JP2713001B2

JP2713001B2 - Ａｍ・ｆｍ一体型ステレオ受信機

Info

Publication number: JP2713001B2
Application number: JP4054096A
Authority: JP
Inventors: ローレンス・マービン・エックランド
Original assignee: Motorola Solutions Inc; Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1991-02-06
Filing date: 1992-02-06
Publication date: 1998-02-16
Anticipated expiration: 2013-02-16
Also published as: DE69221850D1; EP0570481A1; DE69221850T2; JPH05114822A; WO1992014311A1; US5239699A; AU645408B2; CA2100444C; EP0570481B1; TW208764B; EP0570481A4; AU1358192A; CA2100444A1

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ＡＭおよびＦＭ受信機
の分野に関し、さらに詳しくは、ＡＭステレオおよびＦ
Ｍステレオの両方を受信することのできる受信機に関す
る。本発明は、このシステムを構成するために用いられ
る部品を最小限に抑え、それにより該システムの構築コ
ストおよびサイズを最小限に抑える手段について説明す
る。このようにサイズおよびコストを最小限に抑えるこ
とは、ＡＭステレオをできるだけ多くのラジオ・リスナ
ーに享受してもらうために必要である。

【０００２】

【従来の技術】１９８２年３月に、ＦＣＣは、ＡＭ
バンドのステレオ放送規格の選定に対していわゆる「市
場アプローチ」を認める独自の報告命令書を採択した。
市場競争の開始と共に、５つの競合システムが登場し
た。８年間の間に、競合システムの数は２つに絞られ
た。そのうち、Ｃ−Ｑｕａｍ（登録商標）システムは局
数の点で極めて有利であり、ＦＣＣにより「事実上の」
規格として最近発表された。この競合期間中に、異なる
ステレオ放送方式を認識し、解読できるＡＭステレオ・
デコーダの製作に多くの研究開発が行なわれ、各ＩＣメ
ーカによりさまざまな受信機メーカに供給された。しか
し、それ以降は、コスト，性能等の問題によりこれらの
ＩＣを採用する受信機は少なくなった。一方、採用され
たＩＣの中に、シングル・システムＩＣというものがあ
った。しかし、このＩＣのユーザはほとんどといってよ
いほど自動車の高級ラジオ装置等に限定されており、一
般のリスナーはＡＭステレオ放送の恩恵を受けることが
できなかった。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】さらに多くの人に
ＡＭステレオ放送の恩恵を受けてもらうには、受信機の
性能をあまり下げずに、コストを低減する必要がある。
ＡＭステレオ受信機の基本的な環境では、ＦＭステレオ
受信機を内蔵していることが一般的であるので、この目
的を達成するには、ＦＭステレオ回路をできるだけ利用
するＡＭステレオ・システムを設計する必要がある。し
たがって本発明の目的は、改善された、すなわち低コス
トのＡＭ・ＦＭ一体型ステレオ受信機を提供することで
ある。

【０００４】

【課題を解決するための手段】本発明は、上記課題を
解決するための回路の切り替え及び分轄に関するもので
ある。すなわち、ＦＭモードで逆正接歪（ａｒｃｔａｎ
ｇｅｎｔｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）を除去し、ＡＭモー
ドでａｒｃｔａｎ｛（Ｌ−Ｒ）／（１＋Ｌ＋Ｒ）｝から
の位相項を処理して、（Ｌ−Ｒ）／（１＋Ｌ＋Ｒ）を判
定する１つのプロセッサを有する改善されたＡＭ・ＦＭ
一体型ステレオ受信機が提供される。さらに、このラジ
オは１つの弁別器を含み、ＦＭモードでは、この弁別器
タンク回路は周波数編移をベースバンド音声に変換する
ために用いられ、ＡＭモードでは、この弁別器タンク回
路は電圧制御発信器（ＶＣＯ）用の周波数判定素子とし
て用いられる。この電圧制御発信器は中間周波数（Ｉ
Ｆ）信号をベースバンドに変換するために用いられる。
さらに、１つのパイロット・トーン回路が示され、この
回路はＡＭパイロット・トーンまたはＦＭパイロット・
トーンのいずれかを検出し、ＦＭの場合は基準信号をＦ
Ｍデコーダに供給して、Ｌ−Ｒをベースバンドに変換す
る。

【０００５】

【実施例】図１は、本発明によるＡＭ・ＦＭ一体型ステ
レオ受信機１００の第１実施例を示すブロック図であ
る。

【０００６】図１において、アンテナ入力１０１から
Ｌ＋ＲおよびＬ−Ｒ出力までの回路のフロー構造が示さ
れている。プレセレクタ，ミキサおよび局部発振器（Ｌ
Ｏ）を含むＲＦフロント・エンドは、他の低電圧の一体
型ＡＭ・ＦＭステレオＩＣと同様である。

【０００７】ＡＭステレオの場合、予定入力信号は、Ａ
^*ｃｏｓ（ｗ _cｔ＋φ）であり、ただしＡ＝（１＋レフ
ト＋ライト），φ＝ｔａｎ^-1［（Ｌ−Ｒ）／（１＋Ｌ＋
Ｒ）］である。^*は乗算を意味する。この信号は、スペ
クトル的には５２０ｋＨｚから１７１０ｋＨｚまでのＡ
Ｍ放送帯域で伝搬される。アンテナ１０１は電磁波を受
信し、それをＡＣ電圧および電流に変換する。この電流
は、プリセレクタ１０３の入力に印加される。このプリ
セレクタは無線周波数濾波回路で、所望の局（Ａ^*ｃｏ
ｓ（ｗ _cｔ＋φ））以外の信号を部分的に除去する。一
般に、この回路は１つまたは２つの共振回路によって構
成され、この共振回路はインダクタと同調可能コンデン
サまたはバラクタから成る。家庭受信機または携帯受信
機では、ＡＭアンテナとＦＭアンテナとは独立している
場合が多い。これらの受信機では、ＡＭアンテナは大き
なフェライトまたは粉末鉄芯が貫通したコイルであるの
が一般的であり、可変コンデンサで同調される。このア
ンテナは、「ループ・スティック(loop stick)」とい
い、同じ回路内でアンテナとプリセレクタの機能を果た
す。プリセレクトされた信号は、ミキサ回路１０５に供
給される。このミキサは、プリセレクトされたＲＦを局
部発振器１１１によって供給される基準信号で乗じる回
路として説明することができる。時空間でミキシングす
ることは、周波数空間で加算または減算することと同等
である。従って、ミキサ１０５からの出力周波数は、プ
リセレクトされたＲＦ信号から局部発振器周波数を減算
した絶対値である。これは、｜搬送波周波数−局部発振
器周波数｜＝中間周波数（すなわちＩＦ）と概して記さ
れる。局部発振器１１１が所望の周波数である場合、す
なわち、プリセレクトされたＲＦと合成されると所望の
ＩＦ周波数を発生する所望の周波数である場合、ＲＦ搬
送波はプリセレクタ濾波の中心周波数となるように局部
発振器１１１は設計される。このことは、当業界では
「追尾される(tracked) 」と定義される。上記の方式
は、スーパヘテロダイン受信機という。このＩＦ信号は
さらに濾波され、ＩＦフィルタ１０７によって他の干渉
信号を除去する。

【０００８】ＦＭステレオの場合も、予定される入力信
号はＡ^*ｃｏｓ（ｗ_cｔ＋φ）である。だだしこの場合、
φ項は図２（Ａ）に示すベースバンドの周波数偏移であ
る。

【０００９】図２（Ａ）において、このベースバンド信
号は、ノーマル・モノフォニック音声という「レフト＋
ライト」（Ｌ＋Ｒ）信号を有する。レフト−ライト信号
は、両側波帯の抑圧搬送波信号（double sideband supp
ressed carrier signal ：ＤＳＢＳＣ）であり、抑圧搬
送波は３８ｋＨｚである。パイロット・トーンは１９ｋ
Ｈｚで追加され、これは抑圧搬送波（３８ｋＨｚ）項と
位相コヒーレント(phase coherent)であり、そのためこ
れはＦＭステレオ・デコーダ内で基準信号を抽出するた
め用いることができる。この信号は、Ｌ−Ｒ信号を０Ｈ
ｚ（Ｄ．Ｃ．）に変換するために必要であり、この０Ｈ
ｚは正しいステレオ出力を発生するために必要である。
ベースバンドＦＭステレオ信号は、ピーク搬送波偏移が
７５ｋＨｚとなるように搬送波を変調する。

【００１０】ＦＭアンテナは、ウイップ型（例えば、直
線のワイヤ）または家屋の屋根に設置されるアンテナで
あるのが一般的である。ＡＭ受信機と同様に、この回路
は電磁波を電圧および電流に変換する。この信号はプリ
セレクタ１１３とに供給され、これはＡＭ受信機で説明
したように、インダクタとコンデンサによって構成さ
れ、所望の搬送波以外の信号を部分的に除去する。この
プリセレクトされた信号は、ミキサ１１５内で所望のＩ
Ｆ周波数に変換される。ＡＭ部の場合と同様に、ＩＦフ
ィルタ１１９内で信号はさらに濾波され、干渉信号を除
去する。これは、スーパヘテロダイン受信機と定義さ
れ、当業界では周知である。

【００１１】従って、ＡＭおよびＦＭ信号は共に比較的
同じ処理が施され、ＩＦ信号１７９に変換される。主な
相違点は、ＡＭＲＦ信号は５２０ｋＨｚから１７１０
ｋＨｚであり、４５０ｋＨｚのＩＦに変換されるが、Ｆ
Ｍ信号は８８ＭＨｚから１０８ＭＨｚであり、１０．７
ＭＨｚのＩＦ信号に変換されることである。

【００１２】ＩＦ増幅器１０９の出力は、他の回路と共
に、エンベロープ検出器回路１４１に接続される。この
ブロックは、ラジオの増幅および狭帯域ＡＧＣ動作の両
方を与える。正確な復調ができるように、デコーダに十
分大きな信号レベルを供給するための利得が必要であ
る。ＡＧＣ機能は、出力信号１７９を所望のレベルに維
持するため必要である。エンベロープ検出器１４１は、
ＩＦ信号１７９、すなわちＡ^*ｃｏｓ（ｗ _iｔ＋φ）を
Ａ^*ｃｏｓ（ｗ _iｔ＋φ）の制限された形式、すなわち
ｓｇｎ｛ｃｏｓ（ｗ _iｔ＋φ）｝で乗ずる機能を果た
す。ただし、ｓｇｎは符号関数である。この乗算は、Ａ
^*ｃｏｓ（ｗ _iｔ＋φ）^*ｓｇｎ｛ｃｏｓ（ｗ _iｔ＋
φ）｝として表すことができ、その結果、（Ａ／２）＋
（Ａ^*ｃｏｓ（２（ｗ _iｔ＋φ））／２）が得られる。
復調処理におけるＡ項の縮尺は、便宜上無視される。
（Ａ／２）^*ｃｏｓ（２（ｗ _iｔ＋φ））項は、音声ロ
ーパス・フィルタにより除去され、Ａ／２項のみが残
る。ＡＭモードでは、Ａ項は１＋レフト＋ライトであ
る。ＦＭモードでは、「Ａ」はエンベロープ・マルチパ
ス項であり、高性能受信機では信号品質の尺度として用
いることができる。

【００１３】図１に示すように、第１実施例は、リミタ
１４３，乗算器１５３および共振回路１３７，１３９を
含み、これらはＦＭモードの弁別器回路を構成する。Ａ
Ｍモードでは、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１６１は分周
器１６３と共に追加され、位相同期ループ（ＰＬＬ）を
形成する。これらの回路は共に、ＩＦ信号１７９（Ａ^*
ｃｏｓ（ｗi ｔ＋φ））からφ項を抽出するために用い
られる。２つの異なる回路構成を用いる理由は、φがＡ
Ｍステレオの場合のように位相変調の形式である場合、
概してＰＬＬが好ましい復調方法であるが、φ項がＦＭ
ステレオの場合のように周波数偏移の形式である場合、
リミタ弁別器の方法がより望ましいためである。他の構
成では、ＡＭとＦＭの両方にＰＬＬ検出を用いてもよ
く、あるいはＡＭとＦＭの両方に弁別器検出を用いても
よい。

【００１４】ＦＭ構成の場合、スイッチ１２９，１３
１，１３３，１３５はすべて、Ｆと記された位置に設定
される。ＡＭ構成にするためには、これら同一スイッチ
はＡと記された位置に設定される。

【００１５】ＡＭ構成では、Ａ^*ｃｏｓ（ｗ_iｔ＋φ）は
リミッタ１４３の入力に与えられる。このリミッタは、
先に説明したように、振幅変調（Ａ）を除去する。この
回路は、汎用部品MC1355（モトローラ社製）と機能は同
様である。従って、乗算器１５３に与えられるリミッタ
１４３からの出力は、ｓｇｎ｛ｃｏｓ（ｗ _iｔ＋φ）｝
となる。ただしｓｇｎは符号関数である。

【００１６】電圧制御発振器１６１は、インダクタおよ
びコンデンサ１３７，１３９の共振周波数によって部分
的に制御される中心周波数で動作する。ＶＣＯステアリ
ング電圧１７５は、ＰＬＬフィルタ１６５の出力から供
給される。この電圧１７５は、発振器の動作周波数にわ
ずかな変動を生じさせ、これは公称基準電圧（中心周波
数におけるＶＣＯ制御電圧）とＰＬＬフィルタ電圧との
間の差に線形比例することが理想的である。このＶＣＯ
は、Motorola社製MC1376の発振器／変調器部のＦＭ発振
器と同様である。理想的なＶＣＯの周波数と電圧との関
係を記述することにより、Ｆout ＝｛（Ｖref −Ｖpll
）^*ｋ｝＋Ｆref という式が得られる。ただし、ｋ＝ボ
ルトあたりのＶＣＯ利得である。Ｖref は、自走（フリ
ー・ランニング）であると定義すると、ＶＣＯの制御電
圧であり、Ｖpllは１７５における電圧である。ＶＣＯ
１６１の出力１７７は、共振回路１３７，１３９に現わ
れ、デジタル分周器１６３に供給される。

【００１７】ＦＭデコーダと共に同一共振回路１３７，
１３９を用いる便宜上、ＡＭ用に共振周波数１０．８Ｍ
ＺＨｚが選ばれる。分周器１６３は、ＶＣＯ信号１７７
の周波数を２４で分周するように設定される。そのた
め、１０．８ＭＨである着信信号は２４で分周され、出
力信号は４５０ｋＨｚとなり、ｗVCO は２^*π^*ＦVCO
（４５０ｋＨｚ）として定義される。リミタ１４３の出
力ｓｇｎ｛ｃｏｓ（ｗ _iｔ＋φ）｝と、分周器１６３の
出力ｓｇｎ｛ｃｏｓ（ｗVCO ）｝とは、乗算器１５３に
与えられる。故に、乗算器１５３の出力は｛（ｗ _iｔ＋
φ）＋（ｗVCO ｔ）｝／２＋｛（ｗ _iｔ＋φ）−（ｗVC
O ｔ）｝／２である。この出力信号は、乗算器１５３に
接続して示されているコンデンサ１５９において濾波さ
れる。ｗVCOおよびｗi の周波数は音声よりもかなり高
く、互いにほぼ同じ周波数であるので、フィルタ１５９
は（ｗ _iｔ＋ｗVCO ｔ）項を容易に除去することができ
る。その結果、｛（ｗ _iｔ＋φ）−（ｗVCO ｔ）｝が乗
算器１５３の出力になる。以下で説明する正接発生器１
５５および乗算器１５７の回路は、（ｗ _iｔ＋φ−ｗVC
O ｔ）を（Ａ）^*ｔａｎ（｛（ｗ _iｔ＋φ）−（ｗVCO
ｔ）｝に変換する。この信号は、ＰＬＬフィルタ１６５
に与えられ、ＶＣＯ１６１の周波数を制御する。

【００１８】通常動作状態では、ＰＬＬは同期状態であ
ると定義される。この場合、ｗ_iｔ＝ｗVCO ｔとなり、
乗算器１５３の出力はφに整理される。ＰＬＬの動作に
ついては、周知の文献でViterbi らによって詳細に説明
されている。正接ＰＬＬの特定の動作については、１９
８９年１０月３日に発行された米国特許第４，８７２，
２０７号Laurence M. Ecklund, "Automatic IF Tangent
LockControl Circuit" において説明されており、該特
許は参考として本明細書に含められる。

【００１９】ここで、スイッチ１２９，１３１，１３
３，１３５がＦと記された位置に設定されると仮定する
と、回路はＦＭ構成に設定される。ＦＭステレオ伝送方
式の場合、リミッタ１４３に与えられる信号１７９は、
Ａ^*ｃｏｓ｛ｗ _iｔ＋２πｆd∫ｍ（ｔ）ｄ（ｔ）｝とし
て定義される。ただし、ｍ（ｔ）は変調で、ｆd は周波
数偏移定数である。上記のようなリミッタ弁別方式にお
けるＦＭ復調器の厳密な詳細については、ITT Referenc
e Data handbook for Radio Engineers or Principles
of Communication by Ziemer and Tranterなどの通信文
献で説明されている。この回路は、CA3089を用いて構築
することができる。

【００２０】経験的に、搬送波の中心周波数を変調の振
幅だけ移動するということでＦＭ変調を説明することが
できる。従って、ＦＭステレオの場合、信号は図２
（Ａ）に示すベースバンド信号として記述することがで
きる。０〜１５ｋＨｚ領域のＬ＋Ｒ信号と、両側波帯抑
圧搬送波信号（ＤＳＢＳＣ）であるＬ−Ｒ信号とが含ま
れ、ただし抑圧搬送波は３８ｋＨｚであり、パイロット
・トーンは１９ｋＨｚである。このベースバンド信号
は、搬送波の周波数を変えるために用いられ、ベースバ
ンドの各瞬時振幅は搬送波周波数の即時偏移にマッピン
グする。

【００２１】リミッタ１４３は、誤って伝搬チャンネル
に導入されたＡＭ変調を除去する。また、リミッタ１４
３は搬送正弦波を方形波、例えばｓｇｎ（ｃｏｓ（ｗ _i
ｔ＋φ））に変換する。この信号は共振回路１３７，１
３９と乗算器１５３とに与えられる。共振回路１３７，
１３９の位相応答と搬送波周波数との特性は、ｔａｎ-1
（（ｆｒｅｑ（瞬時）−ｆｒｅｑ（平均））／ｆｒｅｑ
（帯域幅／２））＋９０°である。乗算器１５３で生成
される乗算は、制限された着信ＩＦ信号ｓｇｎ｛ｃｏｓ
（ｗ_iｔ＋φ）｝^*ｓｇｎ（ｓｉｎ（ｗ _iｔ＋φ＋（φ
１））｝を有し、その結果、濾波されるとφ１が得られ
る。だだし、φ１はｔａｎ-1（ｆｒｅｑ（瞬時）−ｆｒ
ｅｑ（平均））／ｆｒｅｑ（帯域幅／２））である。こ
の回復された信号は、ｔａｎ-1（Ｋ1 ＊送信ベースバン
ド信号）である。ただし、Ｋ1は弁別器変換利得であ
る。共振器回路１３７，１３９の帯域幅が広く、かつ共
振回路１３７，１３９に起因する対応する位相偏移が低
いかぎり、ｔａｎ^-1（Ｋ1^* φ）はＫ１^*φと記すことが
できる。

【００２２】ＡＭ（φ）検出器およびＦＭ（φ）検出器
スイッチ１２９，１３１，１３３，１３５の間で切り換
えるため、ＶＣＯ１６１と分周器１６３とが設けられ
る。スイッチ１３３は、共振回路１３７，１３９に接続
し、ＶＣＯ１６１を接続してＰＬＬ方式用にこの回路を
駆動するか、あるいは位相シフト・コンデンサ１５１を
介してリミッタ回路１４３を接続して弁別器回路を駆動
する。スイッチ１３５は、乗算器１５３の別のポートを
ＡＭＰＬＬ用の分周器１６３に接続するか、あるいは
リミッタ弁別器のＦＭ方式用の共振回路１３７，１３９
に直接接続する。弁別器結合コンデンサ１５１を切り換
える、すなわち、発振器が１０．８ＭＨｚで動作するＰ
ＬＬモード用回路からこのコンデンサを切り離し、そし
てＦＭで用いられるリミタ弁別器の１０．８ＭＨｚ動作
用の回路に切り換えることにより、共振回路１３７，１
３９をＦＭ用に１００ｋＨｚ低い周波数にシフトするこ
とはコンデンサ値の特定の選択により容易に実行でき
る。ある用途では、ＰＬＬデコーダがＡＭと共にＦＭで
も望ましいことが考えられる。この場合、スイッチ１３
３は必要ない。従って、この場合、スイッチ１３５は、
ＰＬＬが１０．７ＭＨｚまたは４５０ｋＨｚのいずれか
で動作するかを選択する。

【００２３】正接関数ブロック１５５は、ＡＭおよびＦ
Ｍ信号の両方を正しくデコードするために必要である。
上述のように、ＦＭ弁別器の出力は、ｔａｎ^-1｛Ｋ１^*
送信ベースバンド信号｝である。従って、｛Ｋ１^*送信
ベースバンド信号｝を完全に回復するためには、ｔａｎ
^-1関数を除去しなければならない。これは、信号を正接
関数ブロック１５５に通すことことにより容易に行なう
ことができる。数学的には、これはｔａｎ｛ｔａｎ
^-1（ＫＵ1 ^*送信ベースバンド信号）｝＝｛Ｋ1 ^*送信ベ
ースバンド信号｝と記述することができる。

【００２４】前述のようにＡＭの場合、φ項はｔａｎ^-1
（（Ｌ−Ｒ）／（１＋Ｌ＋Ｒ）である。ｔａｎ^-1関数を
除去するためには、ＡＭφ項を正接関数１５５にかけ、
｛（Ｌ−Ｒ）／（１＋Ｌ＋Ｒ）｝を得る。この方法は、
１９７９年１０月３０日発行の米国特許第４，１７２，
９６６号"AM Stereophonic Receiver",Norman W. Parke
r, et al. において説明されており、該特許は参考とし
て本明細書に含められる。

【００２５】正接関数発生器１５５は、多くの異なる方
法で構成することができる。精密区分線形識別構造(pre
cision piecewise linear construction) を用いる一つ
の方法は、１９８１年７月１４日発行の米国特許第４，
２７８，８３９号"Tangent Function Generator For AM
Stereo", Charles J. Marikにおいて説明されており、
該特許は参考として本明細書に含められる。

【００２６】正接関数ブロック１５５の出力において、
ＦＭ信号は図２（Ａ）に示されるように送信ベースバン
ド信号の完全な複製でなければならない。

【００２７】図２（Ａ）において、この信号は正しい状
態のＬ＋Ｒの音声を有する、すなわち、Ｌ＋ＲのＤＣ項
は０Ｈｚである。従って、この信号を直接利用して、マ
トリックス用Ｌ＋Ｒ項を与えることができる。マトリッ
クス用のＬ−Ｒ成分を抽出するため、両側波帯抑圧搬送
波信号はＤＣを中心にして変換しなければならない。こ
れは、概念的には、一切の倍率を無視して、信号｛（Ｌ
−Ｒ）^*ｃｏｓ（ｗｔ）｝にｃｏｓ（ｗｔ）を乗じるこ
とを必要とする。ただし、ｗ＝２π^*３８ｋＨｚであ
る。故に、｛（Ｌ−Ｒ）^*ｃｏｓ（ｗｔ）^*ｃｏｓ（ｗ
ｔ）｝＝｛（Ｌ−２）／２｝^*ｃｏｓ（０）｝＋｛（Ｌ
−Ｒ）／２｝^*ｃｏｓ（２ｗｔ）である。２ｗ_iｔ項は７
６ｋＨｚであるので、これは概して問題にならない。３
８ｋＨｚの乗算信号は、パイロット・トーン検出器内で
抽出され、これについては以下で説明する。この信号
は、線形化ベースバンド信号と共に検出器乗算器１５７
に与えられる。１５７からの生成スペクトルを図２
（Ｂ）に示す。

【００２８】図２（Ｂ）において、予想通り、Ｌ−Ｒ項
はＤＣを基準にしており、従って、これを用いて音声マ
トリックス（図示せず）を与えることができることがわ
かる。１９ｋＨｚパイロット・トーンは３８ｋＨｚで乗
ぜられて、２つの新たな信号、すなわち１９ｋＨｚの信
号と５７ｋＨｚの信号とが得られる。ベースバンドであ
ったＬ＋Ｒ信号は、３８ｋＨｚの搬送波で乗ぜられ、３
８ｋＨｚの両側波帯抑圧搬送波信号となる。

【００２９】ＡＭモードでは、乗算器１５７には正接ブ
ロック１５５から（Ｌ−Ｒ）／（１＋Ｌ＋Ｒ）が与えら
れる。この信号をＬ−Ｒに変換するためには、ＡＭモー
ドでエンベロープ検出器出力である１＋Ｌ＋Ｒをその項
に乗じなければならない。故に、ＡＭステレオの場合、
デコーダ乗算器（１５７）の切り換えポートはエンベロ
ープ出力を受け取るように設定される。その計算は、
｛（Ｌ−Ｒ）／（１＋Ｌ＋Ｒ）｝^*（１＋Ｌ＋Ｒ）＝
（Ｌ−Ｒ）である。このＬ−Ｒはマトリックスに与えら
れ、ステレオに変換することができる。マトリックス
（図示せず）へのＬ＋Ｒ項は、エンベロープ検出器１４
１から与えられる。

【００３０】ＩＦ信号はＩＦ信号に対して乗ぜられてい
たので、ラジオで用いられる従来の乗算器は（モトロー
ラ社製）MC1596チョッパ型でもよいが、この乗算におい
て乗ぜられるのは２つのベースバンド音声信号である。
従って、乗算器１５７はMC1595に類似したタイプのもの
でなければならない。

【００３１】ＡＭおよびＦＭ信号兼用のパイロット・ト
ーン検出器は、Ｉ乗算器１４５，Ｑ乗算器１４７，直交
発生器１２７，ＶＣＯ１２６，Ｉフィルタ・コンデンサ
１４９，ループ・フィルタ・コンデンサ１２３および閾
値検出器５０２から成る。これを図１に示す。パイロッ
ト・トーン検出器の構造は、LM567Cトーン・デコーダま
たは１９８９年１０月２１日発行の米国特許第４，６１
８，９８１号"Tone Detector with Pseudo Phase Locke
d Loop", Lawrence M. Ecklundにおいて説明されている
デコーダの構造と同様である。該特許は参考として本明
細書に含められる。トーン・デコーダの構造は、基本的
に２つの部分に分けることができる。第１部分は、Ｑ検
出器１４７，ＶＣＯ１２５，ループ・フィルタ１２３お
よび直交発生器１２７を含む。この部分は、着信パイロ
ット信号の正確な位相を判定するために用いられ、ＦＭ
モードでは、抑圧された３８ｋＨｚ基準信号と位相コヒ
ーレント(phase coherent)な３８ｋＨｚ基準信号を発生
する。この検出器の第２部分は、Ｉ乗算器１４５，Ｉフ
ィルタ１４９，直交回路１２７，ＶＣＯ１２５および閾
値検出器５０２を含む。パイロット・トーンが存在し、
かつデコーダが「同期状態」である場合、Ｉ検出器はパ
イロット・トーンの振幅に相当するＤＣ電圧を発生す
る。この電圧がプリセット・レベルに達すると、これは
閾値検出器５０２をトリガして、局がステレオであるこ
とをインタフェース装置を介してユーザに知らせる。
ＡＭステレオの特定の場合では、パイロット・トーンは
２５Ｈｚで、デコーダ乗算器１５７の出力におけるＬ−
Ｒ信号に存在する。このパイロット・トーンは、他のす
べてのＬ−Ｒ音声情報と共に存在し、最大Ｌ−Ｒ情報に
対して５％の値である。この信号は、乗算器１４７およ
び乗算器１４５の一方のポートに与えられる。デコーダ
が「同期状態」の場合、Ｑ乗算器の他方のポートにはｓ
ｉｎ（２π^*２５ｔ）が与えられる。従って、乗算気の
生成出力は［｛Ｌ・Ｒ｝＋０．０５^*ｃｏｓ（２π⁺２５
ｔ＋φ）］^*ｓｉｎ（２π^*２５ｔ）＝（Ｌ−Ｒ）^*ｓｉ
ｎ（２π^*２５ｔ＋φ）＋０．２５^*ｓｉｎ（０＋φ）＋
０．２５^*ｓｉｎ（２^*（２π^*２５ｔ＋φ））である。
第１項および第３項は所望の第２項に比較して高周波数
エネルギしか有しておらず、また、コンデンサ１２３に
よって濾波されるとすると、無視することができる。φ
は０に等しいと仮定しているので、同期状態において第
２項は０である。このループはＰＬＬと同様に機能し、
この挙動は当業界で周知である。

【００３２】パイロット・トーンＶＣＯ１２５のＶＣＯ
周波数は、ＡＭデコーダＶＣＯ１６１と同様に定義さ
れ、例えば、Ｆout ＝｛Ｖref −Ｖpll ）^*ｋ｝＋Ｆref
である。ただし、ｋ＝ボルトあたりのＶＣＯ利得であ
り、Ｖref は発振器の自走周波数における同調電圧であ
り、Ｖpll はコンデンサ１２３上の電圧である。このＶ
ＣＯは、パイロット周波数が１９ｋＨｚであり、位相が
正確な３８ｋＨｚ信号を生成しなければならないＦＭス
テレオ用に用いられる。さらに、このＶＣＯは、パイロ
ットの周波数が２５ＨｚであるＡＭステレオにも用いら
れる。周波数のこのデルタに対処する一つの比較的簡単
な方法は、ＶＣＯ１２５と直交発生器１２７との間にデ
ジタル分周回路を設けることである。これを図４に示
す。一般に、ＦＭ用のＶＣＯ１２５周波数は７６ｋＨｚ
であり、直交発生器１２７は、ａ÷４回路である。直交
回路は、図３に示す３つの２分周回路によって構成さ
れ、以下のＦＭ部で説明する。図４では、ＦＭモードの
場合、ＶＣＯ１２５はスイッチ３を直接介して直交発生
器１２７に接続されており、乗算器への出力周波数は７
６ｋＨｚ÷４すなわち１９ｋＨｚである。ＡＭモードの
場合、直交発生器への周波数は１００Ｈｚで、２５Ｈｚ
の基準信号を乗算器へ供給する。従って、分周器２の分
周値は７６０である。この分周器はMC14024 と同様であ
るが、７６０による分周を発生するためには１１段の分
周段を必要とする。

【００３３】ある用途ではさらに実際的なＶＣＯの第２
例を図５に示す。この場合、デュアルＰＬＬが用いら
れ、ＶＣＯはLM565 と同様な動作を有することができ
る。この方法の主な理由は、図１に示す外部共振素子１
２１を避け、所定のＶＣＯ周波数に相当するＤＣ電圧を
発生し、そして放送帯域で共振素子が発生するおそれの
あるスプリアス信号を低減することである。この方法で
は、第１ＰＬＬ４０２はＶＣＯ１２５用の正しい公称Ｖ
pll 電圧を抽出するために用いられる。４０６および１
２１を構成する抵抗素子および容量素子は、デコーダＩ
Ｃ上に設けられる。集積回路では、素子の絶対値は劣る
が、同様な素子の間の整合は極めて良好である。従っ
て、図５のＰＬＬ４０２内のＶＣＯに周波数Ｆを与える
電圧「Ｖpll 」４０３は、ＶＣＯ１２５にも周波数Ｆを
与える。ただし、共振器素子１２１は４０６と同一ダイ
上に設けられるものとする。この現象に鑑み、そして４
０２の周波数同期および４０４の出力の状態（変調を除
去する）を考慮して、ＶＣＯ１２５は４０４の出力と同
じ自走周波数を有する。故に、この処理はリミッタ１４
３，共振素子１３７，１３９またはデコーダ分周器１６
３の出力を４０４で分周した値を用いて、所望のＶＣＯ
１２５の公称動作周波数を与えることができる。

【００３４】この方法の可能な変形例は、２つのＶＣＯ
の中心周波数を設定する１２１と４０６の抵抗および容
量素子を調整(scale) することである。ＩＣ素子の比率
は良好であるので、第２ＶＣＯの周波数設定用抵抗およ
びコンデンサ１２１は第１ＶＣＯよりも大きくすること
ができ、それにより第２ＶＣＯの周波数を低減し、４０
４で必要な分周部の数を最小限に抑えることができる。

【００３５】図６は、パイロット・インジケータ回路の
詳細図である。パイロット・トーンの実際の表示はＩ検
出器１４５から来る。この回路は、パイロット・トーン
ＰＬＬの直交発生器から供給されるｃｏｓ（２π^*２５
ｔ）基準信号１７１を有する。Ｉ検出器に供給されるも
う一方の信号はＬ−Ｒであり、これは前述のようにＡＭ
用の（０．０５）^*ｃｏｓ（２π^*２５ｔ）を含む。乗算
気の生成出力は０．０２５^*ｃｏｓ（０）＝０．２５お
よび高周波数項である。この乗算器出力は、図示のよう
にコンデンサ１４９によって濾波され、基準閾値「ＶＢ
Ｂ」と比較される。この信号の大きさがパイロット・ト
ーンの基準レベル「ＶＢＢ」を越えるほど大きい場合、
閾値検出器の出力はＨ(high)になり、ステレオ局が存在
することを示す。

【００３６】図１に戻って、ＦＭパイロット・トーン検
出器について説明する。ＦＭパイロット・トーンを含む
１９ｋＨｚの複合ベースバンド信号は、正接線形化回路
１５５の出力からパイロット・トーンＩおよびＱ乗算器
１４５，１４７に供給される。ＡＭ方式の場合と同様
に、パイロット・トーン検出器は２つの主要部分に分け
ることができる。また先と同様に、これらの素子はＰＬ
Ｌパイロット・トーン抽出システムおよびパイロット・
トーン・レベルの実際の検出部である。弁別器内のＫ１
項に応じて、ＰＬＬ内で利得およびレベルを変更する必
要がある。１００％ＡＭ変調が１００％ＦＭ変調と同じ
になるように正接関数１５５の出力利得が切り換えられ
ると仮定する。このとき、必要な唯一の変更は、図４に
示すように分周器１６３をスイッチ・アウトし、ＶＢＢ
の値を９／５高くして、９％のＦＭパイロット・レベル
と５％のＡＭステレオのパイロット・レベルとの関係を
考慮することである。

【００３７】MC1310の構造と同様である直交発生器１２
７の構造を図３に示す。図示のように、７６ｋＨｚ入力
１６７は第１分周器３０１の入力に与えられ、２で除算
される。この分周器は、３８ｋＨｚの２つの出力２０
７，３０９を有し、これらは互いに１８０度位相がずれ
ている。０°出力３０７はＦＭステレオ・デコーダに
（３８ｋＨｚの）駆動信号１６９として与えられる。こ
の出力３０７は、別の÷２回路３０３にも与えられ、こ
の回路の出力はＩパイロット・トーン乗算器１４５に供
給する。−１８０°出力は、別の÷２回路３０５に供給
し、この回路の出力はＱパイロット・トーン乗算器１４
７用の基準信号１７３を供給する。この方法は周知であ
る。

【００３８】本発明に従ったＡＭ・ＦＭ一体型ステレオ
受信機のさまざまな実施例について説明してきたが、本
発明の範囲は特許請求の範囲によって定義されるものと
する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明によるＡＭ・ＦＭ一体型ステレオ受信機
の第１実施例を示すブロック図である。

【図２】第１スペクトル図および第２スペクトル図であ
る。

【図３】本発明による直交回路のブロック図である。

【図４】パイロット・トーンＶＣＯおよび直交回路の拡
大ブロック図である。

【図５】パイロット・トーンＶＣＯの拡大ブロック図で
ある。

【図６】パイロット・トーン閾値回路のブロック図であ
る。

【符号の説明】

１００ＡＭ・ＦＭ一体型ステレオ受信機１０１アンテナ入力１０３プリセレクタ１０５ミキサ１０７ＩＦフィルタ１０９ＩＦ増幅器１１１局部発振器１１３プリセレクタ１１５ミキサ１１９ＩＦフィルタ１２１共振素子１２３ループ・フィルタ・コンデンサ１２５ＶＣＯ１２７直交発生器１２９，１３１，１３３，１３５スイッチ１３７，１３９共振回路（インダクタおよびコンデン
サ）１４１エンベロープ検出器回路１４３リミッタ１４５Ｉ乗算器１４７Ｑ乗算器１４９Ｉフィルタ・コンデンサ１５１位相シフト・コンデンサ１５３乗算器１５５正接関数発生器１５７デコーダ乗算器１５９コンデンサ１６１電圧制御発振器（ＶＣＯ）１６３位相同期ループ（ＰＬＬ）（デジタル分周器）１７１基準信号１７５ＶＣＯステアリング電圧１７７ＶＣＯ信号１７９ＩＦ信号３０１第１分周器３０３，３０５ ÷２回路４０２第１ＰＬＬ４０３電圧「Ｖpll 」４０６，１２１抵抗および容量素子５０２閾値検出器

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】ＦＭモードおよびＡＭモードを有し、前
記ＦＭモードにおけるＦＭ帯域ステレオ信号および前記
ＡＭモードにおけるＡＭ帯域ステレオ信号を受信するラ
ジオ装置（１００）であって、当該ラジオ装置は、前記
ＦＭモードにおいて、逆正接歪を含むベースバンドＦＭ
信号を与える第１ベースバンド検出器（１１３，１１
５，１１７，１１９，１０９）と、前記ＡＭモードにお
いて、位相項を含むベースバンドＡＭステレオ位相信号
を与える第２ベースバンド検出器（１０３，１０５，１
０７，１１１，１０９）とを有し、当該ラジオ装置はさ
らに、前記ＦＭモードにおいて前記逆正接歪を除去し、
前記ＡＭモードにおいてａｒｃｔａｎ｛（Ｌ−Ｒ）／
（１＋Ｌ＋Ｒ）｝に基づいて（Ｌ−Ｒ）／（１＋Ｌ＋
Ｒ）を得る正接関数プロセッサ（１５５）を有すること
を特徴とするラジオ装置。
【請求項２】逆正接関数を計算する機能を有するＦＭ
弁別器を更に有し、前記ＦＭモードにおいて前記正接関
数プロセッサは、逆正接関数を計算する機能に補正を与
えることを特徴とする請求項１記載のラジオ装置。
【請求項３】前記ＡＭモードにおいて前記正接関数プ
ロセッサは、前記ＡＭモードにおいて受信したＡＭ信号
の逆正接関数を補正することを特徴とする請求項２記載
のラジオ装置。
【請求項４】前記正接関数プロセッサは、正接関数発
生器によって構成されることを特徴とする請求項３記載
のラジオ装置。