JP2744539B2 - デジタル信号受信装置 - Google Patents
デジタル信号受信装置Info
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- JP2744539B2 JP2744539B2 JP4010692A JP1069292A JP2744539B2 JP 2744539 B2 JP2744539 B2 JP 2744539B2 JP 4010692 A JP4010692 A JP 4010692A JP 1069292 A JP1069292 A JP 1069292A JP 2744539 B2 JP2744539 B2 JP 2744539B2
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- Japan
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- signal
- frequency
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- digital
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、携帯電話やＬＡＮ等の
高速デジタル信号伝送用の無線ネットワークで使用され
るデジタル信号受信装置に関し、受信高周波信号の周波
数ＦCとは異なる周波数ＦLの参照信号により周波数｜Ｆ
C−ＦL｜でビートするベースバンド信号を検波する位相
検波手段と、その位相検波手段による出力信号と１タイ
ムスロット前の出力信号とから変調デジタル信号を検波
するデジタル遅延検波手段とからなるデジタル信号受信
装置に関する。
高速デジタル信号伝送用の無線ネットワークで使用され
るデジタル信号受信装置に関し、受信高周波信号の周波
数ＦCとは異なる周波数ＦLの参照信号により周波数｜Ｆ
C−ＦL｜でビートするベースバンド信号を検波する位相
検波手段と、その位相検波手段による出力信号と１タイ
ムスロット前の出力信号とから変調デジタル信号を検波
するデジタル遅延検波手段とからなるデジタル信号受信
装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】上述のデジタル信号受信装置は、受信高
周波信号を直交検波回路を用いて構成されていた従来装
置を小型化するために、図３に示すように、前記位相検
波手段２により抽出された周波数｜ＦC−ＦL｜でビート
するベースバンド信号を、ビート周波数のπ／２間隔で
Ａ／Ｄ変換して、直交する２成分を導出して、１タイム
スロット遅延させる直交成分導出手段３６と、それによ
り導出された直交成分データと１タイムスロット前の直
交成分データとを演算して変調デジタル信号を検波する
加減乗算器でなる演算手段３７とで遅延検波手段３を構
成するものが提案されている（特願平２−２５２３３８
号記載）。
周波信号を直交検波回路を用いて構成されていた従来装
置を小型化するために、図３に示すように、前記位相検
波手段２により抽出された周波数｜ＦC−ＦL｜でビート
するベースバンド信号を、ビート周波数のπ／２間隔で
Ａ／Ｄ変換して、直交する２成分を導出して、１タイム
スロット遅延させる直交成分導出手段３６と、それによ
り導出された直交成分データと１タイムスロット前の直
交成分データとを演算して変調デジタル信号を検波する
加減乗算器でなる演算手段３７とで遅延検波手段３を構
成するものが提案されている（特願平２−２５２３３８
号記載）。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上述した従来
のデジタル信号受信装置よりも更に小型化、低価格化す
ることが望まれており、本発明の目的はこれら要求に鑑
みてなされた点にある。
のデジタル信号受信装置よりも更に小型化、低価格化す
ることが望まれており、本発明の目的はこれら要求に鑑
みてなされた点にある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
本発明によるデジタル信号受信装置の特徴構成は、受信
高周波信号と、搬送波の周波数Ｆ C 、変調デジタル信号
のシンボルレートＦ B 、正整数Ｎに対して、 ｜Ｆ C −Ｆ L ｜＝Ｎ・Ｆ B なる関係を有する周波数Ｆ L の参照信号とから、周波数
Ｆ C −Ｆ L でビートするベースバンド信号を検波する位相
検波手段と、 その位相検波手段による出力信号と１タイ
ムスロット前の出力信号とから変調デジタル信号を再生
するデジタル遅延検波手段とからなるデジタル信号受信
装置であって、 前記デジタル遅延検波手段を、｜Ｆ C −
Ｆ L ｜・２ n （ｎは正整数）のクロック周期で計時する
カウンタと、前記ベースバンド信号のビート周期に同期
してサンプリングされた前記カウンタの値と、１タイム
スロット前に前記ベースバンド信号のビート周期に同期
してサンプリングされた前記リングの値から連続する２
シンボル間の位相変化を抽出するデータ判別回路を備
え、前記データ判別回路の出力に基づいて変調デジタル
信号を再生するように構成してある 点にある。
本発明によるデジタル信号受信装置の特徴構成は、受信
高周波信号と、搬送波の周波数Ｆ C 、変調デジタル信号
のシンボルレートＦ B 、正整数Ｎに対して、 ｜Ｆ C −Ｆ L ｜＝Ｎ・Ｆ B なる関係を有する周波数Ｆ L の参照信号とから、周波数
Ｆ C −Ｆ L でビートするベースバンド信号を検波する位相
検波手段と、 その位相検波手段による出力信号と１タイ
ムスロット前の出力信号とから変調デジタル信号を再生
するデジタル遅延検波手段とからなるデジタル信号受信
装置であって、 前記デジタル遅延検波手段を、｜Ｆ C −
Ｆ L ｜・２ n （ｎは正整数）のクロック周期で計時する
カウンタと、前記ベースバンド信号のビート周期に同期
してサンプリングされた前記カウンタの値と、１タイム
スロット前に前記ベースバンド信号のビート周期に同期
してサンプリングされた前記リングの値から連続する２
シンボル間の位相変化を抽出するデータ判別回路を備
え、前記データ判別回路の出力に基づいて変調デジタル
信号を再生するように構成してある 点にある。
【０００５】
【作用】位相検波手段から出力された周波数Ｆ C −Ｆ L で
ビートの発生しているベースバンド信号に対して、カウ
ンタによりその周波数の２ n 倍で繰り返し計時すること
によりビートの１周期が複数周期にわたり繰り返し計時
される。前記ベースバンド信号のビート周期に同期して
前記カウンタによるカウント値をサンプリングすると、
原則的には同一シンボル内でビート周期に同期して得ら
れた複数回のサンプリング値は一定になる。連続する２
シンボル間でシンボルが切り替わると、前記ベースバン
ド信号の位相の変化（例えば、ＢＰＳＫの場合であれば
πの位相の変化）に対応して前記カウンタのカウント値
には一定のオフセットが加わる結果、１シンボル目のサ
ンプリング値と２シンボル目のサンプリング値には前記
オフセット値に相当する値だけ差が生じることになる。
その結果、連続する２シンボル間で、１タイムスロット
離れたサンプリングタイミングにおけるカウント値が等
しければ両シンボルは同位相であり、異なれば両シンボ
ルは位相が異なっていると判別できる。 例えば、図２に
示すように、２相位相変調された信号では、ビートの発
生しているベースバンド信号の１タイムスロットの最初
の立ち上がりの所謂ゼロクロス点からからビート周波数
の１周期の間のカウンタ値と、次の１タイムスロットの
最初の立ち上がりの所謂ゼロクロス点からから同じく１
周期の間のカウンタ値から時間差を求め、前回とほぼ同
一であれば同相であり前回と異なればπの値だけずれて
いると判別するのである。詳述すると、所定の閾値、例
えば位相差がπ／２に相当するカウント値に対して、時
間差が小であれば同相であり、時間差が大であればπだ
けずれていると判別するのである。 本発明によれば、ベ
ースバンド信号のビート周期に同期してカウンタの出力
が複数回サンプリングされることになるので、サンプリ
ングタイミングを適宜選択すること等により、１シンボ
ル内で単一サンプリングする場合に問題となる搬送波等
の局所的周波数変動による影響が軽減されることにな
る。
ビートの発生しているベースバンド信号に対して、カウ
ンタによりその周波数の２ n 倍で繰り返し計時すること
によりビートの１周期が複数周期にわたり繰り返し計時
される。前記ベースバンド信号のビート周期に同期して
前記カウンタによるカウント値をサンプリングすると、
原則的には同一シンボル内でビート周期に同期して得ら
れた複数回のサンプリング値は一定になる。連続する２
シンボル間でシンボルが切り替わると、前記ベースバン
ド信号の位相の変化（例えば、ＢＰＳＫの場合であれば
πの位相の変化）に対応して前記カウンタのカウント値
には一定のオフセットが加わる結果、１シンボル目のサ
ンプリング値と２シンボル目のサンプリング値には前記
オフセット値に相当する値だけ差が生じることになる。
その結果、連続する２シンボル間で、１タイムスロット
離れたサンプリングタイミングにおけるカウント値が等
しければ両シンボルは同位相であり、異なれば両シンボ
ルは位相が異なっていると判別できる。 例えば、図２に
示すように、２相位相変調された信号では、ビートの発
生しているベースバンド信号の１タイムスロットの最初
の立ち上がりの所謂ゼロクロス点からからビート周波数
の１周期の間のカウンタ値と、次の１タイムスロットの
最初の立ち上がりの所謂ゼロクロス点からから同じく１
周期の間のカウンタ値から時間差を求め、前回とほぼ同
一であれば同相であり前回と異なればπの値だけずれて
いると判別するのである。詳述すると、所定の閾値、例
えば位相差がπ／２に相当するカウント値に対して、時
間差が小であれば同相であり、時間差が大であればπだ
けずれていると判別するのである。 本発明によれば、ベ
ースバンド信号のビート周期に同期してカウンタの出力
が複数回サンプリングされることになるので、サンプリ
ングタイミングを適宜選択すること等により、１シンボ
ル内で単一サンプリングする場合に問題となる搬送波等
の局所的周波数変動による影響が軽減されることにな
る。
【０００６】
【発明の効果】本発明により、１シンボル内で単一サン
プリングする場合における搬送波等の局所的周波数変動
等に起因するビット誤り率の向上を達成しながらも、従
来よりも更に小型化、低価格化が図られたデジタル信号
受信装置を提供することができるようになった。
プリングする場合における搬送波等の局所的周波数変動
等に起因するビット誤り率の向上を達成しながらも、従
来よりも更に小型化、低価格化が図られたデジタル信号
受信装置を提供することができるようになった。
【０００７】
【実施例】以下に実施例を説明する。図１に示すよう
に、データ伝送速度（シンボルレートＦ B ）１Ｍｂｐｓ
のデジタル信号で２相位相変調〔ＢＰＳＫ〕された周波
数１５０ＭＨｚの高周波信号を受信するデジタル信号受
信装置は、受信信号を増幅する高周波増幅手段１と、そ
の高周波増幅手段１の出力信号からベースバンド信号を
検波する位相検波手段２と、その位相検波手段２による
出力信号と１タイムスロット前の出力信号とから変調デ
ジタル信号を検波するデジタル遅延検波手段３とで構成
してある。
に、データ伝送速度（シンボルレートＦ B ）１Ｍｂｐｓ
のデジタル信号で２相位相変調〔ＢＰＳＫ〕された周波
数１５０ＭＨｚの高周波信号を受信するデジタル信号受
信装置は、受信信号を増幅する高周波増幅手段１と、そ
の高周波増幅手段１の出力信号からベースバンド信号を
検波する位相検波手段２と、その位相検波手段２による
出力信号と１タイムスロット前の出力信号とから変調デ
ジタル信号を検波するデジタル遅延検波手段３とで構成
してある。
【０００８】前記高周波増幅手段１は、アンテナからの
受信信号のうち搬送周波数１５０ＭＨｚの信号を検波す
るフィルタＢＰＦと、その出力を増幅する高周波増幅器
１０と、その高周波増幅器１０の出力レベルを制御する
自動利得制御器ＡＧＣとで構成してある。
受信信号のうち搬送周波数１５０ＭＨｚの信号を検波す
るフィルタＢＰＦと、その出力を増幅する高周波増幅器
１０と、その高周波増幅器１０の出力レベルを制御する
自動利得制御器ＡＧＣとで構成してある。
【０００９】前記位相検波手段２は、搬送波の周波数Ｆ
Cとは異なる周波数ＦLの参照信号を生成する参照信号生
成手段２０と、その参照信号と前記高周波増幅器１０の
出力信号とからベースバンド信号を検波する位相検波器
２１としてのリング復調器と、その出力のうち高周波成
分を除去するフィルタＬＰＦと、フィルタＬＰＦ出力を
増幅する増幅手段とで構成してある。参照信号の周波数
ＦLは、Ｎを正整数として、｜Ｆ C −Ｆ L ｜＝Ｎ・Ｆ B を満たすように構成してあればよく、本実施例では１４
６ＭＨｚに設定してあるので、検波されたベースバンド
信号は、周波数４ＭＨｚ（＝１５０ＭＨｚ−１４６ＭＨ
ｚ）でビートが発生する。前記増幅手段２２は、ＡＣ結
合用のコンデンサ２３と演算増幅器２４とで構成してあ
り、その出力を前記自動利得制御器ＡＧＣに入力してあ
る。
Cとは異なる周波数ＦLの参照信号を生成する参照信号生
成手段２０と、その参照信号と前記高周波増幅器１０の
出力信号とからベースバンド信号を検波する位相検波器
２１としてのリング復調器と、その出力のうち高周波成
分を除去するフィルタＬＰＦと、フィルタＬＰＦ出力を
増幅する増幅手段とで構成してある。参照信号の周波数
ＦLは、Ｎを正整数として、｜Ｆ C −Ｆ L ｜＝Ｎ・Ｆ B を満たすように構成してあればよく、本実施例では１４
６ＭＨｚに設定してあるので、検波されたベースバンド
信号は、周波数４ＭＨｚ（＝１５０ＭＨｚ−１４６ＭＨ
ｚ）でビートが発生する。前記増幅手段２２は、ＡＣ結
合用のコンデンサ２３と演算増幅器２４とで構成してあ
り、その出力を前記自動利得制御器ＡＧＣに入力してあ
る。
【００１０】前記デジタル遅延検波手段３は、周波数
（ＦC−ＦL）・２nの発振器３１からのクロック信号を
００ＨからＦＦＨまでをくり返しカウントするカウンタ
回路３２と、ビートの発生している前記ベースバンド信
号をその中心電圧を基準に方形波に変換するリミッタ回
路３０と、そのリミッタ回路３０の出力信号の立ち上が
りエッジで前記カウンタ回路３２の値を取り込むシフト
レジスタＳＲ１と、前記発振器３１の出力を１／２nに
分周して得られる周波数（ＦC−ＦL）のクロックで前記
シフトレジスタＳＲ１の値が伝達されるシフトレジスタ
ＳＲ２からシフトレジスタＳＲ６と、シフトレジスタＳ
Ｒ２とシフトレジスタＳＲ６の値の差を導出する減算器
３３と、減算結果をシフトレジスタＳＲ７に取り込む前
のカウント値と比較して位相を判別するデータ判別回路
３４と、判別結果から変調デジタル信号を抽出するデー
タ生成手段３５とから構成してある。つまり、シフトレ
ジスタＳＲ２の値は、シフトレジスタＳＲ６の値から１
タイムスロット経過した後のデータとなる訳で、前記ベ
ースバンド信号の前後の１シンボルの特定位相間の時間
から位相変化を抽出することになる。図１に示す“ア”
から“ク”の各ポイントでの信号波形は図２に示すよう
になり、前記デジタル遅延検波手段３は、リミック回路
３０の出力信号のうち１タイムスロットの最初の立ち上
がりエッジからビート周波数の１周期の間のカウンタ値
と、次の１タイムスロットの最初の立ち上がりエッジか
ら同じく１周期の間のカウンタ値から時間差を求め、そ
の値が以下に示す値のいずれの範囲内かで位相変化を抽
出して変調デジタル信号を再生する。 “０”：Ｃ０Ｈ〜３ＦＨ “１”：４０Ｈ〜ＢＦＨ
（ＦC−ＦL）・２nの発振器３１からのクロック信号を
００ＨからＦＦＨまでをくり返しカウントするカウンタ
回路３２と、ビートの発生している前記ベースバンド信
号をその中心電圧を基準に方形波に変換するリミッタ回
路３０と、そのリミッタ回路３０の出力信号の立ち上が
りエッジで前記カウンタ回路３２の値を取り込むシフト
レジスタＳＲ１と、前記発振器３１の出力を１／２nに
分周して得られる周波数（ＦC−ＦL）のクロックで前記
シフトレジスタＳＲ１の値が伝達されるシフトレジスタ
ＳＲ２からシフトレジスタＳＲ６と、シフトレジスタＳ
Ｒ２とシフトレジスタＳＲ６の値の差を導出する減算器
３３と、減算結果をシフトレジスタＳＲ７に取り込む前
のカウント値と比較して位相を判別するデータ判別回路
３４と、判別結果から変調デジタル信号を抽出するデー
タ生成手段３５とから構成してある。つまり、シフトレ
ジスタＳＲ２の値は、シフトレジスタＳＲ６の値から１
タイムスロット経過した後のデータとなる訳で、前記ベ
ースバンド信号の前後の１シンボルの特定位相間の時間
から位相変化を抽出することになる。図１に示す“ア”
から“ク”の各ポイントでの信号波形は図２に示すよう
になり、前記デジタル遅延検波手段３は、リミック回路
３０の出力信号のうち１タイムスロットの最初の立ち上
がりエッジからビート周波数の１周期の間のカウンタ値
と、次の１タイムスロットの最初の立ち上がりエッジか
ら同じく１周期の間のカウンタ値から時間差を求め、そ
の値が以下に示す値のいずれの範囲内かで位相変化を抽
出して変調デジタル信号を再生する。 “０”：Ｃ０Ｈ〜３ＦＨ “１”：４０Ｈ〜ＢＦＨ
【００１１】以下に別実施例を説明する。先の実施例で
は、発振器３１の発振周波数（ＦC−ＦL）・２nを特に
指定していないが、ｎは正整数であればよく、一般的に
はその値が大なるほど精度が上がることになる。前記デ
ータ判別回路３４による判別は、減算器３３による出力
値が”０”、”１”に対応して予め設定された数値範囲
に入るか否かで判別するように構成すればよい。先の実
施例では、２相位相変調〔ＢＰＳＫ〕について説明した
が、これに限定するものではなく任意の位相変調に適用
でき、例えば４相位相変調〔ＱＰＳＫ〕であってもよ
い。この場合は、減算器３３による出力値が”０
０”、”０１”、”１０”、”１１”に対応して下記の
ように予め設定された数値範囲に入るか否かで判別する
ように構成すればよい。 （０，０）：Ｅ０Ｈ〜１ＦＨ （０，１）：２０Ｈ〜５ＦＨ （１，１）：６０Ｈ〜９ＦＨ （１，０）：Ａ０Ｈ〜ＤＦＨ
は、発振器３１の発振周波数（ＦC−ＦL）・２nを特に
指定していないが、ｎは正整数であればよく、一般的に
はその値が大なるほど精度が上がることになる。前記デ
ータ判別回路３４による判別は、減算器３３による出力
値が”０”、”１”に対応して予め設定された数値範囲
に入るか否かで判別するように構成すればよい。先の実
施例では、２相位相変調〔ＢＰＳＫ〕について説明した
が、これに限定するものではなく任意の位相変調に適用
でき、例えば４相位相変調〔ＱＰＳＫ〕であってもよ
い。この場合は、減算器３３による出力値が”０
０”、”０１”、”１０”、”１１”に対応して下記の
ように予め設定された数値範囲に入るか否かで判別する
ように構成すればよい。 （０，０）：Ｅ０Ｈ〜１ＦＨ （０，１）：２０Ｈ〜５ＦＨ （１，１）：６０Ｈ〜９ＦＨ （１，０）：Ａ０Ｈ〜ＤＦＨ
【００１２】尚、特許請求の範囲の項に図面との対照を
便利にするために符号を記すが、該記入により本発明は
添付図面の構成に限定されるものではない。
便利にするために符号を記すが、該記入により本発明は
添付図面の構成に限定されるものではない。
【図１】回路ブロック構成図
【図２】要部のタイミングチャート
【図３】従来例を示す回路ブロック構成図
２ 位相検波手段 ３ デジタル遅延検波手段
Claims (1)
- 【請求項１】 受信高周波信号と、搬送波の周波数
Ｆ C 、変調デジタル信号のシンボルレートＦ B 、正整数Ｎ
に対して、 ｜Ｆ C −Ｆ L ｜＝Ｎ・Ｆ B なる関係を有する周波数Ｆ L の参照信号とから、周波数
Ｆ C −Ｆ L でビートするベースバンド信号を検波する位相
検波手段（２）と、 その位相検波手段（２）による出力信号と１タイムスロ
ット前の出力信号とから変調デジタル信号を再生するデ
ジタル遅延検波手段（３）とからなるデジタル信号受信
装置であって、 前記デジタル遅延検波手段（３）を、｜Ｆ C −Ｆ L ｜・２
n （ｎは正整数）のクロック周期で計時するカウンタ
と、前記ベースバンド信号のビート周期に同期してサン
プリングされた前記カウンタの値と、１タイムスロット
前に前記ベースバンド信号のビート周期に同期してサン
プリングされた前記カウンタの値から連続する２シンボ
ル間の位相変化を抽出するデータ判別回路（３４）を備
え、前記データ判別回路（３４）の出力に基づいて変調
デジタル信号を再生するように構成してあるデジタル信
号受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4010692A JP2744539B2 (ja) | 1992-01-24 | 1992-01-24 | デジタル信号受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4010692A JP2744539B2 (ja) | 1992-01-24 | 1992-01-24 | デジタル信号受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05207084A JPH05207084A (ja) | 1993-08-13 |
| JP2744539B2 true JP2744539B2 (ja) | 1998-04-28 |
Family
ID=11757338
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4010692A Expired - Lifetime JP2744539B2 (ja) | 1992-01-24 | 1992-01-24 | デジタル信号受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2744539B2 (ja) |
-
1992
- 1992-01-24 JP JP4010692A patent/JP2744539B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05207084A (ja) | 1993-08-13 |
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