JP2801481B2 - チャネル符号化装置および方法 - Google Patents

チャネル符号化装置および方法

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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、デジタル・データの伝
送に関し、特にテレビ信号を表すデジタル・データの伝
送に関する。
【０００２】
【従来の技術】慣例的に高品位テレビまたはＨＤＴＶ
（high definition television）と称する次世代のテレ
ビ技術のために、何らかの形のデジタル伝送が必要とさ
れることは一般の認めるところである。これは、主に、
デジタル信号処理の方がアナログ信号処理より強力なビ
デオ圧縮方式が実施できるためである。しかしながら、
デジタル伝送は種々の受信位置における信号対雑音比
（ＳＮＲ）の僅かな変化に対し潜在的に敏感であるため
完全なデジタル伝送システムに頼るには幾分不安があっ
た。
【０００３】この現象は、時として敷居効果といわれる
が、テレビ放送局からそれぞれ５０マイルおよび６３マ
イルの位置にある２つの受信機の場合を考えることによ
り説明することができる。放送信号の電力は、大まかに
言って距離の２乗の逆数として変化するので、これらの
テレビ受信機によって受信される信号電力の量の差は約
２ｄＢであると容易に確かめることができる。ここで、
デジタル伝送方式を使用し、かつ５０マイル離れた受信
機への伝送が１０-6のビット誤り率を示すものと仮定す
る。６３マイル離れたテレビ受信機に対する２ｄＢの信
号損失の結果、その受信機の入力におけるＳＮＲが２ｄ
Ｂ減少する場合、この受信機は、約１０-4のビット誤り
率で動作することになる。５０マイル離れたテレビ受信
機が、このようなビット誤り率であれば、受信状態は良
好であるが、他方のテレビ受信機の受信状態は、おそら
く非常に悪いはずである。このように短い距離で性能が
急速に劣化することは、放送業界により受け入れられる
とは一般に思われない。（比較によれば、現在使用され
ているアナログ・テレビ伝送方式に対する性能の劣化の
方が、はるかに穏やかである。）
【０００４】従って、この問題を解決するテレビ用途で
の使用に適したデジタル伝送方式が必要とされている。
ａ）ケーブル・ベースの再生型のリピータ、またはｂ）
音声帯域データ用途におけるフォール・バック・データ
速度または制約を受ける電話回線の使用など、その他の
デジタル伝送環境で用いられる解決方法が自由空間のテ
レビ放送環境に適用できないのは明かである。
【０００５】ここでは総括的に「エラー不均一保護信号
方式」と称するデジタル・テレビ信号の空中放送のため
の標準的なデジタル伝送の欠点を克服する有利な技術
は、特別な種類のソース符号化段階とそれに続く特別な
種類のチャネル割り当て段階とからなる。さらに具体的
には、ソース符号化段階により、テレビ信号を２つ以上
のデータ流で表し、チャネル割り当て段階において、種
々のデータ流のデータ要素がチャネル誘導エラーの異な
る確率を有する、即ち受信機において誤って検出される
確率が異なる。例えば、前記のデータ流の第１のデータ
流は、全体的なテレビ信号のうち最も重要と見なされる
成分---例えば、音声、フレーミング情報、および核心
部分であるビデオ情報を伝え、このデータ流は、そのデ
ータ要素がチャネル誘導エラーの最低の確率を有するよ
うに割り当てられる。前記のデータ流の第２のデータ流
は、全体的なテレビ信号のうち、第１のデータ流の成分
ほど重要でないと考えられる成分を伝え、そのデータ要
素が第１のデータ流のチャネル誘導エラーの確率ほど低
くない確率を有するように割り当てられる。一般に、幾
つのデータ流でも全体的なテレビ信号を表すことが可能
であり、各データ流が、重要度の異なる成分を伝え、そ
れぞれのエラー確率を持つようにすることができる。こ
の方法によって、テレビ受信機の所在地における受信品
質の穏やかな劣化が可能となる。これは、放送送信機か
らの距離が増加するにともない受信機のビット誤り率が
増加し始めるため、最初に影響を受けるテレビ信号情報
が比較的重要でない部分を表すビットだからである。
【０００６】前記の全体的な概念を実施する方式の場
合、ソース符号化段階で生成される異なる等級のデータ
要素に対して異なるレベルのエラー保護を与えて、トレ
リス符号化変調などの符号化変調を用いることによって
雑音免疫性を高めるわけであるが、所定の２Ｎ次元のチ
ャネル記号コンステレーション（Ｎ≧１）における記号
をグループ分けし、各グループを「超記号（supersymbo
l）」と称する。一連の記号期間のそれぞれの期間にお
いて、所定数の最も重要なデータ要素がチャネル符号化
され、その結果得られるチャネル符号化されたデータ要
素によって、超記号の中の１つを特定する。残りのデー
タ要素も、同様にチャネル符号化されて、前記の特定さ
れた超記号から特定の記号を選択するのに使用される。
【０００７】これまで説明した方法は、通常の符号化変
調方式もチャネル記号を一般に「部分集合」と称するグ
ループに分割するという点で、概してこれと類似してい
る。しかしながら、通常の符号化変調方式では、部分集
合における記号間の最小ユークリッド距離（以降、「最
小距離」と称する）が、全体としてのコンステレーショ
ンにおける記号間の最小距離より大きいという制約の下
で部分集合が形成される。しかし、ここで説明する方法
では、超記号の記号間の最小距離は、全体としてのコン
ステレーションにあるの記号間の最小距離と同じであ
る。この距離の特性のため、最も重要なデータ要素に対
する雑音免疫性の方がその他のデータ要素に対するそれ
より多く余裕が与えられ、この免疫性は、超記号間の最
小距離を可能な限り大きく（通常は、コンステレーショ
ンの記号間の最小距離より大きい）保つことにより、最
適化される。具体的には、ひとたび超記号を定義する
と、各超記号が通常のコンステレーションにおける通常
の記号であるかのように、最も重要なデータ要素に対す
る符号を設計することが可能となる。このようにして、
最も重要なデータ要素に対して特定の程度の雑音免疫性
を達成することができる（これは、その他のデータ要素
に対して達成できる雑音免疫性より高い）。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】従って、本発明の目的
は、従来の不均一エラー保護信号方式において使用可能
な新しいクラスの信号コンステレーションを与えること
である。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、このよ
うなコンステレーションの使用が可能であることは、
ａ）最重要データ要素の割合、ｂ）全体の符号冗長度の
程度、ｃ）符号化利得、などの特定の異なる組合せのよ
うな、所望される設計基準を満たす際に、不均一エラー
保護信号方式の設計者に高い柔軟性をもたらす。特に、
こうした新しいコンステレーションでは、超記号のうち
の少なくとも１つの記号の少なくともいくつかの間の最
小距離は、ａ）コンステレーション全体の記号間の最小
距離よりも大きい一方、ｂ）「最小部分集合内距離（Ｍ
ＩＤ）」として定義されるパラメータよりも小さい。こ
のことは、標準的な均一エラー保護信号方式の部分集合
配置とは対照的である。
【００１２】
【実施例】実施例の説明に進む前に、本明細書において
説明する種々のデジタル信号方式の概念は、例えばデジ
タル無線分野および音声帯域伝送分野においてすべて周
知であるため、ここでは詳細に説明する必要がないこと
に留意されたい。これらの中には、Ｎをある整数とした
２Ｎ次元のチャネル記号コンステレーションを用いる多
次元信号方式、トレリス符号化、スクランブリング（攪
乱方式）、通過帯域の整形、等化、ビタビまたは最尤復
号化などが含まれる。これらの概念の説明は、次の文献
にある。米国特許第３，８１０，０２１号（１９７４年
５月７日発行、発明者：Ｉ．カレット（Kalet）ほ
か）、米国特許第４，０１５，２２２号（１９７７年５
月２９日発行、発明者：Ｊ．ウェルナー（Werner））、
米国特許第４，１７０，７６４号（１９７９年１０月９
日、発明者：Ｊ．サルツ（Salz）ほか）、米国特許第
４，２４７，９４０号（１９８１年１月２７日発行、発
明者：Ｋ．Ｈ．ミューラー（Mueller））、米国特許第
４，３０４，９６２号（１９８１年１２月８日発行、発
明者：Ｒ．Ｄ．フレイカシ（Fracassi）ほか）、米国特
許第４，４５７，００４号（１９８４年６月２６日発
行、発明者：Ａ．ガーショウ（Gersho）ほか）、米国特
許第４，４８９，４１８号（１９８４年１２月１８日発
行、発明者：Ｊ．Ｅ．マゾ（Mazo））、米国特許第４，
５２０，４９０号（１９８５年５月２８日、発明者：
Ｌ．ウェイ（Wei））、米国特許第４，５９７，０９０
号（１９８６年６月２４日、発明者：Ｇ．Ｄ．フォーニ
（Forney）二世）。
【００１３】また、文脈から明らかなとおり、図示した
種々の信号導線にはアナログ信号または直列もしくは並
列のビットを通してもよい。
【００１４】図１において、テレビ（ＴＶ）信号源１０
１が、絵の情報を表すアナログ・ビデオ信号を発生し、
この信号が、ソース符号器１０４に渡される。ソース符
号器１０４は、データ要素の少なくとも１つの部分集合
が残りのデータ要素によって表される情報の部分より重
要な情報の一部を表すようなデータ要素からなるデジタ
ル信号を生成する。具体的には、各データ要素は１つの
データ・ビットであり、一連の記号期間の各々に対して
平均ｍ＋ｋの情報ビットが生成される。２Ｎがコンステ
レーション（後述）の次元数である場合、記号期間は、
Ｎ個の信号期間からなる。信号期間は、Ｔ秒の持続時間
を有し、従って、各記号期間は、ＮＴ秒の持続時間を有
する。ここに明示的に開示した実施例では、偶然に、２
次元のコンステレーションを使用している、即ちＮ＝１
である。そこで、これらの実施例に対しては、信号期間
および記号期間は同じである。
【００１５】前記のｍ＋ｋ情報ビットのうち、記号期間
あたりｍビットのストリームに含まれるビットは、導線
１０５に現れるが、記号期間あたりｋビットのストリー
ムに含まれ、かつ導線１０６に現れるビットより重要で
ある。
【００１６】導線１０５および１０６上のビットは、ス
クランブラ１１０および１１１において独立してスクラ
ンブルされ、それぞれｍおよびｋの並列ビットが導線１
１２および１１３上に出力される。（スクランブル処理
は、習慣的に直列ビット・ストリームに対して実施され
る。このように、図１に明示的には示していないが、ス
クランブラ１１０および１１１は、スクランブル処理の
前にそれぞれの入力ビットに対し並列／直列変換を行
い、さらに出力において直列／並列変換を行うものと仮
定できる。）次に、信号はチャネルに割り当てられる。
具体的には、導線１１２および１１３上のそれぞれのビ
ット・グループは、チャネル符号器１１４および１１５
に接続される。これらのチャネル符号器は、各記号期間
に、ｒおよびｐビットのそれぞれ拡張されたグループを
導線１２１および１２２上に生成する。ただし、ｒ＞ｍ
かつｐ＞ｋである。これらのビットの値の組み合わせ
で、チャネル記号の所定のコンステレーション（詳細に
後述するような図４のコンステレーションなど）の特定
のチャネル記号が特定される。特定されたチャネル記号
の複素平面座標がコンステレーション・マッパー１３１
（例えば、参照テーブルまたは論理要素をそのまま組み
合わせたものとして実現される）によって出力される。
次に、通常の通過帯域の整形およびテレビ変調が、通過
帯域整形器１４１およびテレビ変調器１５１によってそ
れぞれ行われる。そして、結果のアナログ信号は、アン
テナ１５２によって通信チャネル（この場合、自由空間
チャネル）で放送される。
【００１７】本発明の理論的基礎を理解するために、こ
こで図３を考察する。図３は、デジタル無線および音声
帯域データ伝送システムにおいて通常使用される種類の
標準的な２次元データ伝送コンステレーションを示す。
この標準的な方式（慣例的に直交振幅変調（ＱＡＭ）と
称する）において、それぞれ４つの情報ビットからなる
データ・ワードが、１６の可能な２次元チャネル記号の
１つへと割り当てられる。各チャネル記号は、同相座
標、即ちＩ座標を水平軸に、直交位相座標、即ちＱ座標
を垂直軸に有する。各軸におけるチャネル記号の座標
は、±１または±３であるから、各記号とそれに水平ま
たは垂直の方向に隣接する記号の各々との間の距離は、
すべての記号に対して同じであり、この距離は２であ
る。この一様な配置の結果として、同じ量の雑音免疫性
がすべての４情報ビットに与えられる。
【００１８】周知のとおり、記号を（この例では）１６
以上有する「拡張した」２次元コンステレーションがト
レリスまたはその他のチャネル符号に関連して使用され
る符号化変調方式を用いて、帯域幅の効率（信号期間あ
たりの情報ビット）を犠牲にすることなく雑音免疫性を
改善することが可能である。例えば、３２の記号からな
る２次元コンステレーションを８状態トレリス符号と共
に使用して図３の符号化しない場合より約４ｄＢ改善し
た雑音免疫性を達成しながら、依然として信号期間あた
り４情報ビットの伝送を与えることができる。しかしな
がら、この場合も、本質的に、すべての４情報ビットに
対し同じ量の雑音免疫性が与えられる。
【００１９】さらに、異なる等級のビットに対しチャネ
ル誘導エラーの異なる水準の保護を与える一方で、符号
化変調の周知の雑音免疫性および対域幅効率の利点が実
現されることが分かる。具体的には、最も重要なビット
の等級に対し、前記の通常の符号化変調方式で達成でき
るものより十分高い水準のエラー保護を達成することが
可能である。事実、図１の送信機は、さらに詳細に説明
するように、この概念を具体化するものである。
【００２０】図１の送信機で使用されるコンステレーシ
ョンは、例えば、図４に示した２次元の３２記号コンス
テレーションである。この信号コンステレーションの記
号は、「超記号」と称するグループへと分割される。具
体的には、図４のコンステレーションは、２r＝２2＝４
個の超記号に分割される。この例では、各グループを囲
む四角によって示したように、４象限にある点は、それ
ぞれの超記号を構成する。超記号は、総括的にΩb4b3と
表す。ただし、ｂ４＝０，１であり、ｂ３＝０，１であ
る。従って、４つの超記号は、Ω00、Ω01、Ω10、およ
びΩ11である。
【００２１】この例では、ｍ＝１．６２５かつｋ＝２．
１２５であるから、全体的なビットレートは、１記号あ
たり３．７５ビットであり、４３．３３％のビットが最
も重要なビットのクラスにある。（このような小数の平
均ビットレートを現実に達成できる方法は、この説明の
続きで明らかになる。）符号器１１４は、この符号器１
１４に入力される１．６２５ビットごとに平均０．３７
５ビットの冗長ビットを加えてｒ＝２となるようにす
る。符号器１１５は、この符号器１１５に入力される
２．１２５ビットごとに平均０．８７５ビットの冗長ビ
ットを加えてｐ＝３となるようにする。導線１２１上の
（ｒ＝）２ビットによって、４つの超記号のうちの１つ
を特定し、導線１２２上の（ｐ＝）３ビットによって、
特定された超記号内の８つのチャネル記号のうちの特定
のものを選択する。コンステレーションの分割は、超記
号の記号間の最小距離（図４ではｄ2で表す）がコンス
テレーション全体における記号間の最小距離と同じにな
るように、行われる。この特性が与えられると、（ａ）
符号器１１４および１１５によって実装される符号、お
よび（ｂ）比率ｄ1／ｄ2（ｄ1は、超記号間の最小距離
である）を適切に選択することによって、最も重要なビ
ットに対する雑音免疫性を高めることができる。（超記
号の任意の対の間の距離が一方の超記号の任意の記号と
他方の超記号の任意の記号との間の最小距離であると
き、パラメータｄ1は、超記号のすべての対の間の距離
の最小によって与えられる。）
【００２２】具体的には、４つの超記号が通常のコンス
テレーションの４つの通常の記号であるかのように、こ
こで符号化変調方式を最も重要なビットのために構成す
ることができる。そのような符号化変調方式を設計する
ために、４つの超記号を通常どうり所定の数の部分集合
に分割する。この場合、２つの部分集合があり、ｂ3の
値によって、超記号の各々が何れの部分集合に属するか
を示す。従って、部分集合「０」と称する１つの部分集
合は、超記号Ω00およびΩ10からなり、部分集合「１」
と称する他方の部分集合は、超記号Ω01およびΩ11から
なる。適切な符号を用いて最も重要な入力ビットを符号
化して、ａ）一連のこれらの部分集合を定義し、かつ
ｂ）その部分集合列の各部分集合に対し部分集合内の特
定の超記号を選択するような符号化された出力ビット流
を生成する。次に、このようにして選択された超記号の
各々から特定の記号を送信するべく選択するために、重
要度の低いビットを用いる。この例では、既に見たよう
に、この選択には、符号化変調の使用も伴う。
【００２３】チャネル符号器の中の最低１つは、マルチ
レベル符号を実施する。この例では、特に、それらの両
方がこれを実施する。既に述べたとおり、マルチレベル
符号は、符号化するべきデータ要素（この例では、ビッ
ト）を２つ以上の部分ストリームに分割した符号であ
る。そして、部分ストリームのうちの１つ以上の各スト
リームを、所望の任意の種類の符号を用いて、個々に冗
長符号化する。個々に符号化された部分ストリームは、
符号化されずに残った部分ストリームと共に、マルチレ
ベル符号の出力を形成する。
【００２４】符号器１１４および１１５に対する説明の
ための実施例を図５および６に示す。符号器１１４は、
２レベル符号を実施するため、２つの符号器１１４１お
よび１１４２を備えている。符号器１１４１によって実
施される冗長符号は、Ｇ．Ｃ．クラーク（Clark）二世
およびＪ．Ｂ．ケイン（Cain）による「デジタル通信の
ための誤り訂正符号化（Error-Correction Coding for
Digital Communications）」（ニュー・ヨーク：プリー
ナム、１９８１年）に示されているような通常のビット
率（Ｒ＝）７／８のゼロ・サム・パリティ・チェック符
号である。符号器１１４２によって実施される冗長符号
は、通信に関するＩＥＥＥ会報ＣＯＭ-３２巻p.315-p.3
18（１９８４年）のＹ．ヤスダほかによる「ソフト決定
のビタビ復号のための高率で破裂させた畳み込み符号
（High-rate punctured convolutional codes for soft
decision Viterbi decoding）」において示されたよう
な通常のビット率（Ｒ＝）３／４で破裂させた畳み込み
符号である。動作中、符号器１１４の内部の直列／並列
変換器１１４４は、８記号にわたって１３ビットを取り
入れ、前記のように記号期間あたりｍ＝１．６２５ビッ
トの平均入力ビット率を与える。変換器１１４４の出力
は、ビットからなる２つの部分ストリームからなる。一
方の部分ストリームにおいては、ビットが７の並列グル
ープで符号器１１４１に与えられる。他方の部分ストリ
ームでは、ビットが６の並列グループで符号器１１４２
に与えられる。符号器１１４１は、７入力ビットのすべ
てのグループに対し、８ビット・バッファ１１４７に与
えられる８出力ビットを生成する。同時に、符号器１１
４２は、６入力ビットのすべてのグループに対し、バッ
ファ１１４８に与えられる８出力ビットを生成する。バ
ッファ１１４７および１１４８の内容は同期的に読み出
され、各記号期間に２つの各バッファから１ビットずつ
ビットの対が導線１２１に与えられるようになってい
る。これらのビットが、前記のビットｂ3およびｂ4であ
る。ビットｂ3は、２つの部分集合「０」または「１」
の中の１つを特定し、ｂ4は、特定された部分集合の２
つの超記号の１つを特定する。このように、２つのビッ
トｂ3およびｂ4により、４つの超記号Ω00、Ω01、Ω1
0、およびΩ11の１つを特定する。
【００２５】符号器１１５は、３レベル符号を実現する
もので、それなりに符号器１１５１、１１５２および１
１５３を備えている。符号器１１５１および１１５２
は、それぞれ符号器１１４１および１１４２によって実
施されるものと同じ符号を実施する。符号器１１５３
は、前記のクラークおよびケインの文献に示されたよう
な率Ｒ＝１／２の畳み込み符号を実施する。動作中、直
列／並列変換器１１５４は、８記号の期間にわたって１
７ビットを取り込み、前記のように記号期間あたりｋ＝
２．１２５ビットの平均入力ビット率を与える。変換器
１１５４の出力は、ビットの３つの部分ストリームから
なる。１つの部分ストリームのビットは、７の並列グル
ープで符号器１１５１に与えられる。第２のストリーム
のビットは、６の並列グループで符号器１１５２に与え
られる。第３のグループでは、ビットが４の並列グルー
プで符号器１１５３に与えられる。７入力ビットのすべ
ての各グループに対し、符号器１１５１が、８出力ビッ
トを生成し、これらが８ビット・バッファ１１５７に与
えられる。６入力ビットの各グループに対し、符号器１
１５２が８出力ビットを生成し、これらが８ビット・バ
ッファ１１５８に与えられる。４入力ビットの各グルー
プに対し、符号器１１５３が８出力ビットを生成し、こ
れらが、８ビット・バッファ１１５９に与えられる。
【００２６】バッファ１１５７、１１５８および１１５
９の内容は、同期して読み出され、各記号の期間に３つ
の各バッファから１ビットずつ３つのビットが、導線１
２２に与えられるようになっている。これらの３つのビ
ット（ｂ2、ｂ1およびｂ0で表される）により、符号器
１１４の出力で特定される超記号から特定の記号が特定
される。この目的のために、図４に示したようにコンス
テレーション内の各記号に３ビットのラベルを付ける。
これらの３つのビットは、実際には前記のビットｂ2、
ｂ1およびｂ0である。
【００２７】各超記号の記号は、分割の第１のレベルで
２つの部分集合に分割される。各部分集合は、ラベル化
されたｂ0の値によって示される４つの記号からなる。
従って、１つの部分集合は、000、010、100および110で
示される４つの記号からなる。他方の部分集合は、00
1、011、101および111で示される４つの記号からなる。
これらの部分集合の各々の記号は、第２のレベルの分割
において２つの第２レベルの部分集合に分割され、それ
らのラベル化されたｂ0およびｂ1の値によって特定され
る。第２レベルの各部分集合は、ｂ2によって特定され
る２つの記号からなる。
【００２８】それぞれの超記号の記号へのラベルの割り
当ては、任意ではない。むしろ、符号器１１５１、１１
５２、および１１５３によって実施される符号は、分割
の各レベルにおける部分集合間の最小距離を考慮して決
定される。具体的には、分割の第１のレベルにおいて、
最も強力な符号、即ち、最低ビット率の符号（この場
合、符号器１１５３によって実施されるビット率Ｒ＝１
／２の符号）を用いてｂ0を生成する。これは、第１の
レベルにおける部分集合間の最小距離が最小であり、そ
の距離がｄ1だからである。第２の最も強力でない符
号、即ちそれぞれ符号器１１５２および１１５１によっ
て実施されるビット率Ｒ＝３／４およびＲ＝７／８の符
号が、ｂ1およびｂ2を生成する。これは、第２レベルの
部分集合の間の最小距離が第１のレベルの最小距離の２
1/2倍の大きさであるのに対し、第２レベルの各部分集
合にある記号間の最小距離が第１のレベルの最小距離の
２倍の大きさだからである。
【００２９】このようにエラー不均一保護信号方式にお
いてマルチレベル符号を使用することにより与えられる
利点を以下において説明する。しかし、最初に図２の受
信機を参照する。
【００３０】詳細には、アナログ放送信号が、アンテナ
２０１によって受信され、例えば復調などを含む処理ユ
ニット２１１における通常のテレビ・フロント・エンド
処理に掛けられ、さらにＡ／Ｄ変換器２１２によってデ
ジタル形式に変換される。次に、この信号は、通過帯域
チャネル等化器２２１によって等化され、これによっ
て、伝送された記号のＩ成分およびＱ成分の値に関する
等化器の最良評価値を表す信号が生成される。この評価
値は、以降「受信された記号信号」と称するが、並列の
導線２２２および２２３に渡され、チャネル復号器２３
１および２３２によってチャネル復号される。チャネル
復号器２３２の機能は、超記号の最尤シーケンスを特定
することであり、チャネル復号器２３１の機能は、記号
の最尤シーケンスを特定することである。従って、復号
器２３２の導線２３４への出力は、ビットｂ3およびｂ4
からなり、一方、復号器２３１の導線２３３への出力
は、ビットｂ0、ｂ1およびｂ2からなる。
【００３１】最も重要なビットおよび重要度の低いビッ
トのストリームは、この実施例では共にマルチレベル符
号化されるので、チャネル復号器２３１および２３２
は、それぞれマルチレベル復号器でなければならない。
ビタビ符号方式のような直接的な最尤符号化であれば、
この目的に使用することができる。しかしながら、現在
の説明のための実施例では、マルチレベル復号へのさら
に洗練された方法、即ち、多段復号と称する方法を用い
る。これは、周知の技術であり、詳細は、通信のＩＥＥ
Ｅ会報（ＣＯＭ３７巻p.222-p.229、１９８９年）の
Ａ．Ｒ．コールダーバンク（Calderbank）による「マル
チレベル符号および多段復号方式（Multilevel codes a
nd multistage decoding）」にあり、ここに参照によっ
て取り入れた。現在の目的のためには、多段復号がどの
ように実施されるかの概要を要約すれば十分である。
【００３２】具体的には、まずチャネル復号器２３２
が、符号器１１４（図５）内部で符号器１１４２によっ
て符号化されたビットを、符号器１１４１によって符号
化されたビットに対して行われた復号処理を参照するこ
となく独立して復元する。このため、図１５に示したよ
うに、復号器２３２は、復号ｂ3回路２３２１、復号ｂ4
回路２３２３および遅延要素２３２２を含む。動作中、
受信された記号信号は、（Ω01 υ Ω11）および（Ω00
υ Ω10）において受信された信号の記号に最も近い記
号---およびそれに関係付けられた距離---を最初に見つ
けることによってビットｂ3を復号するために、回路２
３２１によって処理される。次に、符号器１１４２（図
５）によって実施される符号の通常のビタビ復号によっ
てトレリス経路を延長し、その符号器によって符号化さ
れた以前の符号化情報に関する最終決定を生成する。復
号されたビット----元の最も重要なビットの１つ----が
導線２３４に出力として与えられる。また、このビット
は、符号器１１４２の符号を用いて回路２３２１の内部
で再び符号化し、ビットｂ3を回路２３２３だけでな
く、後述のように導線２３６を介してチャネル復号器２
３１（図１６）にも与える。受信された記号信号の一部
は、遅延要素２３２２により、直前で説明したようにビ
ットｂ3の値を与えるに十分な時間だけ送らせる。そし
て、この信号は、回路２３２３へのビットｂ3と共に回
路２３２３に与えられ、ビットｂ4の決定に進む。ビッ
トｂ4の決定は、具体的には、超記号Ω0b3およびΩ1b3
において受信された信号の記号に最も近い記号----およ
びそれに関係付けられた距離----を最初に求めることに
よって、行う。これらの距離は、バッファに記憶され、
符号器１１４１（図５）によって実施された符号の最尤
復号を行うために使用され、これによって、もう１つの
最も重要なビットを導線２３４に与える。同時に、この
ビットを回路２３２３の内部で再び符号化して、ビット
ｂ4をチャネル復号器２３１の導線２３６に与える。
【００３３】なお、この時点で、回路２３２１および２
３２３は、明らかにそれぞれの機能を実行するために使
用されているコンステレーションに関する情報の期間内
に与えられなければならない。この情報は、例えば、コ
ンステレーション記憶装置２３２５に記憶され、「Ａ」
として示されたその出力は、それら双方の回路のほか、
図１６の復号器２３１にも与えられる。
【００３４】最も重要なビットが導線２３４に与えら
れ、ビットｂ3およびｂ4の値が復号器２３１の導線２３
６に与えられると、後者のチャネル復号器の内部で多段
復号を進めて、重要度の低いビットを復元することがで
きる。このため、図１６に示したように、復号器２３１
は、復号ｂ0回路２３１５、復号ｂ1回路２３１６、復号
ｂ2回路２３１７、および遅延要素２３１１、２３１
２、および２３１３を備えている。動作中、受信された
記号信号を復号器２３２内部の処理遅延に等しい量だけ
遅らせることにより、回路２３１５が、受信された記号
信号を受信すると同時にビットｂ3およびｂ4が与えられ
るようにする。次に、回路２３１５は、超記号Ωb4b3の
中で、受信された信号の記号に最も近く、ｂ0＝０かつ
ｂ1＝１であるような記号を最初に求める。次に、それ
ら２つの最も近い記号に関係付けられた距離を用いて、
ビットｂ0の復号、従って重要度の低いビットの１つの
復元へと最終的に導いて、前記のようにトレリス経路を
延長する。そして、このビットを回路２３１５の内部で
再び符号化して、ビットｂ0の値を回路２３１６および
２３１７に与えることができるようにする。後者は、遅
延要素２３１２および２３１３の遅延が、再符号化され
たビットを必要に応じて回路２３１６および２３１７の
各々が受信できるようにするに十分である場合、他方の
復号回路に関して上述したものと類似の要領で動作し
て、他方の重要度の低いビットを復元する。
【００３５】多次元の記号が用いられる場合の復号も、
類似の要領で実施される。
【００３６】復号器２３１および２３２によって導線２
３３および２３４に出力されるビットは、デスクランブ
ラ２４１および２４２（送信器におけるスクランブラ１
１１および１１０の逆関数をそれぞれ実行する）により
デスクランブルされる。次に、適切なテレビ受信機によ
り表示できるように書式化されたテレビ信号をソース復
号器２５３によってデスクランブラの出力から生成する
ことによって、元のテレビ情報を復元する。次に、この
信号をテレビ受信機２６０のテレビ視聴者に与える。
【００３７】図１および２のシステムによって実施され
るエラー不均一保護信号方式の性能は、丁度説明したよ
うに、公称符号化利得（即ち、非常に低い誤り率での符
号化利得）によって特徴付けることができ、これは、符
号化しない１６ＱＡＭシステムの信号対雑音比を上回る
ＳＮＲにおける利得である。通常の符号のそれぞれの状
態の数を１６に選定した場合、最重要ビットおよびそれ
ほど重要でないビットに対する利得は、それぞれ６．２
４ｄＢおよび２．７０ｄＢである。しかし、マルチレベ
ル符号化を使用することに特有の利点は、達成された符
号化利得の特定のレベルに完全に依存するわけではな
い。マルチレベル符号化を使用しない不均一エラー保護
信号方式により、特定の用途において、それに匹敵する
かまたはそれ以上の符号化利得の結果を達成できる。し
かし、マルチレベル符号化の使用が特に有利なところ
は、用途が与えられた場合、所望の性能基準を選択し、
それらの基準を満たす符号化方式に容易に到達するため
の大いに高い可能性をシステム設計者に与える能力にあ
る。
【００３８】例えば、前記のシステムの全体的なデータ
・レートは、符号器１１４１および１１５１によって実
施される符号をレートＲ＝１５／１６のゼロ・サム・パ
リティ検査符号に変更する（ほか、符号器において８ビ
ットではなく１６ビットのバッファを用いる）ことによ
って、符号化利得に影響を与えることなく記号あたり
３．７５ビットから３．８７５ビットへと増加させるこ
とができる。（同時に、最重要ビットの割合が、４３．
３３％から４３．５５％まで極わずか増加する。）もう
１つの例として、最重要ビットの割合は、３４．３７５
％まで減らすことができるが、同時に、ａ）符号器１１
４１、１１４２、１１５２、および１１５３により実施
される符号を、ビット率Ｒ＝７／８の破裂畳み込み符
号、ビット率Ｒ＝３／４の畳み込み符号、ビット率Ｒ＝
７／８のゼロ・サム・パリティ検査符号へと変更し、さ
らにｂ）バッファ１１５７に加えられるビットが符号化
されていないビットとなるように符号器１１５１を除去
することによって、前記のビットに与えることのできる
エラー保護のレベルを増加させることができる。この構
造により、最重要ビットに対しては８ｄＢ、重要度の低
いビットに対しては０．２２ｄＢの符号化利得が達成さ
れる。さらに、図４におけるｄ2／ｄ1の比を変えること
によって、最重要ビットの利得と重要度の低いビットの
利得との間でトレード・オフを行うことができる。従っ
て、マルチレベル符号化の使用により、所望のシステム
の設計基準を満たすために実質的に無限の範囲の設計パ
ラメータ----符号のビット率、符号の複雑さ、全体的な
符号方式の冗長性、（重要度の低いビットに使用される
ものに対比した場合の）最重要ビットのエラー保護に使
用されるその冗長性の端数----が利用者に許される。こ
の柔軟性は、種々の異なる数の記号、記号配置、超記号
のグループ化方式、および部分集合の分割方式を有する
コンステレーションを含む種々の異なるコンステレーシ
ョンを用いることによって、さらに高めることができ
る。実際に、本発明によれば、新たな種類のコンステレ
ーションを有利に用いて、システム設計者に一層の柔軟
性を提供することができる。これらのコンステレーショ
ンは、コンステレーション内部の特別な距離関係に特徴
がある。事実、符号化変調方式の設計における重要なパ
ラメータは、いわゆる部分集合内距離である。このパラ
メータは、部分集合内の２つの記号間の最小距離であ
る。本発明の場合とは異なり均一のエラー保護を与えよ
うとする符号化変調方式の場合、設計の制約は、すべて
の部分集合にわたってとられる部分集合内距離の最小値
を最大にするようにコンステレーションを部分集合に分
割することである。この値（「最大部分集合内距離」ま
たはＭＩＤと定義する）は、特定の分割方式が与えら
れ、特定の部分集合の部分集合内距離を（記号対部分集
合の割り当てを変更することによって）さらに増大させ
ようとしても前記の最小値がそれ以上増大しない時に、
達成されるものである。
【００３９】さらに、エラー均一保護方式とエラー不均
一保護方式との間の重要な相違に留意する必要がある。
前者においては、いわゆる符号化済みのビットに対する
エラー保護は、部分集合シーケンスの間の最小距離によ
って決定される一方、符号化されていないビットに対す
るエラー保護は、１つの部分集合内部の記号間の最小距
離によって決定される。エラー均一保護方式の設計の場
合、すべてのデータに対して均一なエラー保護が望まれ
るので、これら２つの最小値は互いに可能な限り近い方
が望ましい。これらの方式の性能は、部分集合内の記号
間の距離によって支配される。このことは、部分集合シ
ーケンスの間に所望の距離を達成するために符号の複雑
さをいつでも増すことができるという事実に起因する。
【００４０】不均一なエラー保護の場合、対比してみる
と、超記号における記号は、重要度の低いビットによっ
て選択される。これらの記号間の距離は、ＭＩＤより十
分小さくすることができる。事実、その距離は、全体と
してのコンステレーションの記号間の距離のみによって
制限される。この距離は、重要度の低いビットに対し必
要な水準のエラー保護を与えるように選定される。その
距離を一度固定すると、この事実を利用するために部分
集合の分割を行うことができ、このようにして、同じ複
雑さで通常の符号化変調によって可能であるより長い超
記号シーケンス間の距離の実現を可能とする。このよう
にして、もはや制約を受けることなく、超記号の内部に
おいてすべての記号を互いに離しておくことができる。
【００４１】以上のことを考慮すると、エラー不均一保
護信号方式において有用なコンステレーションは、超記
号の中の少なくとも１つの超記号の記号の少なくとも幾
つかの間の最小距離がＭＩＤより小さいという事実によ
って特徴付けられる。事実、この一般的な種類のコンス
テレーションは周知である。しかしながら、従来の分野
では、超記号の記号間の最小距離は、全体としてのコン
ステレーションの記号間の最小距離と同じである。対比
してみると、本発明の原理を実現したコンステレーショ
ンはそれほど制約を受けない。つまり、超記号の中の少
なくとも１つの超記号の記号の中の少なくとも幾つかの
間の最小距離は、全体としてのコンステレーションの記
号間の最小距離より大きく、やはりＭＩＤより依然とし
て小さい。図解的に言えば、この基準を満たすコンステ
レーションは、一般に、（均一なエラー保護方式に使用
されるコンステレーションの部分集合がそうであるよう
に）少なくともある程度は重複する超記号を有すると思
われる。つまり、少なくとも１つの超記号の少なくとも
１つの記号が、異なる超記号の各記号対に、その記号対
の互いの距離より近くなる。
【００４２】本発明の原理を具体化する説明のための３
２記号のコンステレーションを図７に示す。このコンス
テレーションは、４つの超記号に分割され、それを構成
する記号には、それぞれＡ、Ｂ、ＣおよびＤとラベルを
付けてある。「Ｘ」とラベルを付けた距離は、例えば１
であることもあり、これによって、個々の記号が不均一
に配置されたコンステレーションを与えることができ
る。あるいは、「Ｘ」を----３1/2のように----１より
大きくすることも可能であり、これによって、超記号間
の距離の幾つかは大きくなる。これにより、エラー保護
の所望の水準を達成する上で設計の自由度がさらに加え
られる。
【００４３】図７のコンステレーションのＭＩＤは、
「２」であり、これは、図８（同じコンステレーション
がエラー均一保護を与えるように分割されている）の考
察から確認することができる。つまり、例えば「Ａ」と
ラベルが付けられた任意の２つの記号間の最小距離が実
際に「２」である。図７において、対比してみると、本
発明により対応する最小距離は、「２」より小さい。具
体的には、２1/2である。さらに、図式的に見ることに
より、部分集合ＡおよびＢは、部分集合ＣおよびＤと同
様に互いに重複し合う。（従って、図４において行った
ように超記号を囲む四角を描くことは不可能である。）
【００４４】別の説明のための、本発明の原理を実現す
るコンステレーション（これは６４個の記号を有する）
を図９に示す。この場合も、コンステレーションは、図
７に対して使用したものと同様のラベルの付け方を用い
てラベル付けした４つの超記号に分割されている。
【００４５】（図１０から図１４のコンステレーション
も、上記の二重距離基準は満たさないが、使用可能であ
る。これらのコンステレーションにおいても上記と同様
のラベルの付け方を用いているので、それについては、
さらに説明の必要はない。）
【００４６】次の第１表および第２表は、ａ）マルチレ
ベル符号化の使用、および、ｂ）本発明の原理を実現す
るコンステレーション、の組合せによって与えられる優
れた柔軟性を示すものである。エラー不均一保護信号方
式により、ａ）最重要ビットの割合、ｂ）符号の全体的
な冗長度、ｃ）符号化利得、およびピーク電力対平均電
力の比（これは、地上および衛星の電話チャネルのよう
な電力が限られたチャネルの場合、重要な考慮項目であ
る）の種々の異なる組み合わせが与えられる。第１表
は、ビットの２５％が最重要ビットを構成する符号の表
である。第２表は、その他の種々の割合のビットが最重
要ビットを構成する符号の表である。さまざまな可能性
のうちには、本発明の原理を実現する図７および図９の
コンステレーションを使用する実施例もある。
【表１】
【表２】
【表３】
【００４７】これらの表において、Ｐは次元あたりの平
均電力を表し、ＰＡＲはピーク電力対平均電力の比を、
ｄ2はその引数によって表される超記号の間のユークリ
ッド距離の２乗を、Γは最重要ビットに対する公称符号
化利得を、そしてγは重要度の比較的低いビットに対す
る公称符号化利得を示し、［ｇ1，ｇ2］は指定された畳
み込み符号に対する８進表記の生成マトリックスであ
り、Ｌはパリティ検査符号の長さである。不均一なコン
ステレーションに対する不均一性の程度は、ｚによって
決定される。また、これらの表は、達成可能な利得をｘ
の関数として示す。
【００４８】第１表および第２表に掲げたようなエラー
不均一保護信号方式の設計において、一般に、あるパラ
メータの値が与えられなければならない。これらの値に
は、（ａ）利用可能なチャネルの帯域幅、（ｂ）最悪の
場合のチャネルＳＮＲ、（ｃ）ビットの等級の数、
（ｄ）各等級におけるビットの割合、（ｅ）最悪なチャ
ネル状態の下で最終的に受信される信号の所望の品質、
（ｆ）容認できる復号器の複雑度、および（ｇ）ピーク
電力対平均電力の比が含まれる。これらが与えられる
と、与えられたパラメータの値を用いてエラー不均一保
護方式の設計に移ることができる。
【００４９】一般に、記号あたり約１つの全体的冗長ビ
ットを許すように信号コンステレーションを選択するこ
とから開始する。必要な超記号の数は、記号あたりの重
要なビットの実際の数によって決定する。例えば、ビッ
トの２５％以上で５０％以下が重要であり、利用できる
帯域幅および必要とされる全体的なビット率により、例
えば記号あたり４情報ビットと示される場合、記号あた
り１情報ビットを伝送しなければならない。さらに、重
要なビットに対しある量の冗長性を与えることが望まれ
ると仮定すると、４つの超記号を有する２次元コンステ
レーションを用いることが合理的である。ここに開示し
た種々のコンステレーションやその他の所望のコンステ
レーションを初期の設計の選択として使用することがで
きる。特に、本発明の原理を実現するコンステレーショ
ンが使用可能である。次に、ビット流に対して使用する
べき符号化方式を、必要な相対的な冗長性によって選択
する。分析により、最悪の場合のＳＮＲにおいて望まれ
る品質がこの時点で至る設計により達成できないような
らば、実際にそれを達成できるかどうかを調べる目的で
別のコンステレーション（図７および９に示すパラメー
タ「Ｘ」の異なる値を有するコンステレーションを含
む）か、またはその他の符号を調査することができる。
これができないようならば、容認可能な復号器の複雑度
のような以前に与えた条件を１つ以上緩和しなければな
らない場合もある。符号の設計の選択に影響し得る他の
パラメータのほか、他の設計基準も考えられる。
【００５０】本発明の１つの目的によれば、特定された
各超記号から記号を選択するために使用されるビットの
値をそれらの記号に割り当てるのに都合のよい方法が与
えられる。その方法に従って、それぞれ異なる超記号か
らの記号の対の間の距離がそれら２つの超記号の記号の
任意の対の間の最小距離である場合、前記の記号の対を
同じ重要度の比較的低いビットの値に割り当てる。この
ような方法を図１０に示す。同図においては、図４と同
様に、各記号は、ｂ2、ｂ1およびｂ0の組の値でラベル
が付けられている。例えば、超記号Ω00、Ω01、Ω10、
およびΩ11のそれぞれにおいて１１０とラベル付けされ
た記号は、すべて前記の基準を満たす。このようなラベ
ルの付け方（これは、コンステレーションおよび超記号
の幾何学的状態に応じて等級を変化させるように実現す
ることができる）は、正しい超記号シーケンスの再生時
にエラーが起こっても重要度の比較的低いビットが正し
く復号される確率が改善されるという点において好都合
である。これに加えて、前記の最小距離基準を満たさな
いような記号に対するビット割り当てを同様に賢明に選
択することよってさらに恩恵を得ることも可能である。
しかしながら、これは、図４のコンステレーションに関
連して先に説明した例の場合のように超記号の内部の記
号に対して実施される符号化によって課せられる制限の
範囲内で実行する必要がある。
【００５１】以上は、本発明の原理を単に説明しただけ
である。例えば、２次元のコンステレーションを示した
が、本発明は、２次元以上のコンステレーションを用い
る方式の場合も使用することができる。
【００５２】また、本明細書では、例えばソース符号
器、スクランブラのように個別的な機能構成ブロックに
よって実施されるように本発明を説明したが、それらの
構成ブロックの任意の１つ以上を１つ以上の適切なプロ
グラムされたプロセッサ・チップ、デジタル信号プロセ
ッサ（ＤＳＰ）チップなどを用いて実施することも可能
である。
【００５３】従って、この技術分野の当業者であれば、
本発明の種々の変形例が考えられるが、それらはいずれ
も本発明の技術的範囲に包含される。
【００５４】尚、特許請求の範囲に記載した参照番号
は、発明の容易なる理解のためで、その技術的範囲を制
限するように解釈されるべきではない。
【００５５】
【発明の効果】本発明によれば、非重要データ要素値が
正確に復号される確率は、超記号内の特定の記号に非重
要データ要素値を割り当てる特定の方式によって増加さ
れる。特に、それぞれ異なる超記号からの記号の対に対
して、その記号対の間の距離が、それら２つの超記号の
記号の任意の対の間の最小距離である場合、その記号対
に同一の非重要データ要素値が割り当てられる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を使用可能な送信機のブロック図であ
る。
【図２】図１の送信機によって送信される送信信号のた
めの受信機のブロック図である。
【図３】従来の技術の信号コンステレーションの図であ
る。
【図４】超記号を有する信号コンステレーションの図で
ある。
【図５】図１の送信機において使用されるマルチレベル
符号器の図である。
【図６】図１の送信機において使用されるマルチレベル
符号器の図である。
【図７】本発明の原理によって、図１の送信機で使用可
能な信号コンステレーションの図である。
【図８】エラー均一保護方式で一般に使用される種類の
信号コンステレーションの図である。
【図９】図１の送信機で使用可能な他の信号コンステレ
ーションの図である。
【図１０】図１の送信機で使用可能な他の信号コンステ
レーションの図である。
【図１１】図１の送信機で使用可能な他の信号コンステ
レーションの図である。
【図１２】図１の送信機で使用可能な他の信号コンステ
レーションの図である。
【図１３】図１の送信機で使用可能な他の信号コンステ
レーションの図である。
【図１４】図１の送信機で使用可能な他の信号コンステ
レーションの図である。
【図１５】図２の受信機で用いられる多段復号器の例を
示す図である。
【図１６】図２の受信機で用いられる多段復号器の例を
示す図である。
【符号の説明】
１０１ ビデオ信号源 １０４ ソース符号器 １１０、１１１ スクランブラ １１４、１１５ チャネル符号器 １３１ コンステレーション・マッパー １４１ 通過帯域整形器 １５１ テレビ変調器 ２１１ テレビ・フロント・エンド処理 ２１２ Ａ／Ｄ ２２１ 通過帯域チャネル等化器 ２３１、２３２ チャネル復号器 ２４１、２４２ デスクランブラ ２５３ ソース復号器 ２６０ テレビ受信機
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ナンビラヤン セシャドリ アメリカ合衆国 07928 ニュージャー ジー チャサム、ヴァン ホーテン ア ヴェニュー 88 (56)参考文献 特開 平２−2277（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−39239（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−237646（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−228465（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−11829（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−291744（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04L 27/34 H03M 13/00 H04N 7/24

Claims (6)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 １記号期間あたりｍ＋ｋビットのデータ
    ビットからなるデータビットグループを連続してチャネ
    ル符号化する装置において、 ｒ＞ｍとして、各記号期間中に、データビットグループ
    のｍビットを冗長符号化してｒビットの冗長符号化ビッ
    トグループを生成する手段（１１０、１１４）と、 所定のチャネル記号コンステレーションの複数のチャネ
    ル記号からそれぞれ構成される２r個の超記号のうちの
    特定の１つを、前記ｒビットの値の関数として特定する
    手段（１３１）と、 特定された１個の超記号のチャネル記号のうちの選択さ
    れた１つを表す信号を生成する手段（１１１、１１５）
    とからなり、 前記選択は、前記ビットグループの前記ｍビット以外の
    ｋビットの値の関数として実行され、 前記２r個の超記号のうちの少なくとも１つの中の記号
    間の最小距離が、（ａ）前記コンステレーションの最大
    部分集合内距離より小さく、（ｂ）前記コンステレーシ
    ョン全体の記号間の最小距離より大きいことを特徴とす
    るチャネル符号化装置。
  2. 【請求項２】 異なる２つの超記号から１つずつとった
    ２個の記号間の距離が、該２つの超記号から任意に１つ
    ずつとった記号間の距離の最小値に等しい場合に、該２
    個の記号に前記ｋビットの同じ値の集合が割り当てられ
    るように、前記コンステレーションの記号に前記ｋビッ
    トの値の集合を割り当て、その割り当てられる値の関数
    として前記選択が実行されることを特徴とする請求項１
    の装置。
  3. 【請求項３】 前記ｍビットが、前記ｋビットによって
    表される情報の部分より重要な情報の部分を表すよう
    に、ソース符号化入力情報によって前記データビットを
    生成する手段（１０４）をさらに有することを特徴とす
    る請求項１の装置。
  4. 【請求項４】 前記情報がテレビ情報であることを特徴
    とする請求項３の装置。
  5. 【請求項５】 前記生成手段が、ｐ＞ｋとして、ｐビッ
    トの冗長符号化グループを生成するために前記ｋビット
    を符号化し、該ｐビットの冗長符号化グループに応答し
    て前記記号を選択することを特徴とする請求項４の装
    置。
  6. 【請求項６】 データ要素の第１グループを符号化して
    データ要素の第１冗長符号化グループを生成するステッ
    プと、 第１冗長符号化グループに応答して、所定のチャネル記
    号コンステレーションの複数の記号からそれぞれ構成さ
    れる複数の超記号のうちの１つを特定するステップと、 第２グループのデータ要素に少なくとも応答して、特定
    された超記号の記号のうちの特定の１つを選択するステ
    ップと、 選択された記号を表す信号を通信チャネルに送信するス
    テップとからなり、 超記号のうちの少なくとも１つの中の記号間の最小距離
    が、（ａ）前記コンステレーションに対する最大部分集
    合内距離より小さく、（ｂ）前記コンステレーション全
    体の記号間の最小距離より大きいことを特徴とするチャ
    ネル符号化方法。
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