JP2727256B2 - デジタル磁気記録システムにおいて使用するための読取りチャネル検出器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 発明の分野 本発明は、大容量記憶媒体から読取り信号を検出し且
つ復号するために使用される読取りチャネル検出器の分
野に関する。

発明の背景 今日のデータ処理システムにおいては、できる限り短
い時間でアクセスできる大容量のメモリを提供すること
が望まれている。データ処理の分野で広く使用されてき
たメモリの１つの型は磁気媒体ディスクメモリである。

一般的には、ディスクメモリは、スピンドルアセンブ
ルに積重ねて配置されて、高速で回転する１枚又は複数
枚の磁気媒体ディスクを使用することを特徴としてい
る。各ディスクは複数の同心の「トラック」に分割され
ており、それぞれのトラックはメモリアレイの１つのア
ドレス可能領域である。個々のトラックは、薄い空気の
層の上でディスクの上方を移動する磁気「ヘッド」によ
ってアクセスされる。通常，ディスクは両面ディスクで
あり、ヘッドはそれぞれの面をアクセスする。

ヘッドはほぼアライメントされており、ディスクから
の情報の読取りの間及びディスクへの情報の書込みの間
にヘッドをトラックからトラックへと移動させるアクチ
ュエータモータに取付けられている。アクチュエータモ
ータは、永久磁界の内部を移動して、円筒形のコアを規
定するコイルを有する「ボイスコイル」電動モータであ
っても良い。

情報は磁気媒体ディスクに「１」又は「０」を示す２
進ビットの連続として符号化される。それらのビットは
磁束反転の有無として符号化される。記憶ディスクの容
量は、磁気媒体記憶ディスクに正確に書込むことがで
き、また、ディスクから正確に読取ることができる磁束
反転の数によって決まる。

現在の技術では、磁束反転は薄膜ヘッドの使用によっ
て磁気媒体に対して書込み、読取りされる。磁気ヘッド
は、ディスクの表面を通過して動いてゆくにつれて、媒
体から発する磁束を微分して、交番極性を有する一連の
ローレンツパルスを発生する。それらの孤立パルスを読
取りデータチャネルを結合し、チャネルは媒体に記録さ
れていたデジタル情報を回復する。

従来の多くのデジタル磁気記録システムにおいては、
波形振幅ピークをゼロ交差に変換するためにリードバッ
ク（すなわち、再生）信号を微分する。データを回復す
る手段としてピーク検出を利用する読取りチャネルの１
例は、C.Dennis Mee,Eric D.Daniel共著の「Magnetic R
ecording Volume II:Computer Data Storage」の第２、
４章に記載されている。MeeとDanielの図2.39は、微分
器ベースピーク検出データチャネルをブロック線図の形
態で示す。MeeとDanielのチャネルでは、ヘッドの前置
増幅器から受信したリードバック信号をまず等化して、
さらに高いビット密度を得る。典型的な等化フィルタ
は、ローレンツ入力パルスの立上がり端と立下がり端の
双方を狭めるためにパルススリミングフィルタを使用す
る。一般に、パルススリミングは、信号から取出した補
償パルスの加算及び減算によって行われる。等化に続い
て、リードバック信号を微分し、制限し、次に、代表デ
ジタルデータを完全に回復するために反転する。

ビット密度をさらに高くすることが要求されるため、
一定の時間内により多くの信号を読み取ることができ、
それに相応して、さらに高い情報密度が得られるよう
に、信号の（１つのデータビットを規定する）時間ウイ
ンドウをさらに狭めることが望ましい。このためには、
読取りデータチャネルの電子回路を相当に改良しなけれ
ばならない。微分等化器やパルス／スリミング等化器
は、一般に、パルスを対称に狭めること、すなわちスリ
ミングすることにより時間ウインドウを狭めようとす
る。ところが、パルススリミングの結果、読取りチャネ
ルの帯域幅が広がるので、それに対応して読取りシステ
ムの帯域幅を拡張しなければならない。帯域幅が広がれ
ば、システムにさらに多くの雑音が入り込むのは自明で
ある；従って、チャネルの信号対雑音比（SNR）は劣化
する。システム雑音が増すと、符号間干渉によるピーク
シフトが大量に起こる場合が多い。磁気媒体記憶システ
ムにおいて得られるウインドウマージンは、ピークシフ
トによって著しく小さくなる。

従って、本発明の目的は、許容しうる程度の小さなビ
ット誤り率（BER）で高いデータ転送速度（容量）を得
るために帯域幅を効率良く利用する読取りチャネル検出
器を提供することである。

本発明の別の目的は、激しい符号間干渉を伴わず、SN
Rを劣化させずに２進信号送信速度能力を増す読取りチ
ャネルを提供することである。

本発明のさらに別の目的は、SNRマージンが追加さ
れ、線密度は高くなり、トラック幅は縮小され且つ時間
ウインドウマージンは狭まるという意味で記録性能を向
上させる結果をもたらす読取りチャネル検出器を提供す
ることである。

以下からわかる通り、本発明は、従来の読取りチャネ
ル検出器と比較して記録システムの速度能力をほぼ倍増
しつつ、信号をより効率良く検出する手段を提供する。
本発明の好ましい実施例は、従来の微分器検出器と比較
して2:1の割合で帯域幅を縮小する。

発明の概要 本発明は、磁気記録システムの読取りチャネルデータ
検出回路を提供する。読取りチャネル検出器は、磁気記
録ヘッドにより発生されるリードバック波形からデジタ
ルデータを回復するのに有用である。この回路は、タイ
ミング誤差を最小限に抑えるために記録ヘッドから受信
した各孤立パルス入力磁気パルスの立上がり端を時間制
約する順方向フィルタを具備する。順方向フィルタはS/
N比を最大にするためにさらに帯域幅を縮小して、立上
がり端がスリミングされ、立下がり端はスラリングされ
ていることを特徴とする最適の形状のパルスを発生す
る。この最適の形状のパルスを比較器に入力すると、順
方フィルタの出力のスリミングされた立上がり端が比較
器の入力閾値を越えたとき、比較器はステップ応答を発
生する。比較器のステップ応答出力を受信し、実質的に
順方向フィルタの出力のスラリングされた立下がり端に
対して相補形である補償波形を発生するために、量子化
フィードバックフィルタを使用する。この相補形波形
は、スリミング及びスラリングを受けたパルスの最初の
遷移の後に始まる。次に、量子化フィードバックフィル
タの出力をフィードバックし、順方向フィルタの出力に
加算して、実質的にステップ関数である等化信号を発生
する。その後、この等化信号を比較器により制限して、
その中のデジタルデータを回復する。

本発明の好ましい実施例は、比較器の出力からクロッ
ク信号を回復すると共に、その出力を回復したクロック
と同期する自動位相制御ループと；順方向フィルタの出
力が振幅の上で量子化フィードバックフィルタの出力と
整合するように保証する自動利得制御ループと；電子回
路で通常起こるオフセット誤りを修正する自動オフセッ
ト制御ループとをさらに含む。

図面の簡単な説明 本発明を添付の図面の図で例を示しながら限定的にで
はなく説明するが、図面中、同じ図中符号は同様の素子
を指す。

図１は、本発明の読取り検出回路の簡略化したブロッ
ク線図である。

図２は、図１に示す回路の様々な接続点で発生される
波形を示す。図１及び図２の双方において、波形と対応
する接続点を大文字により指示してある。

図３は、ハードディスクドライブ磁気記録システムで
実現した場合の本発明の一般に好ましい実施例のブロッ
ク線図を示す。

図４は、本発明の一般に好ましい実施例において利用
する順方向フィルタの回路図である。

図５は、本発明の一般に好ましい実施例において利用
する量子化フィードバックフィルタの回路図である。

図６は、本発明の一般に好ましい実施例において利用
する加算回路網の概略図である。

図7aは、図４に示す順方向フィルタ回路の振幅応答曲
線である。

図7bは、図４に示す順方向フィルタ回路の群遅延応答
曲線である。

図8aは、図５に示す量子化フィードバックフィルタ回
路の振幅応答曲線である。

図8bは、図５に示す量子化フィードバックフィルタ回
路の群遅延応答曲線である。

図９は、本発明の一般に好ましい実施例において利用
するオフセット検出器及びオフセットループ補償器の概
略図を示す。

図10aは、正のオフセットレベル誤りと、本発明の好
ましい一実施例のオフセット検出器により発生される対
応する誤り信号とを示すタイミング図である。

図10bは、負のオフセットレベル誤りと、本発明の好
ましい一実施例のオフセット検出器により発生される対
応する誤り信号とを示すタイミング図である。

発明の詳細な説明 磁気媒体から情報を読取る際に符号間干渉を大きく増
やさずに２進信号送信速度能力をほぼ２倍にするために
量子化フィードバック方式を採用する読取りチャネル検
出器を説明する。以下の説明中、本発明をさらに徹底し
て理解させるために、装置の型、変調コードなどの特定
の事項を数多く詳細に挙げるが、そのような特定の詳細
な事項を示さずとも本発明を実施しうることは当業者に
は自明であろう。また、場合によっては、本発明を無用
にわかりにくくしないために、周知の回路をブロック線
図の形で示す。

まず、図１に関して説明する。図１は、本発明の読取
りチャネル検出器を示すブロック線図である。本発明の
検出器は、最も基本的な形態では、順方向フィルタ20
と、加算器21と、比較器22と、量子化フィードバック
（QFB）フィルタ23とを含む。再生動作中、磁気記録ヘ
ッドはディスクの表面の上方を移動し、ディスク媒体か
ら発する磁束を感知する。ヘッドはその磁束を微分し、
ローレンツ形パルスを信号線10を介して順方向フィルタ
20に供給する。（通常、読取り／書込みヘッドを保持す
るために使用される支持アームに、低雑音前置増幅器が
配置されている。）図２には、孤立しているローレンツ
パルスを波形Ａとして示すが、これはヘッド媒体インタ
フェースから信号線10を介して発生されるパルスを表し
ている。尚、図２の波形を指示する大文字は図１の回路
の中の、それらの波形が現れる様々な接続点に対応して
いる。

順方向フィルタ20は、孤立ローレンツパルスのパルス
最適化（等化ともいう）のために使用される。順方向フ
ィルタ20は、その構成上、入力波形の立上がり端を狭く
し（スリミング）、立下がり端を拡張する（スラリン
グ）。この種のパルス整形を実行するために、順方向フ
ィルタ20は孤立磁気パルスの立上がり端を時間制約し、
それに相応してタイミングの誤差を最小限に抑える。シ
ステムのS/N比を最大にするため、帯域幅も維持する。
順方向フィルタ20の帯域幅を縮小すると、ローレンツパ
ルスの立下がり端は垂下（スラリング）特性波形形状を
とるようになる。その結果、信号線11には最適の形状の
波形が発生される−S/N比を最大にするために帯域幅を
制限する一方で、タイミング誤り及び符号間干渉をでき
る限り少なくするために適切な立上がり時間を可能にす
るという意味で最適である。従って、図１の信号線11で
発生され、図２には波形Ｂとして示す出力は、入力ロー
レンツ磁気パルスと比較して立上がり時間が短く、立下
がり時間は長いことを特徴とする。入力リードバック波
形の形状を最適化することにより、この種の等化を伴わ
ない通常の場合に可能であるよりも高いビット密度が得
られるであろう。

先に述べた通り、他の従来のシステムはパルススリミ
ング方式をも採用するが、他の従来のシステムはパルス
スリミングを対称に実行する。すなわち、入力波形の立
上がり端と立下がり端を共に狭めるのである。対称等化
の後の記録システムのS/N比は、高周波ブーストに起因
する雑音パワーの増加によって劣化する。ピーク検出読
取りチャネルで微分器方式を利用するようなシステムに
おいては、微分器が雑音の高周波スペクトル成分をもブ
ーストするので、雑音により誘起される時間誤差は相当
に大きくなる。符号間干渉はピークのシフトにもつなが
り、パルススリミングが不適切である場合には、磁気媒
体記憶システムにおいて達成可能なウインドウマージン
は著しく縮小してしまう。

これに対し、本発明は入力ローレンツパルスの立上が
り端のみを時間の上で制約し、同時に帯域幅を縮小する
順方向フィルタ20を利用する。その結果、入力パルスと
比較して立上がり端がスリミングされ、立下がり端はス
ラリングされた最適化波形が得られる。有効帯域幅を縮
小すると共に入力磁気パルスの立上がり端を時間制約す
ることにより、対称パルススリミング方式と比べて、符
号間干渉の大きな減少が実現される。

交番する極性のリードバックパルスからデジタルデー
タを回復するためには、アナログ入力ヘッドパルスをデ
ジタル遷移に変換することが必要である。従って、図２
で、波形Ｂがそのピーク値に達した（点線16に沿って起
こるものとして示す）後に最大振幅レベル（線18として
示す）にとどまっているならば、所望のリードバック応
答は実現されるであろう。言いかえると、所望の応答と
は、回復される波形Ｂのスラリング部分、すなわち低周
波信号成分に伴って得られるような応答である。所望の
応答とチャネルの実際の応答との差は無視できるほどの
ものであり、最初の遷移が検出された後に現れるので、
量子化フィードバックを使用して、この差信号を局所的
に発生させることができる。次に、波形Ｂのスラリング
部分の補数を表している差信号を順方向フィルタ20の出
力に加算することにより、応答を有効に等化する。量子
化フィードバックの基本原理とその歴史的背景の概要
は、W.R.Bennetの「Synthesis of Active Networks」
（Proc.Polytech,Inst.Brooklyn Symp.Series第５巻,Mo
dern Network Sysnthesis,45〜61ページ,1955年４月
刊）に論じられており、その内容は参照としてこの明細
書に取り入れられている。

再び図１を参照すると、順方向フィルタ20の出力は、
加算器21に結合する信号線11へ発生される。加算器21の
他方の入力は量子化フィードバック（QFB）フィルタ23
の出力端子から信号線15を介して供給される。加算器21
の出力信号線12は比較器22の入力端子に結合している。
比較器22は、復調器（図１には図示せず）に２進信号を
供給する出力端子13と、量子化フィードバックループの
一部を形成する相補出力端子14とを有する。この信号線
14は量子化フィードバックフィルタ23の入力端子に結合
している。

動作中、DC条件の下ではQFBフィルタ23は比較器22を
定常状態に保持するように動作するので、比較器22の出
力は、通常、論理「ハイ」レベル又は論理「ロー」レベ
ルにある。記録ヘッドから信号線10を介して逆極性（最
前に伝送されたパルスとは逆の極性）の孤立パルスが到
着するまで、読取りチャネル検出器はこの定常状態にと
どまる。この到着がおこると、入力ローレンツパルスは
順方向フィルタ20により先に説明したようにスリミング
され且つスラリングされる。比較器22の入力閾値を越え
ると、比較器22は状態を切り換える。閾値レベルは図２
の波形Ｂの中に十字形の線17として示されており、比較
器22の反転ステップ出力は波形Ｃとして示されている。
この反転ステップ応答は信号線14を介してQFBフィルタ2
3の入力端子に結合する。

一般に、QFBフィルタ23は波形Ｂのスラリング部分に
対して相補応答を示す低域フィルタから構成される。好
ましい実施例で利用するQFBフィルタの詳細については
後に論じる。QFBフィルタ23の補償出力は図２に波形Ｄ
として示されている。図１に示すように、この出力は加
算器21の２つの加算入力端子の一方に結合する。

加算器21は順方向フィルタ20の波形Ｂと、QFBフィル
タ23の波形Ｄとを加算して、所望のリードバック応答を
表す波形Ｅを発生する。この波形Ｅは、符号間干渉を阻
止するのに適切である立上がり時間を有する帯域制限ス
テップ応答であることを特徴とする。波形Ｅは信号線12
を介して比較器22に入力し、比較器22は、磁気媒体で先
に符号化されていたデジタル情報を表すデジタル出力を
信号線13に発生する。

このように量子化フィードバック等化を利用する方式
はS/N比を大きく劣化させずに読取りチャネルの２進信
号送信速度能力を増すと実証されている。このように、
ステップの形状を遷移の検出を越えて制御することによ
り、読取りチャネルの有効ステップ応答はさらに鮮鋭に
なるのである。補償波形ははるかに早く定常状態に達す
るので、激しい符号間干渉を伴わずに信号送信速度が増
す。その上に、現在の決定の正否は常に以前の決定の正
否によって決まるので、誤りの伝搬は２ビットに限定さ
れる。たとえば、現在の決定を誤って実行した場合（す
なわち、雑音又はその他の何らかの摂動によって誤りが
発生した場合）、検出器は−正又は負に向かう−早期遷
移を行う。正しい決定に対応する入力パルスが到着した
ときは、比較器は既に状態を変えてしまっているため
に、そのパルスは無視される。ところが、システムは既
に正しい状態にあって、逆極性の次の遷移に応答する。
従って、誤りが２ビットだけ伝搬した後、本発明のシス
テムは正しい状態に入って、次のビットを適正に認識す
る。

次に、図３を参照すると、図３には、ハードディスク
磁気記録システムにおける本発明の一般に好ましい実施
例が示されている。ここでは、前置増幅器出力信号の磁
気ヘッドはスケルチブロック32に入力するものとして示
してあるが、このスケルチブロック32はスケルチ制御入
力信号をさらに受信する。スケルチブロック32は、書込
み動作中にヘッド媒体インタフェースで発生する信号を
禁止するために使用される。書込み動作中、磁気ヘッド
と関連する前置増幅器により大きな信号が発生される。
書込み動作中にシステムがロッキングするアイドル基準
周波数をこの信号が妨害するのを禁止しなければならな
い。読取りモードで動作するときには、前置増幅器出力
信号を信号線34を介してアナログマルチプレクス装置31
へ直接導く経路を形成するために、スケルチブロック32
はオフされる。

アナログマルチプレクス装置31は、前置増幅器出力信
号又はアイドル基準信号のいずれかを信号線33を介して
自動利得制御（AGC）ブロック50に接続するために使用
される選択入力を有する。アイドル基準はサーボシステ
ムからの回復クロックを表し、サーボのモーター速度の
変化を追跡する手段を構成する。読取りチャネル回路、
特にそれに組込まれている位相ロックループをデータの
書込み中にアイドル基準周波数で動作させることによ
り、切換え遷移は最小限に抑えられる。読取り動作と書
込み動作との間の切換えのときに通常発生する遷移を最
小にすると、有効データを発生するのに要する時間は短
縮される。アイドル基準は信号線35を介してマルチプレ
クス31に入力する。整形フィルタ30は受信したアイドル
基準を正弦波に変換し、高位の調波を排除する。

AGCブロック50は本発明の一般に好ましい実施例にお
いて重要な素子である。システムは加算回路に供給する
一定振幅のステップ応答を使用するので、順方向フィル
タの振幅出力がフィードバックフィルタの振幅と適正に
整合するように保証するために、順方向経路は何らかの
種類の振幅利得制御を必要とする。AGC装置50は順方向
フィルタ応答についてこの振幅制御を実行する。AGC回
路50は、ヘッド間許容差及びディスク間許容差、並びに
内側トラック−外側トラック間振幅許容差を補償するた
めにも必要である。

AGC装置50は、信号線41を介して順方向フィルタ37に
結合する可変利得増幅器（VGA）36を含む。先に述べた
パルス最適化を実行する順方向フィルタ37は、図４に示
すような非最小位相伝達関数を達成する変形はしご形回
路網から構成されている。図４において、VGA36からの
差動入力は、まず、コンデンサC1及びC2を介してAC結合
され、それにより、DC成分を排除する。差動結合はシス
テムの同相除去比を高めるという利得な効果を有する。
図４に示す順方向フィルタ37のその他の素子は、拒絶帯
拒絶を鮮鋭にするのを助けるため振幅ナルを供給するL
3,C7及びL4,C8の組合わせを伴う６極はしご形回路網を
形成する。さらに、素子L1,C3及びL2,C4は所望のスリミ
ングされた立上がり端を得るために幾分かの遅延補償を
実行する。順方向フィルタ37の特性を表す振幅伝送応答
曲線及び群遅延応答曲線を図7aと図7bにそれぞれ示す。

図３に再び戻ると、順方向フィルタ37の出力は信号線
51に発生される差分信号である。信号線51は加算器61
と、リードバック振幅サンプラ43とに結合している。比
較器63は、順方向フィルタ37の出力端子にその入力閾値
を越える遷移を検出したときに状態を変える。この遷移
は、次に、信号線64を介して比較器の出力端子に結合す
るサンプル同期器76により検出される。それに応答し
て、サンプル同期器76は対応する信号を信号線30を介し
て発生する。そこで、リードバック振幅サンプラ43は順
方向フィルタ37の出力のピーク測定を実行する。この測
定は、QFBの出力と比較したときの順方向フィルタ応答
の相対振幅を確定するために利用される。好ましい実施
例では、リードバック振幅サンプラ43を単純なサンプル
及びホールド回路として実現している。

リードバック振幅サンプラ43の出力は、加算器39に向
かう減算入力として信号線45に現れる。加算回路網39は
順方向フィルタ応答の振幅測定値を基準振幅ブロック44
により信号線46に発生される基準振幅信号と比較する。
基準振幅ブロック44は量子化フィードバックフィルタ69
により供給されるコモンモード電圧（平均値差分信号と
もいう）を使用し、それを適切な分圧器によってスケー
リングして、要求される基準振幅信号を発生する。QFB
フィルタ69は信号線53を介して基準振幅ブロック44に結
合している。基準振幅ブロック44は、信号線46を介して
加算器39の一方の入力に結合している。従って、加算回
路網39は、信号線44及び45で供給される信号の測定振幅
差に応答して信号線42に誤り信号を発生し、その信号は
次に信号線42を介してAGCループ補償回路網38に結合す
る。回路網38が発生する制御信号は、順方向フィルタ37
の振幅応答がQFBフィルタ69の振幅応答と整合するよう
にVGA36の利得を相応して調整させる。従って、AGCルー
プ全体が誤り信号を強制的にゼロにして、順方向フィル
タのサンプリングされたリードバック振幅を基準電圧値
の振幅と等しくする。この動作は加算器61の入力端子51
及び53における振幅整合を維持する。

読取り波形が本発明のデータ読取りチャネルを通過す
るとき、各信号送信素子の内部における遷移の有無を可
変周波数クロックを使用して検出する。データビットセ
ル又はデテント時間と呼ばれる検出に利用可能な時間ウ
インドウは、使用する変調コードの速度により完全に決
定される。

磁気記録に関わる変調コードは２進データの制約つき
２進シーケンスへの1:1のマッピングであり、その後、
このシーケンスは磁気記録媒体にNRZI（修正非ゼロ復
帰）波形の形態をとって記録される。この波形では、連
続する遷移の間の最大スペースと最小スペースは、対応
する２進シーケンスにおける２つの連続する１の間の０
の最大と最小のランレングスに対応する。このように、
磁気記録の変調コードはランレングス制限（RLL）コー
ドの部類に入る。これらのコードはコードパラメータ
（D,K）を特徴とし、Ｄは符号化シーケンスにおける２
つの連続する１の間にある０の最小数を表し、Ｋはその
最大数を表す。パラメータＤは、結果として生じる符号
間干渉における最高遷移密度を制御する。パラメータＫ
は最低遷移密度を制御し、読取りクロックの同期のため
に最適な遷移の周波数を保証する。コードの比率はX/Y
として書き表されるが、ここで、Ｘは符号化シーケンス
中のＹ個の２進数字にマッピングされるデータビットの
数を表す。RLLコードはその比率と、コードパラメータ
とにより完全に記述される（「X/Y（D,K）」として表さ
れる）。最大の線密度を得るために、本発明の好ましい
実施例はRLL変調コード2/3（1,7）を使用する。

加算器61は信号線51,53及び58に現れる信号の線形加
算を実行して、信号線62に出力を発生し、次に、その出
力は比較器63に入力する。比較器63は、VC7695などの市
販の何れかの比較器から構成されていれば良い。比較器
63の出力は、データ同期器68と、オフセット検出器65
と、サンプル同期器76と、位相／周波数検出器77とに接
続する信号線64に発生される差分信号である。ディスク
速度の摂動のために、読取りクロック周波数は常に一定
であるとは限らない。従って、本発明では、可変周波数
発振器（VFO）と、位相同期ループ（PLL）とを使用して
記録信号から読取りクロックを回復する。VCOとPLLは共
に自動位相制御（APC）ループ80の中に含まれている。

APCループ80は、信号線64に発生される比較器の非同
期データ出力をその入力とする。この非同期出力を最初
に受信するのは位相／周波数検出器77である。検出器77
は、現在読取りクロックと非同期データとの位相及び周
波数の差に対応する誤り信号を発生する。信号線85に発
生される誤り信号は位相補償回路網83を駆動する。位相
補償器83は信号線85の誤り信号を信号線87の制御電圧に
変換する。この制御電圧は可変周波数発振器（VFO）86
に入力して、VFO86の周波数を制御する。VFO86は信号線
88に出力周波数を発生し、続いて、この出力周波数は分
周器91により分周される。分周器91の出力は信号線81に
現れ、これはシステムのデテントクロックを表す。この
デテントクロック信号はサンプル同期器76と、MUX79と
に直接に又は分周器82を介して結合する。信号線78はMU
X79を位相／周波数検出器77に接続して、フィードバッ
クループを完成している。信号線64と信号線78に現れる
入力信号の周波数成分及び位相成分が時間の上で全く一
致したときにループの安定状態に到達する。APCループ
は、全体としては、定常状態にあるときに時間一致を強
制的にゼロにする三次のループである。

分周器89は、信号線88に現れる周波数を取込んで、そ
れを３で分周する３による分周回路網であって、この後
に変調復号器回路に結合されるデータクロック出力を発
生する。２による分周回路網及び３による分周回路網の
使用は、本発明で使用する特定のRLL変調コード（2/3
（1,7））と矛盾しない。未復号デジタル波形に関する
ビットセル時間を表すこのデテントクロックは、２によ
る分周回路網91の出力端子で信号線81に発生される。2/
3（1,7）コードの場合、遷移間の最短時間はデテント２
回である。このデテントクロックは変調復号器回路（図
３には図示せず）へも出力される。

APC装置80はアイドル基準状態又はリードバック状態
のいずれかで動作することができる。

プリアンブルにおける適正なルックアップを保証する
ために、MUX79は２による分周回路網82を含むフィード
バック経路を選択する。２による分周回路網82は、検出
器77へのクロック信号フィードバックがデテントセル時
間と同じ周期を有し、信号線84に供給されるようなデテ
ントセル時間２回分ではないように保証する。分周器82
が選択されたとき、検出器77は信号線64及び78を介する
位相差と、周波数差の双方を感知する。モードの制御は
検出器77及びMUX79により信号線81を介して実行され
る。アイドリング中と、リードバック動作のプリアンブ
ル部分の間には、モード制御はハイである。（モード制
御がハイであるということは、MUX79により選択されて
いる分周器82を含むフィードバック経路に相当する）リ
ードバック信号のデータ部分の始まりで、モード制御は
ローに遷移する。その時点で、分周器82はMUX79により
選択されなくなり、デテントクロック信号は信号線78を
介して検出器77に直接結合する。モード制御がローであ
るとき、検出器77は位相差のみを検出し、周波数差を検
出しない。

サンプル同期器76は信号線84を介してデテントクロッ
クを受信し、そのクロック（回復クロックレートを表
す）を信号線75を介してデータ同期器68に供給する。本
質的には、データ同期器68は、比較器63から非同期デー
タを受信して、同時回復クロックの１つのウインドウセ
ルに１回の遷移の発生を割り当てるJK形フリップフロッ
プ（いくつかの追加論理素子を伴う）から構成される。
信号線67に発生される同期データ、すなわちクロックデ
ータは、オフセット検出器65及びQFBフィルタ69に接続
する差分信号である。

次に、図５を参照すると、図５には、QFBフィルタ69
の詳細な回路図が示されている。フィルタ69は、非最小
位相伝達関数を達成するたように変形された完全平衡差
動はしご形回路網であり、抵抗器R3からR6と、誘導子L7
からL10と、コンデンサC10からC12とを含む。フィルタ
は、相補形波形を順方向フィルタ出力の立下がり端と整
合させるのに十分な程度の自由を与える四次の回路網で
ある。量子化フィードバックフィルタ69の特性を表す伝
送振幅応答と群遅延応答を図8a及び図8bにそれぞれ示
す。

再び図３を参照すると、本発明の読取りチャネル検出
器は、差動増幅器や電子回路によって通常発生する温度
従属オフセット誤り及び時間従属オフセット誤りを修正
する自動オフセット制御（AOC）ループ60をさらに含
む。AOCループ60がないと、オフセット誤りは一般にパ
ルスペアリング誤りと呼ばれるタイミング誤りを導入
し、その結果、符号間干渉（ISI）が起こるであろう。
たとえば、正電圧オフセット誤りは比較器63を入力デー
タパルスの立上がり端に対しては通常の条件の下にある
ときより遅く切り換えさせ、立下がり端に対してはより
早く切り換えさせると考えられる。そこで、制約された
データは内方へペアリングされた時間発生を有する。逆
に、レベルが低すぎるオフセットを伴う場合には、制約
されたデータは外方へペアリングする。従って、AOCル
ープ60は総オフセット誤りをゼロにするように設計され
ている。

AOCループ60は、通常のデジタル論理回路から構成さ
れるオフセット検出器65を含む。検出器65は信号線64を
介して非同期データを受信すると共に、信号線67を介し
て同期データを受信する。これら２つの信号から、検出
器65は信号線66に誤り信号を発生し、この信号はオフセ
ット補償回路網59に入力する。回路網59は、ループの安
定性に関して正確な補償を実行する一連の演算増幅器
と、抵抗器と、コンデンサとを含む。補償回路網はオフ
セット修正電圧を信号線58を介して加算回路網61へフィ
ードバックする。

図９は、本発明の好ましい実施例のオフセット検出器
手段65と、オフセット補償手段59とを示す。オフセット
検出器65は、電荷ポンプに結合する１対の位相検出器を
含み、この電荷ポンプは補償回路網に電流を供給して、
オフセット電圧を発生させる。このオフセット電圧は加
算接続点61に入力する。第１の位相検出器は、同期器68
の正の同期データ出力と、負の同期データ出力とをそれ
ぞれ受信するＤフリップフロップ100及び102を含む。同
期データ線はＤフリップフロップ101及び103のクロック
入力端子に直接結合している。

比較器63からの非同期データも検出器65に入力する。
非同期データが到着した後、データはインバータ104〜1
06と、コンデンサ107とを含む回路網により遅延され
る。コンデンサ107は、データ同期器68を介する信号遅
延とほぼ整合するように遅延を調整するために使用され
る。このようにして非同期データを遅延させることによ
り、非同期データの遷移と同期データの遷移はフリップ
フロップ100〜103のクロック入力端子にほぼ同時に提示
される。

それぞれのＤフリップフロップの入力端子は開成状態
のままであるか、又は接地電位に直接結合する。これは
各Ｄ入力端子に論理値「０」を与える。Ｄフリップフロ
ップ100及び101の出力端子はORゲート109に結合し、
Ｄフリップフロップ102及び103の出力端子はORゲート
108に結合している。一方、ORゲート108及び109の非反
転出力端子はANDゲート110の入力端子に結合している。
ANDゲート110の出力端子は信号線111を介してそれぞれ
のＤフリップフロップの「セット」入力ピンに結合して
いる。従って、説明した位相検出器構成は非同期データ
パルスと同期データパルスとの位相差を感知するように
動作する。そのような位相差は、通常、電圧レベルオフ
セット差により明示される。（尚、論理素子100〜110
は、通常、高速スイッチングECL形論理ゲートから構成
される。たとえば、好ましい実施例では、Ｄフリップフ
ロップ100〜103はMotorola製造の部品番号MC10H131から
構成される。） オフセット検出器65の動作をさらに良く例示するため
に、自動オフセット制御ルプに正レベル誤りが導入され
たものと仮定する。当初、フリップフロップ100〜103は
「セット」状態にある。すなわち、Ｑ出力端子はハイで
あり、一方、出力端子はローである。次の同期データ
パルスの第１の立上がり端に対して、フリップフロップ
100はクロックされるので、出力端子はハイに切り換
わる。この遷移はORゲート109の非反転出力端子（並び
にANDゲート110への入力）をハイにする。非同期データ
の対応する立上がり端がオフセット検出器手段65の入力
端子に達するまで、ORゲート109はハイのままである。
結果として、非同期データパルスがフリップフロップ10
3をクロックし、それにより出力端子がハイに切り換
わる。次に、このハイ出力はORゲート108を介してANDゲ
ート109の第２の入力端子に結合する。

双方の入力がハイであるとき、ANDゲート110は信号線
111を介して論理値「１」を出力する。これにより、今
度は、フリップフロップ100〜103の「セット」ピンがハ
イになる。フリップフロップ100〜103が同時にセットさ
れると、位相検出器は初期状態に戻る。すなわち、全て
の出力端子がローになる。従って、非同期データと同
期データとの間に位相差が検出されたときに限って、OR
ゲート108及び109の非反転出力端子はハイとなる。それ
らがハイのままである時間は、検出された誤りの大きさ
と直接関係している。このように、ゲート108,109によ
り発生される出力はループのレベル誤り信号に対応す
る。

ORゲート108及び109の差動出力端子は、図９では、ト
ランジスタ116,117及び123,124からそれぞれ構成される
電荷ポンプ部の差動増幅器に結合するものとして示され
ている。抵抗器112〜115は、ORゲート108及び109の電流
出力を制限するために使用される。差動対に対するバイ
アス電流は、トランジスタ118,125,126と、抵抗器127〜
130とを含むバイアス回路網により供給される。バイア
ス制御電圧V_CNTRはトランジスタ118,125及び126につい
て必要な動作電位を供給する。12ボルト供給電位と接続
点120との間に結合する抵抗器119は、一般に、好ましい
実施例では接続点120が約8.1ボルトとなるように、電圧
降下を発生させる。

検出器65の電荷ポンプ部の動作を示すために、先に挙
げた例を再び考慮する。当初、ORゲート108及び109の非
反転出力端子はローであり、一方、反転出力端子はハイ
である。従って、電流はトランジスタ123及び116を通っ
て流れるが、トランジスタ117及び124は基本的にはオフ
しており、電流はほとんどが又は全く流れない。このた
め、コンデンサ31のPump_H端子及びPump_L端子は等しい
電位；すなわち、接続点120の電位（約８ボルト）にあ
る。上述の位相差が検出されると、ORゲート109は状態
を切り換えて、トランジスタ124をオンすると共に、ト
ランジスタ123をスイッチオフする。その結果、抵抗器1
22の両端、また、コンデンサ131の端子（Pump_H出力とP
ump_L出力を表す）の間に電圧降下が発生する。電流、
すなわち電荷移動は周知の関係Ｉ＝CdV/dtに従って電荷
ポンプのPump_H出力端子とPump_L出力端子に与えられ
る。

図９に示す通り、検出器65のPump_H出力端子とPump_L
出力端子はオフセット補償手段59の入力端子に結合して
いる。補償回路網59は、基本的には、差分入力を電圧オ
フセットに変換し、その電圧オフセットは同期データ入
力と非同期データ入力との位相差を強制的にゼロにす
る。

補償回路網は増幅器147と、コンデンサ144,146と、抵
抗器141〜143,145及び148とを含む低域／エンファシス
フィルタから構成される。レベルロックループ利得制御
は抵抗器149の値により設定される。補償回路網の第２
段は増幅器156と、帰還コンデンサ155と、抵抗器157,15
8,160と、コンデンサ159とを含む積分器から構成され
る。

図10a及び図10bは、正のオフセットレベル及び負のオ
フセットレベル誤りと、好ましい実施例のオフセット検
出器により発生される対応する誤り信号とを示すタイミ
ング図である。図10aを参照すると、ゼロ交差の後で閾
値を越えるようにデータは正のレベル誤りを有するもの
として示されている。これは、同期データと比較して内
方へ縮小した制約データパルスを発生させる。（同期デ
ータは回復クロックに対して同期されている。）従っ
て、加算器61の入力端子で発生され、供給されるレベル
誤りは制約つきデータ、すなわち非同期データと、同期
データとの差を修正するように作用する。同様に、図10
bは、ゼロ交差の前に閾値を越えるように負のレベル誤
りを有するデータを示す。これにより、制約つきデータ
パルスは同期データと比較して外方へ拡張される。その
結果発生するレベル誤りは正のパルス対であり、これ
は、その後、このずれを修正する。

そこで、図６を参照すると、加算回路網61の回路図が
示されている。順方向フィルタの正と負の出力端子はト
ランジスタQ6及びQ7のベースにそれぞれ結合しており、
一方、QFBの負と正の出力端子はトランジスタQ8及びQ9
のベースにそれぞれ結合している。（図６に示す全ての
トランジスタは通常のNPNトランジスタである。）トラ
ンジスタQ6及びQ7は、トランジスタQ10,Q11と、抵抗器R
23,R24及びR19とをさらに含む電流ミラーの一部であ
る。同様に、トランジスタQ8及びQ9と関連する電流ミラ
ーはトランジスタQ12,Q13と、抵抗器R25,R26及びR20と
を含む。トランジスタQ10からQ13に対するバイアス電圧
はQ14と、抵抗器R21及びR22とにより供給される。これ
らの差動電流ミラーは加算接続点−SUM及び＋SUMに結合
している。

オフセット補償は図６のトランジスタQ4のベース入力
端子に与えられる。トランジスタQ1からQ5と、抵抗器R1
0からR18とは第３の差動電流ミラーを構成する。図６の
それぞれの電流ミラーは同じ対の加算接続点に結合して
いるので、追加の効果が得られる。従って、補償器63の
入力端子に現れる信号は順方向フィルタの出力と、量子
化フィードバックフィルタの出力と、自動オフセット制
御ループの出力との線形和を表す。

当然のことながら、以上の開示は本発明の好ましい実
施例にのみ関係しており、本発明の趣旨から逸脱せずに
数多くの変形を実施しうることを理解すべきである。ま
た、ここで採用した用語や表現は説明のために使用され
ているのであって、限定のためではなく、そのような用
語や表現の使用に当たっては、図示し且つ説明した特徴
又はその一部の同等物を排除する意図は全くないことを
理解すべきであり；請求の範囲に記載する本発明の範囲
の中で様々な変形が可能であることが認められる。

以上、磁気記録システムで使用するための読取りチャ
ネル検出回路を開示した。

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】入力パルスの立上がり端を時間制約すると
   共に帯域幅を縮小し、前記入力パルスと比べて立上がり
   端がスリミングされ且つ帯域幅縮小の結果として立下が
   り端はスラリングされている最適の形状のパルスを発生
   する順方向フィルタ手段と； 等化入力信号に対してステップ応答を発生する比較器手
   段と； 前記ステップ応答を受信し、そこから、実質的には前記
   最適の形状のパルスの前記スラリングされた立下がり端
   に対して相補形である補償波形を発生する量子化フィー
   ドバック手段と； 前記比較器手段への入力のために前記等化入力信号を発
   生するように前記補償波形と，前記最適の形状のパルス
   とを加算して、前記入力パルスからデジタル情報を回復
   できるようにする加算手段とを具備する読取りチャネル
   検出器。
2. 【請求項２】磁気記録システムにあって、磁気記録ヘッ
   ドにより発生されたリードバック波形からデジタルデー
   タを回復する読取りチャネル検出回路において， タイミング誤差を最小限に抑えるために磁気記録ヘッド
   から受信した孤立磁気パルスの立上がり端を時間制約す
   ると共に、S/N比を最大にするために帯域幅を縮小し、
   前記孤立磁気パルスと比較して立上がり端がスリミング
   され、立下がり端はスラリングされていることを特徴と
   する最適の形状のパルスを発生する順方向フィルタ手段
   と； 等化入力信号に応答してステップ応答出力を発生する比
   較器手段と； 前記ステップ応答出力を受信し、そこから、実質的に前
   記最適の形状のパルスの前記スラリングされた立下がり
   端に対して相補形である補償波形を発生する量子化フィ
   ードバックフィルタ手段と； 前記比較器手段への入力のために前記等化入力信号を発
   生するように前記補償波形と、前記最適の形状のパルス
   とを加算して、大きな符号間干渉を伴わずに前記回路の
   ２進信号送信速度能力を増すようにする加算手段とを具
   備する回路。
3. 【請求項３】磁気記録システムにあって、符号化された
   磁気媒体の上を通過する磁気記録ヘッドにより発生され
   る一連の孤立磁気パルスからデジタルデータを回復する
   方法において， （ａ）磁気記録ヘッドから受信した磁気パルスの立上が
   り端を時間制約する一方で帯域幅を縮小することによ
   り、前記磁気パルスと比較して立上がり端がスリミング
   され、立下がり端はスラリングされている最適の形状の
   パルスを発生する過程と； （ｂ）前記スリミングされた立上がり端がある閾値を越
   えたときにステップ応答信号を発生する過程と； （ｃ）前記ステップ応答信号から、実質的に前記磁気パ
   ルスの前記スラリングされた立下がり端に対して相補形
   である補償波形を発生する過程と； （ｄ）前記最適の形状のパルスと、前記補償波形とを加
   算して、前記デジタルデータの正に向かう遷移又は負に
   向かう遷移のいずれかを表す量子化信号を発生する過程
   とから成る方法。