JPS60111535A - シンセサイザ受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 この発明は例えば、ＦＭステレオ放送等を受信する場合
等に用いて好適なシンセサイザ受信機に関する。

背景技術とその問題点 一般に、シンセサイザ受信機はその選局部にＰＩ、ＬＩ
ｉｉｌ路を局部発振回路として用いているものが多い。

このようなＰＬＬ回路を用いたシンセサイザ受信機では
、受信周波数を選局する最小の受信ステップはＰＬＬ回
路に用いられている基準発掘器からの基準比較周波数以
）にすることは一般にできない。即ち、例えば基準比較
周波数が１００ｋｌｌｚであれば、選局可能な最小受信
ステップは１００ｋｌｌｚ間隔でしか受信することはで
きず、従っζ、それ以下の例えば５０ｋＨｚでの受信ス
テップにする選局は不可能である。

すなわち、周波数シンセサイザ等で使用される慣用のＰ
ＬＩ、回路は通常第１図に示すように、電圧制御型発振
器（以下、ＶＣＯと云う）（１０１）と、このＶＣＯ（
１０１）の発振周波数を分周する分周器（１０２）と、
基準比較周波数を発生ずる基準発振器（１０３）と、こ
の基準発振器（１０３）の出力と分周器（１０２）の出
力を比較する位相比較器（１０４）と、この位相比較器
（１０４）の出力より直流成分を取り出してＶＣＯ（１
０１）に制御信号として供給するローパスフィルタ（１
０５）とから成り、こ＼でＶＣＯ（１０１）の発振周波
数をｆＶｃｏ、分周器（１０２）の分周数をＮＴ、基準
発振器（１０３）の基準比較周波数をｆＲＥＦとすれば
、これ等の間には、ｆＶｃｏ　−ＮＴ　’　ｆＲＥＦの
関係があり、分周数ＮＴは正の整数でしか取り得ないの
で、結局発振周波数ｒｖｃｏは基準比較周波数ｆＲＥＦ
以下には成り得ないことがわかる。

そこで、受信ステップを小さくするには、なるべく基準
比較周波数を下げればよいが、この基準比較周波数が受
信伝送系で扱っている信号の周波数近傍に設定されるよ
うになると、場合によっては基準比較周波数成分が混合
段を介して信号伝送系にもれて両者間にビート障害等受
信状態が非常に妨げられる等の悪影響を受けるおそれが
ある。

例えばヨーロッパ地域ではＦＭ放送の受信ステップでは
５０ｋｌｌｚとされており、従っ′Ｃ１例えば基準比較
周波数を発生ずる基準発振器の発振周波数を５０ｋｌｌ
ｚとすると、通當、ＦＭステレオ（１号の和（Ｌ　＋Ｒ
）信号と差（Ｌ−Ｒ）信号の周波数スペクトルは第２図
に示すような分布をしており、これ等の両信号を復調段
において１９ｋｌｌｚのパイロット信号より得た３８ｋ
ｌｌｚの副搬送波をスイッチング信号として切換えて５
０１１７．〜１５ｋｌｌｚ程度のし信号。

Ｒ信号を取り出すわけであるが、その際に３８ｋｌｌｚ
のスイッチング信号と、ＰＬＬ回路の基準発振器からロ
ーパスフィルタ及びＶＣＯを介して受信機の混合段を通
り、復調段側に漏洩して来た５０ｋｌｌｚの基準比較周
波数成分が干渉し合い、この場合１２ｋｌｌｚ程度のビ
ート障害を生じることになる。

そこで、このような地域では、上述したビート障害等を
伴うことなく、しかもＰＬＬ１路の基準比較周波数成分
トの周波数毎のステップでの受信が可能であることが所
望される。

第３図は斯る従来の周波数シンセサイザ受信機の一例を
示すもので、同図において、受信アンテナ（１１からの
同周波信号は高周波増幅回路（２）で増幅された後混合
回路（３）に供給され、ＰＬＬ回路を用いた第１の局部
発振回路（４）からの局部発振信号と混合され、混合回
路（３）の出力側に第１の中間周波信号として変換され
て取り出される。この信号は、第１の中間周波増幅回路
（５）で増幅された後第２の混合回路（６）に供給され
、ここで第２の局部発振回路（７）からの局部発振信号
と混合され、第２の中間周波信号に変換された後、更に
第２の中間周波増幅回路（８）で充分増幅された後復調
回路（９）にイハ給され、ここで可聴周波信号が復調さ
れて出力端子００）に取り出される。

第１の局部発振回路（４）を構成するＰＬＬ回路は、Ｖ
ＣＯ（１１）　、可変分周器（１２）、基準比較周波数
を発生ずる基準発振器（１３）、可変分周器（１２）及
び基準発振器（１３）からの信号を位相比較する位相比
較器（１４）及びこの位相比較器（１４）からの比較誤
差信号を直流信号に変換するローパスフィルタ（１５）
から成る。ＶＣＯ（１１）の出力が可変分周器（１２）
に供給され、選局制御部（１６）から出力される分周比
情報に応じて分周されて、位相比較器（１４）に供給さ
れ、基準発振器（１３）の出力と位相比較される。そし
て、この位相比較器（１４）の出力がローパスフィルタ
（１５）を通してＶＣＯ（１１）に印加され、その誤差
分だけＶＣＯ（１１）の発振周波数が制御される。そし
て、この調整された局部発振信号が混合回路（３）に供
給される。

また第２の局部発振回路（７）は、可変分周器（１７）
、基準発振器（１Ｂ）　、これらの両川力信号を位相比
較する位相比較器（１９）、この位相比較器（１９）か
らの比較誤差信号を直流信号に変換するローパスフィル
タ（２０）、このローパスフィルタ（２０）の出力が供
給されるＶＣＯ（２１）　、基準発振器（２２）　、こ
の基準発振器（２２）の出力とＶＣＯ（２１）の出力を
混合して周波数変換する混合器（２３）及びこの混合器
（２３）の出力のうちの例えば差の周波数成分のみを可
変分周器（１７）へ通すフィルタ（２４）から成るＰＬ
Ｌ回路を有し、可変分周器（１７）に供給される選局制
御部（１６）からの分周比情報により、上述同様ＶＣＯ
（２１）の発振周波数が制御される。

また、ＶＣＯ（２１）の出力の一方は、分周器（２５）
により　１／ｎに分周され、混合器（２６）によって基
準発振器（２２）の一方の出力と混合されて周波数変換
され、フィルタ（２７）により、例えば和の周波数成分
のみを取り出され、信号受信系の第２の混合回路（６）
に供給される。即ちＶＣＯ（２１）の出力を直接第２の
局部発振信号とし゛ζ使用するのではなく、その周波数
を１／ｎに分周した後に第２の局部発振信号として使用
するようになされている。このため第２の局部発振回路
（７）の変化し得る最小周波数間隔は、この第２の局部
発振回路（７）に含まれるＰＬＬ回路でロック可能な最
小周波数間隔のｌ／ｎにすることが可能になるわけであ
る。

因に、西周波増幅回路（２）からの高周波入力信号周波
数をｆＮ、基準発振器（１３）　、（１Ｂ）の出力周波
数を夫々Ｆｉ　＋　Ｆ２　、可変分周器（１２）。

（１７）の分周比を夫々Ｎ１．Ｎ２　、基準発振器（２
２）の出力周波数をｆＸとずれば、ＶＣＯ’（１１）の
発振周波数はＮ１　・Ｆ　１−、混合回路（３）の出力
周波数ばＮｓ　・Ｆｌ　ｆｇ、ＶＣＯ（２１）（７）発
振周波数ばｆｘ＋Ｎ２　・Ｆ２、混合器（２６）の出力
円ｎ　ｎ って、混合回路（６）の出力周波数は となる。この周波数は第２の中間周波増幅回路（８）の
中心周波数ｆ１２に等しくなるべきであるから、となる
。但し、ここでＮ１　、Ｎ２　、ｎは整数である。

このようにして、受信周波数は、第２の局部光２ 振器［ＩＪｔ　（７）に含まれるＰＬＬ回路より一毎に
微ｕａされることが分かる。

因に、ご覧で、Ｆ　２　＝２０ｋｌｌｚ　、　ｎ　＝　
２とすれば、ＶＣＯ（２１）の出力周波数１０ｋｌｌｚ
毎にロックすることが可能であるがら分周器（２５）の
出方は、１０ｋＨｚ毎に変化するごとになる。即ち混合
回路（６）に印加される第２の局部発振回路（７）の出
刃周波数は１０　ｋｌｌｚ毎に変化させることが可能と
なる。勿論、Ｆ２．ｎの設定により　５０ｋｔｌｚ毎の
変化も可能である。

また、第１の局部発振回路（４］におい”ＣＦ１＝１０
０に１１ｚとずれば、ＶＣＯ（１１）は１００ｋｌｌｚ
ｆｉｊに変化することが可能で受信周波数を１００ｋｌ
ｌｚきざみで粗調することができる。これと上述した第
２の局部発振回路（７）が１０ｋＨｚ毎に変化できやと
いうことから結局この受信機における信号受信周波数は
１０ｋｌｌｚ毎の同調を第１の局部発振回路（４）で、
Ｆ　２　／　ｎ毎の同門を第２の局部発振回路（７）で
行なうことにし、これを連続的に動作させるためにＮ２
がｌＯステップ変化する毎にＮ１を１ステツプずつ変化
させるごと＜Ｎｔ、Ｎ２を選局制御部（１６）で制御す
るようにしている。

このように、この第３図の回路では受信周波数の最小ス
テップを基準発振器（１３）　、（１８）の各基準比較
周波数Ｆｘ、Ｆ２及び分周器（２５）の分周数ｎによっ
て任意に細かくすることができる。

また、この回路の場合、少なくとも第１の局部発振回路
（４）側はその基準比較周波数を信号伝送帯域外に設定
できるので、ビート障害等を軽減できるものと思われる
。

しかしながら、このような構成を成す従来の周波数シン
セサイザの場合には、回路構成が複雑となり、コスト的
にも高価にな゛す、また、第２の局部発振回路（７）側
の基準比較周波数の設定の仕方によっては、依然として
上述したビート障害等の悪影響を受けるおそれがある等
の欠点がある。

発明の目的 この発明は斯る点に鑑みてなされたもので、基準比較周
波数以下のステップでの受信が可能になると共に、完全
にビート障害等の悪影響をも防止することができる構成
簡単にして廉価なシンセサイザ受信機を提供するもので
ある。

発明の概要 この発明では、選局部にＰＬＬ回路を使用したシンセサ
イザ受信機において、上記ＰＬＬ１路のループ内に逓倍
回路を挿入するように構成することにより、きわめて簡
単な構成で、基準比較周波数以下での最小の受信ステッ
プが可能になると共に信号伝送帯域内でのビート障害等
の悪影響が解消される。

実施例 以下、この発明の一実施例を第４図〜第７図に基づいて
８Ｐ　Ｌ、、　＜説明する。

第４図はこの発明の一第１実施例を示すもので、同図に
おいて、第３図と対応する部分には同一符号を付し、そ
の詳細説明は省略する。

本実施例では、ＶＣＯ（１１）と可変分周器（１２）の
間に逓倍回路（３ｏ）を設けて第２の局部発振回路（４
Ａ）を構成する。この逓倍回路（３ｏ）は例えば歪発生
器（３１）　、バンドパスフィルタ（３２）、アンプ（
３３）から成る。そして、基準発振器（１３）としては
、その基準比較周波数がその信号伝送帯域外となるよう
に設定し、例えばＦＭ放送の場合には１００ｋｌｌｚに
設定する。そして、ここでは第３図の回路で用いたよう
な第２の局部発１辰回路（７）及びこれに伴う混合回路
（６）や中間周波増幅回路（８）等は不要である。従っ
て、混合回路（３）の出力側は中間周波増幅回路（５）
、復調回路（９）の２段のみでよい。

ここで、局部発振回路（４八）内のＶＣＯ（１１）の発
振周波数をｆｖｃｏ＋ＰＬＬの全分周数をＮＴ＋基準発
振器（１３）の基準比較周波数をｆＲＥＦとず結局、Ｖ
ＣＯ（１１）の発振曲波数ｆＶｃｏはｒｖｃ。

−ＮＴ’ｆＲＥＦとなる。なお、全分周比数ＮＴは、可
変分周器（１２）の分周数をＮ、逓倍回路（３ｏ）Ｍ となる。ここで、Ｍ、Ｎは正の整数である。従っこれよ
りＶＣＯ’（１１）の発振周波数ｆＶｃｏは基準比較周
波数ｆＲｔＦの整数倍以外にも成り得ることがわかる。

つまり基準比較周波数以下のステップでの受信選局が可
能であり、このステップは、実質的にｆＲＥｐ／Ｍで法
定され、囚にＭを２とすると、こ−で、ｆＲｔｐは上述
の如＜　１００ｋｌｌｚに設定しであるので、この場合
５０ｋｌｌｚ毎のステップでの選局が可能となる。

また、基準発振器（１３）の発振周波数、すなわち基準
比較周波数ｆＲＥＦを１００ｋｌｌｚとしているので、
これが混合回路（３）を通して復調回！洛（９）の出刃
側に漏洩したとしても、信号伝送帯域外であるので、問
題なく、ビート障害等を生じることもない。

第５図は、この発明の第２実施例を示すもので本実施例
では、可変分周器（１２）と逓倍回路（３０）の位置を
相互に入れ換えた場合である。即ちＶＣＯ（１１）の出
力周波数を可変分周器（１２）で分周した後逓倍回路（
３０）で逓倍して位相比較器（１４）に供給するように
する。

そして、この時のＶＣＯ（１１）の発振周波数となり、
この場合も発振周波数ｆＶｃｏは基準比較周波数ｆＲＥ
Ｆの整数倍以外でも成立し、基準比較周波数以下のステ
ップでの受信選局が１−ＩＪ能となる。

従って、本実施例でも上記第１実施例と略々同様の作用
効果を得ることができる。

第６図はこの発明の第３実施例を示すもので本実施例で
は、可変分周器（１２）の他に固定分周器（４０）を設
けた場合で、この分周器（４０）はＶＣＯ（１１）と位
相比較器（１４）の間であれば任怠の箇所でよい。

そして、この場合の分周器（１２）　、（４０）の分周
数を夫々Ｎｓ　、Ｎ２とすると、ＶＣＯ（１１）　（７
）となる。従って、この場合も発振周波数ｒｖｃｏは基
準比較周波数ｆＲＥＦの整数倍以外でも成立し、もって
基準比較周波数以下のステップでの受信選局が可能にな
る。

従って、本実施例でも上記第１及び第２実施例と略々同
様の作用効果を得ることができる。

第７図は逓倍回路（３ｏ）の具体的な回路構成の一例を
示すもので、同図において、（５１）はＶｃ。

（１１）等に接続される入力端子であっ°乙この入力端
子（５１）がコンデンサ（５２）を介して歪発生！（３
１）を構成するトランジスタ（５３）のベースに接続さ
れる。このトランジスタ（５２）のベース−アース間に
は抵抗器（５４）が接続される。またトランジスタ（５
３）のエミッタは接地され、そのコレクタは抵抗器（５
５）を介して止の電源端子十Ｂに接続される。更にこの
トランジスタ（５５）のコレクタ側はコンデンサ（５６
）を介してバンドパスフィルタ（３２）を構成している
コイル（５７）を介して接地され、またこのコイル（５
７）と並列関係にこれと共振回路を形成するコンデンサ
（５８）　。

（５９）が設けられ、これらコンデンサ（５８）　。

（５９）の各一端は夫々スイッチ回路（６０）の接点ａ
及びｂに接続され、そしてこのスイッチ回路（６０）の
共通端子Ｃがコイル（５７）の一端と接続されている。

またコンデンサ（５Ｂ）　、（５９）の各他端ば接地さ
れる。この場合の共振周波数［ｏは、逓倍回路（３０）
の逓倍率をＭ、　ＶＣＯ（１’ｌ）の発振周波数の可変
幅（±Δｆ）の中心の周波数をｆＶｃｏとすると、第４
図ではｆｏ−Ｍ−ｆｖｃｏ　−。

第５図ではｆ　ｏ　＝Ｍ／Ｎ−ｆ　ｖｃｏ　、第６図で
はｆ　ｏ　＝　Ｍ　／　Ｎ　２　・ｒｖｃｏの関係が成
立するように、コイル（５７）とコンデンサ（５８）ま
たは（５９）の値を選定してやればよい。従っ′Ｃ、バ
ンドパスフィルタ（３２）の通過帯域としては第３図で
はＭ（ｆｖｃｏ±Δｆ）、第４図ではＭ／Ｎ（ｆｖｃｏ
±Δｆ）、第５図ではＭ　／　Ｎ　２　（ｆ　ｖｃｏ±
Δｆ）とされる。

そして、バンドパスフィルタ（３２）の出力側力くコン
デンサ（６１）を介してアンプ（３３）を構成している
トランジスタ（６２）のベース側に接続さね。

る。このトランジスタ（６２）のベース側にはノくイア
ス用の抵抗器（６３）　、（６４）が設けられ、更にこ
のトランジスタ（６２）のエミ・ツタは並列接続の抵抗
器（６５）及びコンデンサ（６６）を介して接地され、
またそのコレクタは抵抗器（６７）を介して正の電源端
子子Ｂに接続される。そしてトランジスタ（６２）のコ
レクタ側より出力端子（６８）が取り出され、この出力
端子（６８）が可変分周器（１２）等の入力側に接続さ
れる。

いま、入力端子（５１）よりＶＣＯ（１１）等からの入
力信号がトランジスタ（５３）のベース側に供給される
と、このトランジスタ（５３）は人力信号の正の時のみ
オンし、もってそのコレクタ側には実質的に半波整流さ
れた歪成分の多い出力信号が取り出され、この出力信号
が上述の如き通過帯域を有するバンドパスフィルタ（３
２）を通ってトランジスタ（６２）に導出される。

なお、コンデンサ（５８）及び（５９）は互いにその容
量を異にし、スイッチ（６０）を切換えることにより、
逓倍回路（３０）における逓倍率Ｍを可変できるように
している。この逓倍率Ｍを固定とするときは、コンデン
サ（５日）又は（５９）のいずれかをスイッチ（６０）
を介することなく直接コイル（５７）の両端に接続すれ
ばよく、また逓倍率Ｍを更に多段にわたっ°ζ可変でき
るようにするには、コンデンサ（５Ｂ）　、（５９）と
並列に段数に応じて別なコンデンサを並列接続すればよ
い。この逓倍率ＭをｊｉＪ変とするか又は固定とするか
は任意に選択しｉηるものである。

発明の効果 上述の如くこの発明によれば、基準比較周波数原子での
最小ステップ間隔での受信が可能となり、例えばヨーロ
ッパ地域におけるＦＭ放送受信機にも対応することがで
き、また基準比軟周波数を信号伝送帯域外に設定するよ
うにし°ζいるので、これが復調回路側にもれてビート
障害等受信状態に：（１％影響を及ぼずようなごともな
い。そして、これ等の機能を簡単な構成で達成でき、回
路構成の簡略化、低廉化がはかれる。

【図面の簡単な説明】

第１図は慣用のＰＬＬ回路の一例をボずブロック図、第
２図はＦＭステレオ放送の周波数スペクトラムを示す線
図、第３図は従来回路の一例を示夫他の実施例を示すブ
ロック図、第７図はこの発明の要部の一例をポず接続図
である。 （３）は混合回路、（４＾）　、（４Ｂ）　、（４Ｃ）
は局部発振回路、（１１）は電圧制御形発振器、（１２
は可変分周器、（１３）は基準発振器、（１４）は位相
比較器、（１５）はローパスフィルタ、（１６）は選局
制御部、（３０）は逓倍回路である。 第５図 第６図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 選局部にＰ’ＬＬ回路を用いたシンセサイザ受信機にお
   いて、上記ＰＬＬ回路のループ内に逓倍回路を設けたこ
   とを特徴とするシンセサイザ受信機。