JP2812824B2 - 直流−直流変換器 - Google Patents

直流−直流変換器

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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、出力電圧を可変とし
うる直流−直流変換器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図１５は例えば実用電源回路設計ハンド
ブック（昭和６３年５月、ＣＱ出版株式会社）Ｐ．５１
に示された従来の直流−直流変換器（以下、ＤＣ−ＤＣ
コンバータという。）の一例であるシリーズレギュレー
タを示す構成図である。図において、１は入力電圧を供
給する直流電源であり、２はコレクタが直流電源１の＋
側に接続されて電圧変換を行うトランジスタである。３
はこのトランジスタ２のエミッタに接続され、変換され
た電圧の高電位側が出力される出力端子であり、４は直
流電源１の−側に接続された低電位側の出力端子であ
る。
【０００３】５および６は出力端子３と出力端子４との
間に直列に接続された出力電圧検出用の抵抗であり、７
は指令電圧が設定される指令電源である。８は抵抗５と
抵抗６との接続点より得た出力電圧の分圧値をこの指令
電源７からの指令電圧と比較し、トランジスタ２のベー
ス電流を制御する誤差増幅器である。９は出力端子３と
出力端子４との間に接続された負荷である。
【０００４】次に動作について説明する。出力端子３と
出力端子４との間の出力電圧は、抵抗５および抵抗６で
分圧検出される。その検出電圧は、誤差増幅器８に入力
される。誤差増幅器８は、指令電源７からの指令電圧と
検出電圧とを比較してその差分を増幅し、トランジスタ
２のベース電流を制御する。ベース電流によってトラン
ジスタ２のコレクタ・エミッタ間電圧が変化するため、
出力電圧を制御することが可能となる。この場合、出力
電圧は直流電源１からの入力電圧より高くすることはで
きないが、その範囲においてかなり高い周波数にまで応
答して変化させることが可能である。
【０００５】また、図１６は従来のＤＣ−ＤＣコンバー
タの他の一例である。フォーワードコンバータによるス
イッチング電源を示す構成図である。図において、１は
直流電源、９は負荷であり、１０，１１はこの負荷９が
接続される高電位側および低電位側の出力端子である。
【０００６】１２および１３は出力端子１０と出力端子
１１の間に直列に接続された出力電圧検出用の抵抗であ
り、１４は指令電圧が設定される指令電源である。１５
は抵抗１２，１３の接続点より得た出力電圧の分圧値を
この指令電源１４からの指令電圧と比較する誤差増幅器
であり、１６はこの誤差増幅器１５の出力の電気的な分
離をはかるホトカプラである。
【０００７】１７はこのホトカプラ１６の出力側に接続
されたパルス幅制御回路であり、１８はこのパルス幅制
御回路１７の出力によってその開閉が制御されるスイッ
チング素子である。１９は１次巻線１９ａ、２次巻線１
９ｂ、および１次巻線１９ａと直列に接続されたリセッ
ト巻線１９ｃとを有するトランスであり、その１次巻線
１９ａとリセット巻線１９ｃの接続点は直流電源１の＋
側に接続され、１次巻線１９ａの他方はスイッチング素
子１８に２次巻線１９ｂの一方は低電位側の出力端子１
１に接続されている。２０はそのアノードが直流電源１
の−側に、カソードがトランス１９のリセット巻線１９
ｃに接続されたダイオードである。
【０００８】２１，２２は互いのカソードが共通に接続
され、アノードがトランス１９の２次巻線１９ｂのそれ
ぞれの側に接続されたダイオードである。２３はダイオ
ード２１およびダイオード２２のカソードと高電位側の
出力端子１０の間に接続されたチョークコイルであり、
２４は高電位側の出力端子１０と低電位側の出力端子１
１の間に接続された平滑コンデンサである。
【０００９】次に動作について説明する。スイッチング
素子１８のスイッチング動作によって直流電源１から送
り出される断続エネルギーは、トランス１９の２次巻線
１９ｂに接続されたダイオード２１，２２で整流され
る。さらに、チョークコイル２３および平滑コンデンサ
２４で平滑され、出力端子１０，１１間への直流出力と
なる。
【００１０】この時、トランス１９の２次巻線１９ｂ側
へのエネルギーの伝達は、スイッチング素子１８がオン
の時に行われる。トランス１９のリセット巻線１９ｃ
は、スイッチング素子１８がオンの時にトランス１９に
蓄積されたエネルギーを、スイッチング素子１８がオフ
の時にリセット用ダイオード２０を介して直流電源１に
回生するためのものである。
【００１１】一方、出力電圧の制御は以下のようにして
行われる。すなわち、抵抗１２，１３で分圧検出された
電圧と指令電源１４からの指令電圧との差分が、誤差増
幅器１５で増幅された後ホトカプラ１６に送られる。ホ
トカプラ１６を介してその信号を受けたパルス幅制御回
路１７は、受け取った信号に対応した開閉比でスイッチ
ング素子１８の開閉を制御する。これによって、出力端
子１０，１１の間の出力電圧は、指令電圧により直流電
源１からの入力電圧の昇圧または降圧がなされたものと
することができる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】従来のＤＣ−ＤＣコン
バータは以上のように構成されているので、シリーズレ
ギュレータでは出力電圧は入力電圧より高くすること
（昇圧）が不可能であり、スイッチング電源ではスイッ
チング周波数や出力を平滑するためのフィルタのカット
オフ周波数に制限されて、出力電圧を可変できる周波数
を高くすることが困難であるといった問題点があった。
また、図１７に示すように、昇圧型のスイッチング電源
２５とシリーズレギュレータ２６とを縦列接続してＤＣ
−ＤＣコンバータを構成しても、電力変換効率がそれぞ
れの効率の積となるため、総合効率が非常に悪くなるな
どの問題があった。
【００１３】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、入力電圧よりも高い出力電圧を
得ることができ、かつ、高い周波数の可変指令に追従し
て出力電圧を可変することができる、電力変換効率の良
いＤＣ−ＤＣコンバータを得ることを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明に係
るＤＣ−ＤＣコンバータは、シリーズレギュレータと絶
縁型のスイッチング電源との入力側が直流電源に並列接
続され、シリーズレギュレータの高電圧側の出力端子と
スイッチング電源の低電位側の出力端子とを、または、
シリーズレギュレータの低電位側の出力端子とスイッチ
ング電源の高電位側の出力端子とを接続し、電圧供給端
子とするシリーズレギュレータおよびスイッチング電源
の他方の出力端子間に負荷を接続したものである。
【００１５】また、請求項２記載の発明に係るＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータは、シリーズレギュレータとスイッチトキ
ャパシタ回路との入力側が直流電源に並列接続され、シ
リーズレギュレータの高電位側の出力端子とスイッチト
キャパシタ回路の低電位側の出力端子とを、または、シ
リーズレギュレータの低電圧側の出力端子とスイッチト
キャパシタ回路の高電位側の出力端子とを接続し、電圧
供給端子とするシリーズレギュレータおよびスイッチト
キャパシタ回路の他方の出力端子間に負荷を接続したも
のである。
【００１６】
【作用】請求項１記載の発明におけるＤＣ−ＤＣコンバ
ータは、シリーズレギュレータにおいて高い周波数によ
る出力電圧の可変指令に対応し、負荷に対してシリーズ
レギュレータの出力電圧と絶縁型のスイッチング電源の
出力電圧とが加わり合ったものを供給し、全体として、
高い周波数の可変指令に応答し、かつ、入力電圧を昇降
圧した電圧を負荷に供給する。
【００１７】また、請求項２記載の発明におけるＤＣ−
ＤＣコンバータは、シリーズレギュレータにおいて高い
周波数による出力電圧の可変指令に対応し、負荷に対し
てシリーズレギュレータの出力電圧とスイッチトキャパ
シタ回路の出力電圧とが加わり合ったものを供給し、全
体として、高い周波数の可変指令に応答し、かつ、入力
電圧を昇降圧した電圧を負荷に供給する。
【００１８】
【実施例】
実施例１．以下、この発明の一実施例を図について説明
する。図１において、１は直流電源、９は負荷、２６は
シリーズレギュレータ、３，４はその高電位側および低
電位側の出力端子である。２７は入力端子が直流電源１
にシリーズレギュレータ２６と並列に接続されるととも
に、その出力側が互いの出力電圧を加え合わせられるよ
うにシリーズレギュレータ２６の出力側に直列に接続さ
れた絶縁型のスイッチング電源であり、２８，２９はそ
の高電位側および低電位側の出力端子である。なお、こ
の実施例では、シリーズレギュレータ２６の高電位側の
出力端子３とスイッチング電源２７の低電位側の出力端
子２９とが接続されている。
【００１９】３０，３１は負荷９が接続されたＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの高電位側および低電位側の出力端子（電
圧供給端子）である。この高電位側の出力端子３０はス
イッチング電源２７の高電位側の出力端子２８に、低電
位側の出力端子３１はシリーズレギュレータ２６の低電
位側の出力端子４にそれぞれ接続されている。
【００２０】また、図２は絶縁型のスイッチング電源と
して、図１６に示すフォワードコンバータを用いた場合
の具体的な構成を示す回路図である。図において、２７
Ａは絶縁型のスイッチング電源を示し、シリーズレギュ
レータ２６はその入力側リップル除去用のフィルタを介
して直流電源１に間接的に接続されている。図におい
て、３２はそのフィルタであり、３３はこのフィルタ３
２を構成するチョークコイル、３４は同じくコンデンサ
である。その他の部分は図１，図１５および図１６に同
一符号を付したものと同一、もしくは相当部分であるた
め、その説明は省略する。
【００２１】次に動作について説明する。図３はその動
作を説明するための波形図であり、同図（ａ）はシリー
ズレギュレータ２６の出力端子３，４間の電圧Ｖ1 の、
（ｂ）はスイッチング電源２７Ａの出力端子２８，２９
間の電圧Ｖ2 の、（ｃ）は出力端子３０，３１より負荷
９に出力される出力電圧Ｖ0 のそれぞれ時間変化を示し
ている。
【００２２】図２に示すように構成されたＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおいて、シリーズレギュレータ２６の指令電
源７による指令電圧を高い周波数で変動させると、この
シリーズレギュレータ２６の出力端子３，４間には、そ
れに追従して図３（ａ）に示すような出力電圧Ｖ1 が得
られる。この出力電圧Ｖ1は直流電源１からの入力電圧
以下、０Ｖ以上の範囲で、指令電圧と同一の高い周波数
で変動する。
【００２３】一方、絶縁型のスイッチング電源２７Ａの
出力電圧は、従来の技術の項にて説明したように、その
基準電源１４の指令電圧に応じて決定される。従って指
令電源１４の指令電圧を一定にしておけば、スイッチン
グ電源２７Ａは、図３（ｂ）に示すような一定の直流電
圧Ｖ2 を出力端子２８，２９間に出力する。
【００２４】ここで、シリーズレギュレータ２６の高電
位側の出力端子３とスイッチング電源２７Ａの低電位側
の出力端子２９が接続されている。また、スイッチング
電源２７Ａでは、直流電源側がトランス１９の１次巻線
１９ａに、負荷側がトランス１９の２次巻線１９ｂに接
続されて、互いに絶縁され、その制御系もホトカプラ１
６で両側が分離されている。よって、出力端子３，４間
の電圧と出力端子２８，２９間の電圧を単純に加え合わ
せることができる。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータの出
力端子３０，３１間には図３（ｃ）に示すような、電圧
Ｖ2 に電圧Ｖ1 を重畳した出力電圧Ｖ0 すなわち高い周
波数の交流分が重畳されかつ昇圧された直流電圧である
ものが得られる。
【００２５】この出力電圧Ｖ0 の波高値を直流電源１か
らの入力電圧よりも高い電圧とすることができ、スイッ
チング電源２７Ａではスイッチング周波数やフィルタの
カットオフ周波数に制限されて不可能であった高周波数
による出力電圧の可変が可能となる。また、この場合に
は、直流電源１のグランド（−側）とＤＣ−ＤＣコンバ
ータの低電位側の出力端子３１が共通にできる特徴を有
する。ここで、フィルタ３２はスイッチング電源２７Ａ
のスイッチング動作により直流電源１の入力電圧がリプ
ルを持つため、その影響がシリーズレギュレータ２６の
出力端子３，４の間に出ないようにするために設けたも
のである。
【００２６】なお、上記実施例では、シリーズレギュレ
ータ２６の出力端子３，４間の電圧Ｖ1 とスイッチング
電源２７Ａの出力端子２８，２９間の電圧Ｖ2 をそれぞ
れ検出し、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端子３０，３１
間の電圧Ｖ0 の制御を行なうものを示したが、出力端子
３０，３１間の電圧Ｖ0 を検出し、その検出電圧によっ
てシリーズレギュレータ２６の出力端子３，４間の電圧
Ｖ1 、またはスイッチング電源２７Ａの出力端子２８，
２９間の電圧Ｖ2 を制御するように構成してもよい。
【００２７】実施例２． 上記実施例では、スイッチング電源としてフォワードコ
ンバータを用いたものを示したが、他の種類の絶縁型の
スイッチング電源を用いてもよい。図４はスイッチング
電源としてフライバックコンバータを用いた場合の実施
例を示す回路図であり、図２のそれらに相当する部分に
は同一符号を付してその説明を省略している。図におい
て、２７Ｂはスイッチング電源を示し、３５は１次巻線
３５ａと２次巻線３５ｂを備えたトランスであり、その
１次巻線３５ａは直流電源１の＋側とスイッチング素子
１８とに接続されている。３６はこのトランス３５の２
次巻線３５ｂの一方にアノードが、高電位側の出力端子
２８にカソードが接続されたダイオード、３７は出力端
子２８と２９の間に接続された平滑コンデンサであり、
トランス３５の２次巻線３５ｂは低電位側の出力端子２
９に接続されている。
【００２８】また、３８はそのアノードが、スイッチン
グ素子１８とトランス３５の１次巻線３５ａとの接続点
に接続されたダイオードであり、３９，４０は互いに並
列に接続されて、ダイオード３８のカソードと直流電源
１の＋側との間に接続されたコンデンサと抵抗である。
【００２９】この場合にも、スイッチング電源２７Ｂの
直流電源側と負荷側とがトランス３５で互いに絶縁さ
れ、その制御系もホトカプラ１６によって両側が分離さ
れているので、出力端子３０，３１間には、シリーズレ
ギュレータ２６の出力電源Ｖ1 とスイッチング電源２７
Ｂの出力電圧Ｖ2 とを単純に加え合わせた出力電圧Ｖ0
を得ることができる。
【００３０】実施例３． ところで、上記各実施例では、シリーズレギュレータ２
６の高電位側の出力端子３とスイッチング電源２７Ａ，
２７Ｂの低電位側の出力端子２９を接続し、シリーズレ
ギュレータ２６の低電位側の出力端子４をＤＣ−ＤＣコ
ンバータの低電位側の出力端子３１、スイッチング電源
２７Ａ，２７Ｂの高電位側の出力端子２８をＤＣ−ＤＣ
コンバータの高電位側の出力端子３０に接続した場合に
ついて説明したが、図５に示すようにシリーズレギュレ
ータ２６の低電位側の出力端子４とスイッチング電源２
７の高電位側の出力端子２８を接続し、シリーズレギュ
レータ２６の高電位側の出力端子３をＤＣ−ＤＣコンバ
ータの高電位側の出力端子３０、スイッチング電源２７
の低電位側の出力端子２９をＤＣ−ＤＣコンバータの低
電位側の出力端子３１に接続してもよい。この場合、そ
の動作は前述の場合と同様であるが、直流電源１のグラ
ンド（−側）とＤＣ−ＤＣコンバータの低電位側の出力
端子３１とを共通にすることはできない。
【００３１】なお、上記各実施例ではスイッチング電源
部の出力電圧が一定電圧なものについて述べたが、低周
波で出力電圧を可変するものであっても良い。図６はそ
のような場合の動作を説明するための波形図であり、横
軸は時間軸、縦軸は電圧である。
【００３２】シリーズレギュレータ２６の出力電圧Ｖ1
を同図（ａ）に示すように高い周波数で変化させる。一
方、スイッチング電源２７の出力電圧Ｖ2 も同図（ｂ）
に示すように、スイッチング周波数およびフィルタのカ
ットオフ周波数に対し十分低い周波数にて変化させる。
これら各出力電圧Ｖ1 ，Ｖ2 の変化は、それぞれの指令
電源７もしくは１４の指令電圧を所定の周波数で変動さ
せることによって制御している。
【００３３】これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力
端子３０と３１の間には同図（ｃ）に示すような、直流
電源１の入力電圧よりも波高値の高い最大電圧を出力
し、しかも高い周波数の指令電圧に応じた出力電圧の可
変が行なえる。
【００３４】実施例４．上記各実施例では、高周波数の
電圧Ｖ1 が重畳された直流電圧Ｖ0 を出力するＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータについて説明したが、波高値一定の直流電
圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータとすることもでき
る。図７はそのようなＤＣ−ＤＣコンバータを示す構成
図である。
【００３５】図７において、４４は直流電源１に直列に
接続した電圧比較器であり、４５はこの比較器４４から
の信号を受け絶縁型のスイッチング電源２７のスイッチ
ング動作を制御する制御回路である。４６はそのスイッ
チング電源２７の出力端子２８と２９の間に接続された
逆電圧防止用のダイオードである。
【００３６】このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバー
タは、直流電源１からの入力電圧に左右されずに、入力
電圧が出力電圧Ｖ0 に対して高い時にはシリーズレギュ
レータとして働き、入力電圧が低下し出力電圧Ｖ0 以下
になった場合には、スイッチング電源とシリーズレギュ
レータの合成回路として働くものである。すなわち、直
流電源１からの入力電圧は比較器４４にて基準電圧と比
較される。また基準電圧より高い場合は制御回路４５よ
り出力される信号によってスイッチング電源２７のスイ
ッチ動作が停止する。これによってシリーズレギュレー
タ２６のみが動作して、負荷９に安定した一定の出力電
圧Ｖ0 が供給される。
【００３７】また、入力直流電源１の電圧が基準電圧よ
り低くなると、比較器４４の比較結果に基づく制御回路
４５からの制御信号により、スイッチング電源２７のス
イッチング動作が再開する。これによって、シリーズレ
ギュレータ２６の出力端子３，４間の電圧Ｖ1 と、スイ
ッチング電源２７の出力端子２８と２９の間の電圧Ｖ2
とが加え合わせられて出力電圧Ｖ0 が合成される。この
安定した一定の出力電圧Ｖ0 が出力端子３０，３１より
負荷９に供給される。ここで、基準電圧は出力電圧に相
当するものである。
【００３８】実施例５．図８はこの発明の他の実施例に
よるＤＣ−ＤＣコンバータを示す構成図である。図にお
いて、５１は入力端子が直流電源１にシリーズレギュレ
ータ２６と並列に接続されるとともに、その出力側が互
いの出力電圧を加え合わせられるようにシリーズレギュ
レータ２６の出力側に直列に接続されたスイッチトキャ
パシタ回路（チャージポンプ回路）である。５５，５６
はその高電位側及び低電位側の出力端子である。なお、
この実施例では、シリーズレギュレータ２６の高電位側
の出力端子３とスイッチトキャパシタ回路５１の低電位
側の出力端子５６とが接続されている。
【００３９】図９は図８に示したものの詳細な一例を示
す回路図である。図において、５１Ａはスイッチトキャ
パシタ回路を示し、６１〜６４はトランジスタ等による
スイチであり、スイッチ６１は、一端が直流電源の＋側
に、他端がスイッチ６２の一端に接続されている。ま
た、スイッチ６３は、一端が直流電源１の−側に、他端
がスイッチ６４の一端に接続されている。６５はスイッ
チ６１とスイッチ６２の接続点と、スイッチ６３とスイ
ッチ６４の接続点との間に接続されたコンデンサ、６６
はスイッチ６２の他端と出力端子５５の接続点と、スイ
ッチ６４の他端と出力端子５６の接続点との間に接続さ
れたコンデンサである。なお、シリーズレギュレータ２
６およびフィルタ３２は、第１の実施例におけるものと
同一のものである。
【００４０】次に動作について説明する。図１０はその
動作を説明するための波形図であり、同図（ａ）はシリ
ーズレギュレータ２６の出力端子３，４間の電圧Ｖ
11の、（ｂ）はスイッチトキャパシタ５１Ａの出力端子
５５，５６間の電圧Ｖ12の、（ｃ）は出力端子３０，３
１より負荷９に出力される出力電圧Ｖ0 のそれぞれ時間
変化を示している。
【００４１】図９に示すように構成されたＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおいて、シリーズレギュレータ２６の指令電
源７により指令電圧を高い周波数で変動させると、この
シリーズレギュレータ２６の出力端子３，４間には、そ
れに追従して図１０（ａ）に示すような出力電圧Ｖ11が
得られる。この出力電圧11は直流電源１からの入力電圧
以下、０Ｖ以上の範囲で、指令電圧と同一の高い周波数
で変動する。
【００４２】一方、スイッチトキャパシタ回路５１Ａに
おいて、スイッチの制御部（図示せず）内の発振器から
の信号に応じて、スイッチ６１，６３が同時にオンす
る。このとき、スイッチ６２，６４はオフしているの
で、コンデンサ６５は、スイッチ６１に接続された側が
高電位、スイッチ６３に接続された側が低電位となっ
て、直流電源１の電源電圧に充電される。
【００４３】次に、発振器からの信号に応じて、所定時
間経過後に、スイッチ６１，６３が同時にオフし、スイ
ッチ６２，６４が同時にオンする。このスイッチング動
作によって、コンデンサ６５に蓄えられていた電荷は、
コンデンサ６６に移動する。すなわち、コンデンサ６６
が、スイッチ６２に接続された側が高電位にスイッチ６
４に接続された側が低電位となって、直流電源１の電源
電圧に充電される。
【００４４】以上のようにして、スイッチトキャパシタ
回路５１Ａは、図１０（ｂ）に示すようなレベルがほぼ
直流電源１の電源電圧に等しい直流電圧を出力端子５
５，５６間に出力する。ここで、スイッチ６１とスイッ
チ６３のオンオフ動作は、スイッチング時間に比べては
るかに短いタイミング差であれば、完全に同時でなくて
もよい。また、スイッチ６２とスイッチ６４のオンオフ
動作も同様である。ただし、スイッチ６１とスイッチ６
２、およびスイッチ６３とスイッチ６４とは、それぞれ
同時にオンする期間のないように制御される。
【００４５】ここでシリーズレギュレータ２６の高電位
側の出力端子３とスイッチトキャパシタ回路５１Ａの低
電位側の出力端子５６が接続されているので、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの出力端子３０，３１間には図１０（ｃ）
に示すような、電圧Ｖ12に電圧Ｖ11を重畳した出力電圧
Ｖ0 すなわち高い周波数の交流分が重畳されかつ昇圧さ
れた直流電圧であるものが得られる。
【００４６】この出力電圧Ｖ0 の波高値を直流電源１か
らの入力電圧よりも高い電圧を出力することができ、こ
のように構成した場合にも、スイッチング電源２７では
スイッチング周波数やフィルタのカットオフ周波数に制
限されて不可能であった高周波数による出力電圧の可変
が可能となる。また、直流電源１のグランド（−側）と
ＤＣ−ＤＣコンバータの低電位側の出力端子３１が共通
にできる特徴を有する。
【００４７】なお、上記実施例では、シリーズレギュレ
ータ２６の出力端子３，４間の電圧Ｖ11を検出し、ＤＣ
−ＤＣコンバータの出力端子３０，３１間の電圧Ｖ0 の
制御を行なうものを示したが、出力端子３０，３１間の
電圧Ｖ0 を検出し、その検出電圧によってシリーズレギ
ュレータ２６の出力端子３，４間の電圧Ｖ11を制御する
ように構成してもよい。その場合には、直流電源１の電
源電圧変動によるスイッチトキャパシタ回路５１Ａの出
力端子５５，５６間の電圧Ｖ12を補償できる効果も生ず
る。
【００４８】実施例６．上記実施例では、スイッチトキ
ャパシタ回路５１Ａの出力端子５５，５６間の電圧Ｖ12
が直流電源の電源電圧とほぼ等しくなるものについて説
明したが、異なる電圧を出力するような構成としてもよ
い。図１１は、スイッチトキャパシタ回路５１Ｂの出力
電圧を直流電源１の電源電圧よりも低くなるようにした
ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示したものである。
【００４９】図１１において、７０，７１，７２はトラ
ンジスタ等によるスイッチであり、スイッチ７０はスイ
ッチ６１と高電位側の出力端子５５の間に、スイッチ７
２はスイッチ６３と低電位側の出力端子５６の間に接続
されている。また、７３はアノードがスイッチ６３に接
続されカソードがコンデンサ６５の一端に接続されたダ
イオードであり、７４はダイオード７３のカソードにア
ノードが、コンデンサ７５の一端にカソードが接続され
たダイオードである。そして、コンデンサ７５の他端は
スイッチ６３およびスイッチ７２に接続され、スイッチ
７１は一端がダイオード７４のカソードに接続され他端
が高電位側の出力端子５５に接続されている。なお、コ
ンデンサ６５の容量とコンデンサ７５の容量とは等しい
値に選定されている。
【００５０】次に動作について説明する。スイッチトキ
ャパシタ回路５１Ｂにおいて、スイッチの制御部（図示
せず）内の発振器からの信号に応じて、スイッチ６１，
６３が同時にオンする。このとき、スイッチ７０，７
１，７２はオフしているので、ダイオード７４が導通
し、コンデンサ６５，７５は、それぞれ直流電源１の電
源電圧のほぼ１／２の電圧に充電される。
【００５１】次に、発振器からの信号に応じて、所定時
間経過後に、スイッチ６１，６３が同時にオフし、スイ
ッチ７０，７１，７２が同時にオンする。このスイッチ
ング動作によって、コンデンサ７５に蓄えられていた電
荷は、コンデンサ６６に移動する。また、ダイオード７
３が導通しダイオード７４が非導通となることにより、
コンデンサ６５に蓄えられていた電荷が、コンデンサ６
６に移動する。この結果、コンデンサ６６が、出力端子
５５に接続された側が高電位に出力端子５６に接続され
た側が低電位となって、直流電源１の電源電圧のほぼ１
／２の電圧に充電される。
【００５２】以上のようにして、スイッチトキャパシタ
回路５１Ｂは、レベルがほぼ直流電源１の電源電圧の１
／２に等しい直流電圧を出力端子５５，５６間に出力す
るので、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端子３０，３１間
の出力電圧Ｖ0 は、直流バイアス分Ｖ12が小さいものと
なる。
【００５３】実施例７．また、スイッチトキャパシタ回
路において、定電圧ダイオードによってスイッチトキャ
パシタ回路の出力電圧Ｖ12を、直流電源１の電源電圧よ
りも低い任意の値とすることができる。図１２は、その
ようなスイッチトキャパシタ回路５１Ｃを用いたＤＣ−
ＤＣコンバータの構成を示したものである。この場合に
は、定電圧ダイオード７６によってコンデンサ６５およ
びコンデンサ６６の充電電圧は、直流電源１の電源電圧
より低い値とされる。なお、動作については、第５の実
施例に示したものの動作と同様である。
【００５４】実施例８．なお、スイッチトキャパシタ回
路を複数個用いて、出力電圧Ｖ0 を得るようにすること
もできる。図１３はそのように構成したＤＣ−ＤＣコン
バータを示す構成図である。この場合には、ＤＣ−ＤＣ
コンバータの出力電圧Ｖ0 は、シリーズレギュレータ２
６の出力電圧Ｖ11、スイッチトキャパシタ回路５１１の
出力電圧Ｖ12およびスイッチトキャパシタ回路５１２の
出力電圧Ｖ13が加わりあったものであり、高いレベルの
出力電圧Ｖ0 が供給される。なお、スイッチトキャパシ
タ回路５１１，５１２として、図９に示したスイッチト
キャパシタ回路５１Ａ、図１１に示したスイッチトキャ
パシタ回路５１Ｂ、または図１２に示したスイッチトキ
ャパシタ回路５１Ｃを用いることができる。
【００５５】なお、上記各実施例では、スイッチトキャ
パシタ回路５１およびシリーズレギュレータ２６を用い
た出力電圧可変型のＤＣ−ＤＣコンバータについて説明
したが、波高値一定の直流電圧を出力するＤＣ−ＤＣコ
ンバータとすることもできる。その際、スイッチトキャ
パシタ回路５１の出力電圧にシリーズレギュレータ２６
の出力電圧を加え合わせることにより、昇圧型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータとしての使用が可能である。また、入力電
源電圧が変動してスイッチトキャパシタ回路５１の出力
電圧が変動しても、シリーズレギュレータ２６でその変
動分を補償し、常に高精度の一定出力電圧を得る構成と
することができる。
【００５６】次に、この発明によるＤＣ−ＤＣコンバー
タの用途の一例について説明する。図１４は例えば携帯
電話機の高周波（以下ＲＦいう）電力増幅器にドレイン
電圧制御法（ＤＶＣ）を適用したものを示す構成図であ
る。図において、４１はこの発明による出力電圧可変形
のＤＣ−ＤＣコンバータすなわち例えば上記各実施例に
よるＤＣ−ＤＣコンバータのいずれかであり、４２はこ
のＤＣ−ＤＣコンバータ４１よりドレイン電圧の供給を
受け、それに基づいてＲＦ入力の増幅を行う飽和形増幅
器、４３はＤＣ−ＤＣコンバータ４１に出力電圧制御の
ための電圧信号ＶS を与える非線形制御回路である。
【００５７】搬送波と信号を含むＲＦ入力は飽和形増幅
器４２に導かれて電力増幅の後、ＲＦ出力としてアンテ
ナに導かれ電波となる。ここで、飽和形増幅器４２は、
非線形増幅器であるため歪が大きい。そこで、線形化の
ためにＲＦ入力をエンベロープ検波し、その電圧に相関
させた電圧信号ＶS を非線形制御回路４３によって生成
する。この電圧信号ＶS により、電力変換効率が高い出
力電圧可変形のＤＣ−ＤＣコンバータ４１で、飽和形増
幅器４２内の出力段電界効果形トランジスタ（以下、Ｆ
ＥＴという）のドレイン電圧を変化させ、電力増幅を行
なう。その結果、飽和形増幅器４２の歪は少なくなり、
従来の線形ＲＦ増幅器に比べ効率が良くなる。
【００５８】ここで、出力電圧可変形のＤＣ−ＤＣコン
バータ４１は、リチウム電池やニッケルカドミウム電池
を直流電源とする場合、ＲＦ増幅器の出力電力，効率の
点から飽和形増幅器４２内の出力段ＦＥＴのドレイン電
圧を非線形制御回路４３の電圧信号ＶS に応じ入力電源
電圧以上にすることが望ましいので、昇降圧型であるの
がよい。また、ＲＦ増幅器の隣接チャネルや次隣接チャ
ネルに対する漏洩電力を減少させるためには、出力電圧
可変形のＤＣ−ＤＣコンバータ４１の出力電圧の変動
は、８０kHz 〜１００kHz と非常に高い周波数に応答可
能である必要がある。
【００５９】この発明によるＤＣ−ＤＣコンバータは、
直流電源からの入力電圧の昇降圧が可能であり、しか
も、出力電圧が高い周波数の指令電圧にも充分応答でき
るので、携帯電話機等の高周波電力増幅器のドレイン電
圧制御用電源として適している。
【００６０】
【発明の効果】以上のように、請求項１記載の発明によ
れば、ＤＣ−ＤＣコンバータを、シリーズレギュレータ
と絶縁型のスイッチング電源の入力側を直流電源に並列
に接続するとともに、シリーズレギュレータの高電圧側
の出力端子とスイッチング電源の低電圧側の出力端子と
を、または、シリーズレギュレータの低電圧側の出力端
子とスイッチング電源の高電圧側の出力端子とを接続
し、電圧供給端子とするシリーズレギュレータおよびス
イッチング電源の他方の出力端子間に負荷を接続するよ
うに構成したので、入力電圧よりも高い出力電圧を得る
ことが可能で、高い周波数に応答して出力電圧を可変に
でき、その際の電力変換効率もよいものが得られる効果
がある。
【００６１】また、請求項２記載の発明によれば、ＤＣ
−ＤＣコンバータを、シリーズレギュレータとスイッチ
トキャパシタ回路の入力側を直流電源に並列に接続する
とともに、シリーズレギュレータの高電圧側の出力端子
とスイッチトキャパシタ回路の低電圧側の出力端子と
を、または、シリーズレギュレータの低電圧側の出力端
子とスイッチトキャパシタ回路の高電圧側の出力端子と
を接続し、電圧供給端子とするシリーズレギュレータお
よびスイッチトキャパシタ回路の他方の出力端子間に負
荷を接続するように構成したので、入力電圧よりも高い
出力電圧を得ることが可能で、高い周波数に応答して出
力電圧を可変できる小型化されたものが得られる効果が
ある。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一実施例によるＤＣ−ＤＣコンバー
タを示す構成図である。
【図２】この発明の第１の実施例によるＤＣ−ＤＣコン
バータを示す回路図である。
【図３】図２に示したものの動作を説明するための波形
図である。
【図４】この発明の第２の実施例によるＤＣ−ＤＣコン
バータを示す回路図である。
【図５】この発明の第３の実施例によるＤＣ−ＤＣコン
バータを示す構成図である。
【図６】ＤＣ−ＤＣコンバータの他の動作例を説明する
ための波形図である。
【図７】この発明の第４の実施例によるＤＣ−ＤＣコン
バータを示す回路図である。
【図８】この発明のさらに他の実施例によるＤＣ−ＤＣ
コンバータを示す構成図である。
【図９】この発明の第５の実施例によるＤＣ−ＤＣコン
バータを示す回路図である。
【図１０】図９に示したものの動作を説明するための波
形図である。
【図１１】この発明の第６の実施例によるＤＣ−ＤＣコ
ンバータを示す回路図である。
【図１２】この発明の第７の実施例によるＤＣ−ＤＣコ
ンバータを示す回路図である。
【図１３】この発明の第８の実施例によるＤＣ−ＤＣコ
ンバータを示す回路図である。
【図１４】この発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの用途
の一例を説明するための構成図である。
【図１５】従来のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図で
ある。
【図１６】従来の他のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路
図である。
【図１７】従来の昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータを示す
回路図である。
【符号の説明】
１ 直流電源 ２６ シリーズレギュレータ ２７，２７Ａ，２７Ｂ 絶縁型のスイッチング電源 ５１，５１１，５１２，５１Ａ，５１Ｂ，５１Ｃ スイ
ッチトキャパシタ回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) G05F 1/56 H02M 3/00

Claims (2)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 入力電圧を供給する直流電源と、前記直
    流電源に入力端子が接続され、高電位側および低電位側
    の出力端子を有しその一方の出力端子が一方の電圧供給
    端子となるシリーズレギュレータと、入力端子が前記直
    流電源に前記シリーズレギュレータと並列に接続され、
    高電位側および低電位側の出力端子を有し、前記一方の
    電圧供給端子となる前記シリーズレギュレータの出力端
    子の電位側とは逆の電位側の出力端子が他方の電圧供給
    端子となるとともに、他方の出力端子が前記シリーズレ
    ギュレータの他方の出力端子に接続された絶縁型のスイ
    ッチング電源と、前記電圧供給端子間に接続された負荷
    とを備えた直流−直流変換器。
  2. 【請求項２】 入力電圧を供給する直流電源と、前記直
    流電源に入力端子が接続され、高電位側および低電位側
    の出力端子を有しその一方の出力端子が一方の電圧供給
    端子となるシリーズレギュレータと、入力端子が前記直
    流電源に前記シリーズレギュレータと並列に接続され、
    高電位側および低電位側の出力端子を有し、前記一方の
    電圧供給端子となる前記シリーズレギュレータの出力端
    子の電位側とは逆の電位側の出力端子が他方の電圧供給
    端子となるとともに、他方の出力端子が前記シリーズレ
    ギュレータの他方の出力端子に接続されたスイッチトキ
    ャパシタ回路と、前記電圧供給端子間に接続された負荷
    とを備えた直流−直流変換器。
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