴとし
、時間Ｌ＝ｎＴ（ｎ：整数）におけるＶＣ＋　　ＩＬ＋
　Ｄの値をそれぞれ（Ｖｃ　）ｎ、（ＩＬ　）ｎ、（Ｄ
）ｎとおくと、近似的に次の差分方程式が求まる。

ここで、（Ｖｃ　）ｎ　＝Ｖｍ、　（Ｉｔ、　）ｎ　＝
　Ｉｓ。

（Ｄ）ｎ＝Ｄ＠とおき、また、１−Ｔ”／２ＬＣ＝Ａｌ
ｌｌ　　Ｔ／Ｃ＝Ａｔｚ、−Ｔ／Ｌ＝Ａｚｔ＋　　１−
Ｔ”／２ＬＣ＝Ａｚｚ、Ｔ２に／２ＬＣ＝Ｂｔ、ＴＫ／
Ｌ”Ｂ２と定義して、次式を得る。

ここで２はラプラス変換における時間要素ｅｘｐ（Ｔｓ
）を表している。（４）式をブロック図で表すと、第７
図のようになる。また、モデル制御関数８ｂは一般に次
式で表される。

ＤＩ１１＝　αｔＶ　ｒ　＋　（Ｋ２Ｖｌｌ　＋　αａ
Ｉｍ　　　　−（５）したがって、（５）式をブロック
図で表すと、第８図のようになる。第１図における、モ
デル制御関数８ｂと数式モデル８ａからなる閉ループ系
の応答特性は（５）式における制御定数αｌ、α２゜α
Ｓの値により決定される。

第９図に、モデル制御関数８ｂと数式モデル８ａからな
る閉ループ系の応答特性を示す。指令値Ｖｒが図の一点
鎖線のようにステップ状に変化した場合、Ｖｍの応答は
一般に第９図の破線のようになるが、（３）式のような
差分方程式で与えられた制御対象の場合、実線のように
有限時間で整定する応答特性を実現できる。このときの
整定時間は、閉ループ系がｎ次系の場合、ｎＴ暗時間な
るが、本実施例では、２次系なので２Ｔ時間で整定する
。このような高速応答の制御特性は、閉ループ系に演算
処理回路の演算処理時間による時間遅れなどがあると実
現できない。ところが本実施例における閉ループ系は、
演算処理回路６に含まれており、理想的な系を自由に構
築できる。従って、上記の高速応答の制御特性が実現で
きる。本実施例では、数式モデルの操作量Ｄｉを、その
まま実際の制御対象の操作量りとして用いているので、
出力フィルタの電圧Ｖｃは、第１０図に示すように時間
Ｔだけ遅れてｖｌｌに追従する。したがって、結果的に
ＶｃがＶｒに応じて制御される。

第１１図は、出力電圧制御関数８ｃとして一般的な比例
積分制御関数を適用した場合の出力電圧制御関数８０の
構成をブロック図で表わしたものであり、図中のβ１．
β２はそれぞれ比例ゲイン。

積分ゲインである６またｆ％ｌは電圧偏差である。

第１１図のブロック図は、積分特性を持っているので定
常状態における電圧偏差は０となる。

本実施例によれば、第１０図に示したように指令値Ｖｒ
に対する出力電圧Ｖｃの応答を高速かつ安定化出来るの
で、出力電圧制御関数８０の特性も高速応答とすること
が出来る。したがって、結果的に、交流出力電圧指令Ｖ
ｅｒに対する出力電圧Ｖｃの応答も高速かつ安定化する
ことが可能である。

第１２図は、加算器８ｅを設は出力電圧制御関数８ｃの
出力と交流出力電圧指令Ｖｅｒとの和をモデル制御関数
８ｂのための指令値Ｖｒとした変形例を示しており、こ
のようにすると交流出方電圧指令Ｖｅｒに対してモデル
制御関数８ｂが直接的に応答するので、交流出力電圧指
令Ｖｅｒに対する出力電圧Ｖｃの応答を更に高速化出来
る。

第１３図、第１４図、第１５図は、負荷３ｏに流れる電
流ＩＦの値により数式モデル８ａ及びモデル制御関数８
ｂの状態を、またフィルタ電流■Ｌ出力電圧Ｖｃの値に
より数式モデル８ａの状態を変更するようにした場合の
変形例であり、第１３図は制御系のブロック構成を示し
ている。ここで、電流Ｉ　ｔ、　＋　Ｉ　Ｆはそれぞれ
電流検出器３１゜３２で検出している。第１３図におけ
る数式モデル８ａの処理内容は第１４図のようになって
おり、電流ＩＦの値により数式モデルの出力Ｖｍ、１ｍ
の値がゲインＡ１３．　Ａｚｓを介してそれぞれ変更さ
れる。また、数式モデルの出力Ｖｌｌ、ＩＩＯの値それ
ぞれ出力電圧Ｖｃと数式モデルの出力Ｖｍとの差、リア
クトル電流ＩＬと数式モデルの出方Ｉｎとの差によって
も、ゲインＢｓ、Ｂ４を介して変更される。第１５図は
第１３図におけるモデル制御関数８ｂの処理内容を示し
ており、操作量ＤＩ１１すなわち操作ｉＤが負荷電流Ｉ
Ｆの値によりゲインα番を介して変更される。負荷電流
ＩＦが増加するとフィルタコンデンサＣの電圧すなわち
出力電圧Ｖｃが低下するが、第１３図の変形例において
は負荷電流ＩＦが増加すると操作量りも同時に増加する
ためインバータ２の出力電圧が増加し上記電圧低下が高
速に抑制できる。またリアクトル電流ＩＬ、出力電圧Ｖ
ｃの変動に対しても同様に出力電圧Ｖｃの変動を抑制す
るように動作する。

第１６図は、負荷電流ＩＦ、リアクトル電流ＩＬ及び出
力電圧Ｖｃの検出に関する問題を説明するためのもので
あり、例えばＩＬ、ＩＦ、ＶＣなどの値が図の実線のよ
うになっていたとすれば、演算処理回路６のサンプリン
グ時点の値のみ検出するので検出後の値を演算処理回路
６は図の破線のように判断する。したがって、図の実線
と破線のように検出誤差が生じるために制御系が不安定
となる場合がある。このため検出量の誤差補正を行なう
必要がある。誤差補正の方法としては各種方式が考えら
れるが、１サンプリング周期前の検出値と現時点の検出
値との平均値をとるだけでも充分効果がある。

第１７図は、パルス幅制御回路５と演算処理回路６の間
にゲイン補正回路３３を設け、数式モデルと制御対象と
の入出力特性の誤差を補正するようにしたものであるに
のようにすると上記の誤差に起因する制御特性の悪化を
軽減できる。なお、ゲイン補正回路３３は２つの機能を
備えている。

その１つは電流Ｉしの流れる方向の切り替わり時点での
ンバータ２の出力電圧の大きさが変動するのを防止する
ため、電流工しの変化に応じてパルス幅制御回路５と演
算処理回路６の間のゲインを変化させるものである。ま
た他の機能は主に直流電圧Ｅｄの変動によるインバータ
２の出力電圧の大きさが変動するのを防止するためのも
のであり、数式モデルの出力Ｖｍと電圧Ｖｃの大きさの
違いを判断し、ＶｍとＶｃの大きさを近づけるようにパ
ルス幅制御回路５と演算処理回路６の間のゲインを変化
させるものである。

第１８図は、第１７図のゲイン補正回路３３で用いてい
るリアク１−ル電流ＩＬの代わりにモデルの電流Ｉ、を
用いたものである。モデルの電流１カはりアクドル電流
ＩＬに対応しており、第１７図の実施例と同様の効果が
得られる。また、第１７図ではりアクドル電流工しのリ
ップルの影響を受は無停電電源装置の動作が不安定にな
る場合があるが第１８図のようにすれば安定化できる。

第１９図は、出力電圧制御関数８０と並列に波形記憶手
段３４を設けたものである。無停電電源装置が一定の運
転パターンにしたがって繰り返し運転される場合に、交
流出力電圧指令値Ｖｅｒと出力電圧Ｖｃとの偏差εＶを
波形記憶手段３４に記憶させておき、前回の運転パター
ンに従った偏差ＥＶを用いて現時点の運転パターンの誤
差を低減するように、出力電圧制御関数８０の出力に加
算しモデル制御回路の指令値Ｖｒとしている。波形記憶
手段３４はタイミング回路３５．入力回路３６、出力回
路３７、及び記憶回路３８から成つており、タイミング
回路３５は上記運転パターンの開始時点を示す信号を入
力回路３６及び出力回路３７に送る。入力回路３６は、
タイミング回路３５からの信号により起動し、演算処理
回路６のサンプリング時点を表すパルスＰにより、アド
レス信号Ｑを変えながら偏差εＶを記憶回路３８に記憶
する。出力回路３６はタイミング回路３５からの信号に
より起動し、演算処理回路６のサンプリング時点を表す
パルスＰにより、アドレス信号Ｑを変えながら偏差εＶ
を記憶回路３８から取り出し出力する。

第２０図は、出力電圧制御関数８０内の積分関数３９の
飽和防止のため、積分関数３９内にリミッタ４３を、ま
た積分関数３９と並列に飽和防止手段４０を設けたもの
である。飽和防止手段４０は、積分関数３９の出力から
直流成分を検出する直流成分検出手段４１、及びゲイン
設定手段４２から成っており、直流成分検出手段４０の
出力は積分回路の入力から差し引かれる。無停電電源装
置は交流電圧を発生する電源装置であるため、積分間数
３９の出力は交流となる。従って、積分関数３９の出力
に直゛流成分が発生した場合、出力電圧検出器７におけ
るオフセットなどの影響で積分関数３９が飽和する方向
に進んでいることが考えられる。しかし、この場合、直
流成分検出手段４０が動作し積分関数３９の飽和を未然
に防ぎ、無停電電源装置を安定に動作させることができ
る。

第２０図では出力端にリツミタ４３と同様のリミッタ４
４を設けているが、これは操作量が過大となることによ
り無停電電源装置の出力電圧が大きくなり過電圧、過電
流による装置破壊が発生するのを防止するためのもので
ある。

〔発明の効果〕

本発明の効果は、制御演算手段の演算処理時間に起因す
る時間遅れ、また検出回路の応答遅れに起因する時間遅
れ等を回避できるので、無停電電源装置等のような電力
供給装置の出力電圧または出力電流あるいは出力電力等
の制御量を高速かつ安定に制御できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の全体構成図、第２図はパル
ス幅制御回路の詳細図、第３図はゲートロジック回路の
詳細図、第４図はインバータ回路の詳細図、第５図は第
１図の各部の動作波形図、第６図は演算処理フロー図、
第７図は数式モデル回路図、第８図はモデル制御関数の
ブロック線図、第９図、第１０図はモデル制御関数と数
式モデルの応答特性図、第１１図は出力制御関数のブロ
ック線図、第１２図は本発明の第２の実施例図、第１３
図は本発明の第３の実施例の全体構成図、第１４図は第
３の実施例の数式モデルのブロック線図、第１５図は第
３の実施例のモデル制御関数のブロック線図、第１６図
は負荷電流、フィルタ電流と出力電流のサンプリング周
期ごとの変化の状態を示した図、第１７図は本発明の第
４の実施例の全体構成図、第１　Ａ本発明の第５の実施
例の全体構成図、第１９図は出力電圧制御関数に波形記
憶回路を設けたブロック線図、第２０図にリミッタ回路
のブロック線図である。 １・・直流電圧源、２・・・インバータ回路、３・・・
フィルタ回路、４・・・ゲートロジック回路、５・・・
パルス幅制御回路、６・・・演算処理回路、７・・・電
圧検出回路、８ａ・・数式モデル、８ｂ・・・モデル制
御関数、第１図 第 ２ 図 第 図 ｃ 第 図 第 図 ｇ】 ２ ３　ｇ４ 第 図 第 ７ 図 第 図 第１１ 図 第 図 第１０ 図 第１２ 図 第１３図 第１５ 図 第１６ 図 １゛ Ｔ Ｔ Ｔ Ｔ 第 １４図 第 １７図 第 １８　メ 第１９ 図 ４

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、電力供給源から得た電力を、複数のスイッチング素
   子で構成された変換器を介して可変周波数可変電圧の交
   流電力に変換し、前記変換された電力をリアクトルとコ
   ンデンサからなるフィルタ回路を介して負荷に供給する
   電力供給装置の制御回路において、出力電圧指令と前記
   負荷に供給される電圧の検出値に応じてパルス幅指令値
   を作成する演算処理回路と、前記パルス幅指令値を用い
   てゲート指令信号を作成するパルス幅制御回路と、前記
   ゲート指令信号により、前記複数のスイッチング素子の
   ゲートパルスを作成するゲートロジック回路で構成され
   ることを特徴とする電力供給装置の制御回路。 ２、請求項第１項において、前記演算処理回路は前記電
   力供給装置の動特性を模擬したモデルと、前記モデルの
   出力量を閉ループ制御するモデル制御手段と、前記モデ
   ル制御手段へ前記電力供給装置の出力量を指令値に近づ
   けるための制御指令を与える電力供給装置制御手段で構
   成され、前記モデル制御手段の出力値を前記パルス幅指
   令値として出力するように構成したことを特徴とした電
   力供給装置の制御回路。 ３、電力供給源から得た電力を変換して負荷に供給する
   電力供給装置の出力電圧又は出力電流あるいは出力電力
   等の出力量を出力指令値に近づけるように制御する電力
   供給装置の制御方法において、前記電力供給装置の動特
   性を数式化したモデルと、前記電力供給装置の出力量に
   対応する前記モデルの出力量を閉ループ制御するモデル
   制御関数、及び前記電力供給装置の出力量を指令値に近
   づけるための電力供給装置制御関数を設け、前記モデル
   制御関数の出力を前記モデルの操作量として用いると共
   に電力供給装置の操作量としても用い、前記電力供給装
   置制御関数の出力をモデル制御関数の出力指令値として
   用いるようにしたことを特徴とする電力供給装置の制御
   方法。 ４、請求項第３項において、前記モデル制御関数から前
   記電力供給装置へ与えられる前記操作量は、前記電力供
   給装置を構成する複数のスイッチング素子のゲートパル
   スのパルス幅の指令値であることを特徴とする電力供給
   装置の制御方法。 ５、請求項第３項において、前記電力供給装置制御関数
   の出力と電力供給装置の指令値との和を前記モデル制御
   関数のための指令値としたことを特徴とする電力供給装
   置の制御方法。 ６、請求項第３項において、前記電力供給装置の動作状
   態を検出し、前記検出結果に基づいて前記モデルまたは
   モデル制御関数の動作状態を修正する手段を設けたこと
   を特徴とする電力供給装置の制御方法。 ７、請求項第３項において、モデル制御関数または電力
   供給装置制御関数に学習機能を付加し、制御性能を向上
   させたことを特徴とする電力供給装置の制御方法。 ８、請求項第３項において、モデル制御関数または電力
   供給装置制御関数に電力供給装置の過電圧または過電流
   を抑制するためのリミッタ機能を付加したことを特徴と
   する電力供給装置の制御方法。 ９、請求項第３項において、モデル制御関数または電力
   供給装置制御関数に電力供給装置の制御量を検出する検
   出器の検出誤差を補正する機能を付加したことを特徴と
   する電力供給装置の制御方法。 １０、請求項第６項において、前記電力供給装置の動作
   状態を検出精度を向上させるために、動作状態の過去の
   検出値により現在の検出値を補正するようにしたことを
   特徴とする電力供給装置の制御方法。 １１、商用電源からの交流電力を直流電力に変換するコ
   ンバータ回路と、前記商用電源が停電時には前記コンバ
   ータ回路の代りに直流電力を供給する蓄電池と、前記直
   流電力を可変周波数可変電圧の交流電力に変換する複数
   のスイッチング素子から成るインバータ回路と、前記イ
   ンバータ回路の出力の高調波成分を取り除くフィルタ回
   路とからなる無停電電源装置において、前記インバータ
   回路のスイッチング素子をオンオフ制御する制御回路が
   、ゲートパルスを発生するゲートロジック回路と、前記
   ゲートロジック回路にゲート信号を発生するパルス幅制
   御回路と、演算処理回路からなり、前記演算処理回路は
   、前記インバータ回路の動特性を模擬したモデルと、前
   記モデルの出力量を閉ループ制御するモデル制御手段と
   、前記インバータ回路の出力量を指令値に近づける電力
   供結装置制御手段からなり、前記モデル制御手段の出力
   をパルス幅制御回路のパルス幅指令とするように構成し
   たことを特徴とする無停電電源装置。