JP2707734B2 - すべり周波数形ベクトル制御装置 - Google Patents
すべり周波数形ベクトル制御装置Info
- Publication number
- JP2707734B2 JP2707734B2 JP1159199A JP15919989A JP2707734B2 JP 2707734 B2 JP2707734 B2 JP 2707734B2 JP 1159199 A JP1159199 A JP 1159199A JP 15919989 A JP15919989 A JP 15919989A JP 2707734 B2 JP2707734 B2 JP 2707734B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- slip frequency
- value
- current
- magnetic flux
- primary
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、誘導電動機を制御するすべり周波数形ベ
クトル制御装置、特にその改良に関する。
クトル制御装置、特にその改良に関する。
第６図はすべり周波数形ベクトル制御と二次磁束座標
上での電流制御とを組み合せたすべり周波数形ベクトル
制御装置の従来例を示すブロック図である。
上での電流制御とを組み合せたすべり周波数形ベクトル
制御装置の従来例を示すブロック図である。
すべり周波数形ベクトル制御では、誘導電動機２の一
次電流を電動機の二次磁束と同期して回転する二次磁束
座標（M-T座標）の二次磁束Ψ２と平行な軸（Ｍ軸）の
成分（磁束電流iM）と、これに垂直な軸（Ｔ軸）の成分
（トルク電流iT）とに分解し、それらの電流と電動機定
数を用いてすべり周波数を演算する。二次磁束の位置
は、演算したすべり周波数と回転速度とを加算したもの
を積分して推定する。電動機の固定子巻線上にとる静止
した固定子座標（a-b-c座標）の回転座標への変換は、
その推定した位置φ２を用いて次式に従って行う。
次電流を電動機の二次磁束と同期して回転する二次磁束
座標（M-T座標）の二次磁束Ψ２と平行な軸（Ｍ軸）の
成分（磁束電流iM）と、これに垂直な軸（Ｔ軸）の成分
（トルク電流iT）とに分解し、それらの電流と電動機定
数を用いてすべり周波数を演算する。二次磁束の位置
は、演算したすべり周波数と回転速度とを加算したもの
を積分して推定する。電動機の固定子巻線上にとる静止
した固定子座標（a-b-c座標）の回転座標への変換は、
その推定した位置φ２を用いて次式に従って行う。
ただし、Ａ＝cosφ2,B＝cos（φ２−120°）,C＝cos
（φ２−240°）,D＝sinφ2,E＝sin（φ２−120°）,F
＝sin（φ２−240°）である。
（φ２−240°）,D＝sinφ2,E＝sin（φ２−120°）,F
＝sin（φ２−240°）である。
すなわち、第６図ではトルク指令値τ＊と二次磁束指
令値Ψ２ ＊とから、割算器10によりトルク電流指令値iT
＊を算出し、係数器11は相互インダクタンスＭの逆数に
対応した係数を二次磁束指令値Ψ２ ＊に乗じることで、
磁束電流指令値iM ＊を算出している。
令値Ψ２ ＊とから、割算器10によりトルク電流指令値iT
＊を算出し、係数器11は相互インダクタンスＭの逆数に
対応した係数を二次磁束指令値Ψ２ ＊に乗じることで、
磁束電流指令値iM ＊を算出している。
さらに、二次磁束指令値Ψ２ ＊とトルク電流指令値iT
＊およびモータ定数である二次抵抗値R2を用い、下記
（２）式の演算を行うすべり周波数演算回路９により、
すべり周波数ωSLを演算している。
＊およびモータ定数である二次抵抗値R2を用い、下記
（２）式の演算を行うすべり周波数演算回路９により、
すべり周波数ωSLを演算している。
こうして求めたすべり周波数ωSLと、例えばパルスエ
ンコーダ３を用いて検出した電動機の回転速度ω２とを
加算し、これを積分器８によって積分して二次磁束の位
置φ２を推定する。なおベクトル制御については広く公
知であるので、詳細な説明は省略する。電流については
二次磁束座標上で制御を行なうため、トルク電流指令値
iT ＊及び磁束電流指令値iM ＊と、一次電流ia〜icを検出
しこれを座標変換回路４で演算した二次磁束座標上の検
出値iT,iMとを比較して行なう。トルク電流iTの調節器A
CRT6と磁束電流iMの調節器ACRM7はそれぞれ、指令値と
検出値の偏差よりＴ軸,M軸の電圧指令値vT ＊,vM ＊を出
力する。二次磁束座標上では交流の一次電流が直流量に
変換されるので、各調節器を比例積分調節器（PI調節
器）とすれば定常偏差を零にできるメリットがある。各
調節器の出力vT ＊,vM ＊は座標変換回路５によって一次
電圧指令値va＊〜vc＊に変換され、変換装置１へ与えら
れる。この変換装置１は例えば、PWMインバータのよう
に指令された電圧を増幅して負荷へ電圧を供給するもの
である。
ンコーダ３を用いて検出した電動機の回転速度ω２とを
加算し、これを積分器８によって積分して二次磁束の位
置φ２を推定する。なおベクトル制御については広く公
知であるので、詳細な説明は省略する。電流については
二次磁束座標上で制御を行なうため、トルク電流指令値
iT ＊及び磁束電流指令値iM ＊と、一次電流ia〜icを検出
しこれを座標変換回路４で演算した二次磁束座標上の検
出値iT,iMとを比較して行なう。トルク電流iTの調節器A
CRT6と磁束電流iMの調節器ACRM7はそれぞれ、指令値と
検出値の偏差よりＴ軸,M軸の電圧指令値vT ＊,vM ＊を出
力する。二次磁束座標上では交流の一次電流が直流量に
変換されるので、各調節器を比例積分調節器（PI調節
器）とすれば定常偏差を零にできるメリットがある。各
調節器の出力vT ＊,vM ＊は座標変換回路５によって一次
電圧指令値va＊〜vc＊に変換され、変換装置１へ与えら
れる。この変換装置１は例えば、PWMインバータのよう
に指令された電圧を増幅して負荷へ電圧を供給するもの
である。
このように、すべり周波数形ベクトル制御は、二次磁
束の位置を直接検出せずにベクトル制御を行うことがで
きるので、安価にシステムを構成できるが、電動機定数
を正確に把握していないと、モータ内部の二次磁束の位
置と制御回路が推定する二次磁束の位置がずれ、トルク
制御のみならず電流制御にも悪影響を与える。とくに、
すべりの演算で必要となる二次抵抗R2の影響が大きく、
しかもR2は回転子の温度によって大きく変化する。
束の位置を直接検出せずにベクトル制御を行うことがで
きるので、安価にシステムを構成できるが、電動機定数
を正確に把握していないと、モータ内部の二次磁束の位
置と制御回路が推定する二次磁束の位置がずれ、トルク
制御のみならず電流制御にも悪影響を与える。とくに、
すべりの演算で必要となる二次抵抗R2の影響が大きく、
しかもR2は回転子の温度によって大きく変化する。
今、モータ内部の二次抵抗値２（モータ内部の諸量
には 印をつける）が制御回路内の二次抵抗値R2よりも大きく
なった場合（２＞R2）を考える。また、簡単のために
定常状態を考える。
には 印をつける）が制御回路内の二次抵抗値R2よりも大きく
なった場合（２＞R2）を考える。また、簡単のために
定常状態を考える。
モータの印加周波数は制御回路が供給し、モータの回
転速度は正しく検出されているとすると、制御回路のす
べり周波数とモータのすべり周波数は一致する。従っ
て、次式が成り立つ（相互インダクタンスＭは一致して
いる）。
転速度は正しく検出されているとすると、制御回路のす
べり周波数とモータのすべり周波数は一致する。従っ
て、次式が成り立つ（相互インダクタンスＭは一致して
いる）。
ここで、電流制御が正常に行なわれているとすると、
iM ＊＝iM,iT ＊＝iTであるから、一次電流指令値ベクト
ル （太字にてベクトル量を示す）とモータの一次電流ベク
トル は一致する。
iM ＊＝iM,iT ＊＝iTであるから、一次電流指令値ベクト
ル （太字にてベクトル量を示す）とモータの一次電流ベク
トル は一致する。
第７図はモータ内部の二次抵抗値が制御回路のそれよ
りも大きい場合の電流ベクトルを示すベクトル図であっ
て、上述の（５）式を満足するためには、相互に直交し
ているＭ軸とＴ軸とが、この第７図に示す相互に直交し
た軸と軸のごとく、軸がずれることになる。
りも大きい場合の電流ベクトルを示すベクトル図であっ
て、上述の（５）式を満足するためには、相互に直交し
ているＭ軸とＴ軸とが、この第７図に示す相互に直交し
た軸と軸のごとく、軸がずれることになる。
この結果、Ｍ軸とＴ軸の電流指令値はモータ内部の電
流と一致しなくなる。すなわち、制御回路が指令してい
るよりも大きな二次磁束がモータ内部に発生して逆起電
力を増加させ、また、トルク指令と、実際に発生するト
ルクとが一致しなくなるので、トルクリミッタがある場
合に、これに制限されて出力不足となる欠点を有する。
流と一致しなくなる。すなわち、制御回路が指令してい
るよりも大きな二次磁束がモータ内部に発生して逆起電
力を増加させ、また、トルク指令と、実際に発生するト
ルクとが一致しなくなるので、トルクリミッタがある場
合に、これに制限されて出力不足となる欠点を有する。
そこでこの発明の目的は、誘導電動機の定数が、温度
変化などのために制御回路で把握している値と異なるこ
とに起因して、実際に発生するトルクがトルク指令値と
異なってしまう不具合を解消することにある。
変化などのために制御回路で把握している値と異なるこ
とに起因して、実際に発生するトルクがトルク指令値と
異なってしまう不具合を解消することにある。
上記目的を達成するために、この発明のすべり周波数
形ベクトル制御装置は、誘導電動機の二次磁束と同期し
た座標系における２つの一次電流成分と、二次抵抗値を
含んでいる電動機定数とから、すべり周波数演算するこ
とにより誘導電動機のベクトル制御を行うべく、一次電
流の２つの成分の電流実際値をそれぞれの電流指令値に
一致させるために一次電圧指令値成分（vT ＊、vM ＊）を
それぞれ出力する２つの調節器を備えたすべり周波数形
ベクトル制御装置において、２つの調節器の内二次磁束
に平行な一次電流成分の実際値を指令値に一致させる調
節器から出力された二次磁束に平行な一次電圧指令値成
分（vM ＊）を所定値と比較する比較手段と、２つの調節
器の内二次磁束に平行な一次電流成分の実際値を指令値
に一致させる調節器の出力が前記所定値を越えたときは
すべり周波数を所定倍するか又はすべり周波数にこれと
同極性の所定のすべり周波数補正成分を加えてすべり周
波数を補正する補正手段とを設けたことを特徴とする。
形ベクトル制御装置は、誘導電動機の二次磁束と同期し
た座標系における２つの一次電流成分と、二次抵抗値を
含んでいる電動機定数とから、すべり周波数演算するこ
とにより誘導電動機のベクトル制御を行うべく、一次電
流の２つの成分の電流実際値をそれぞれの電流指令値に
一致させるために一次電圧指令値成分（vT ＊、vM ＊）を
それぞれ出力する２つの調節器を備えたすべり周波数形
ベクトル制御装置において、２つの調節器の内二次磁束
に平行な一次電流成分の実際値を指令値に一致させる調
節器から出力された二次磁束に平行な一次電圧指令値成
分（vM ＊）を所定値と比較する比較手段と、２つの調節
器の内二次磁束に平行な一次電流成分の実際値を指令値
に一致させる調節器の出力が前記所定値を越えたときは
すべり周波数を所定倍するか又はすべり周波数にこれと
同極性の所定のすべり周波数補正成分を加えてすべり周
波数を補正する補正手段とを設けたことを特徴とする。
さらに、上記目的を達成するために、この発明のすべ
り周波数形ベクトル制御装置は、誘導電動機の二次磁束
と同期した座標系における２つの一次電流成分と、二次
抵抗値を含んでいる電動機定数とから、すべり周波数を
演算することにより誘導電動機のベクトル制御を行うべ
く、一次電流の２つの成分の電流実際値をそれぞれの電
流指令値に一致させるために一次電圧指令値成分
（vT ＊、vM ＊）をそれぞれ出力する２つの調節器を備え
たすべり周波数形ベクトル制御装置において、一次電流
の２つの成分それぞれの電流指令値と、すべり周波数演
算から求められたすべり周波数と電動機回転速度とを加
算して得た一次角速度（ω１）ならびに電動機定数とか
ら、二次磁束に平行な一次電圧成分を演算する電圧演算
手段と、２つの調節器の内二次磁束に平行な一次電流成
分の実際値を指令値に一致させる調節器から出力された
二次磁束に平行な一次電圧指令値成分（vM ＊）を、電圧
演算手段の出力に一致させる制御をする電圧調節手段
と、誘導電動機の二次抵抗設定値を電圧調節手段の出力
で補正する補正手段とを備え、この補正された二次抵抗
値を用いてすべり周波数演算を行うことを特徴とする。
り周波数形ベクトル制御装置は、誘導電動機の二次磁束
と同期した座標系における２つの一次電流成分と、二次
抵抗値を含んでいる電動機定数とから、すべり周波数を
演算することにより誘導電動機のベクトル制御を行うべ
く、一次電流の２つの成分の電流実際値をそれぞれの電
流指令値に一致させるために一次電圧指令値成分
（vT ＊、vM ＊）をそれぞれ出力する２つの調節器を備え
たすべり周波数形ベクトル制御装置において、一次電流
の２つの成分それぞれの電流指令値と、すべり周波数演
算から求められたすべり周波数と電動機回転速度とを加
算して得た一次角速度（ω１）ならびに電動機定数とか
ら、二次磁束に平行な一次電圧成分を演算する電圧演算
手段と、２つの調節器の内二次磁束に平行な一次電流成
分の実際値を指令値に一致させる調節器から出力された
二次磁束に平行な一次電圧指令値成分（vM ＊）を、電圧
演算手段の出力に一致させる制御をする電圧調節手段
と、誘導電動機の二次抵抗設定値を電圧調節手段の出力
で補正する補正手段とを備え、この補正された二次抵抗
値を用いてすべり周波数演算を行うことを特徴とする。
この発明は、制御装置における、相互に直交する２つ
の制御軸の一方を、電動機内部の二次磁束に一致させる
と、二次磁束に平行な軸にあらわれる一次電圧（すなわ
ちＭ軸電圧）には逆起電圧成分は存在しないが、軸がず
れると逆起電圧が生じることに着目したものであって、
電流調節器が出力する実際のＭ軸電圧が所定値以上にな
れば、すべり周波数を補正して逆起電圧が小さくなるよ
うに制御の軸を動かす。あるいは、軸が一致している場
合のＭ軸電圧を、電流指令値と一次角速度と電動機定数
とにより計算し、この計算結果と、実際のＭ軸電圧であ
る電流調節器出力とを突合わせることで軸ずれの補正信
号を作り、制御回路内の二次抵抗値をこの補正信号を用
いて補正することで、軸ずれを抑制しようとするもので
ある。
の制御軸の一方を、電動機内部の二次磁束に一致させる
と、二次磁束に平行な軸にあらわれる一次電圧（すなわ
ちＭ軸電圧）には逆起電圧成分は存在しないが、軸がず
れると逆起電圧が生じることに着目したものであって、
電流調節器が出力する実際のＭ軸電圧が所定値以上にな
れば、すべり周波数を補正して逆起電圧が小さくなるよ
うに制御の軸を動かす。あるいは、軸が一致している場
合のＭ軸電圧を、電流指令値と一次角速度と電動機定数
とにより計算し、この計算結果と、実際のＭ軸電圧であ
る電流調節器出力とを突合わせることで軸ずれの補正信
号を作り、制御回路内の二次抵抗値をこの補正信号を用
いて補正することで、軸ずれを抑制しようとするもので
ある。
第１図は本発明の第１実施例をあらわしたブロック図
である。
である。
この第１図における変換装置１、誘導電動機２、パル
スエンコーダ３、座標変換回路４と５、トルク電流調節
器ACRT6、磁束電流調節器ACRM7、積分器８、すべり周波
数演算回路９、割算器10および係数器11の名称・用途・
機能は、第６図で既述の従来例回路の場合と同じである
から、これらの説明は省略する。
スエンコーダ３、座標変換回路４と５、トルク電流調節
器ACRT6、磁束電流調節器ACRM7、積分器８、すべり周波
数演算回路９、割算器10および係数器11の名称・用途・
機能は、第６図で既述の従来例回路の場合と同じである
から、これらの説明は省略する。
この第１図に示す本発明の第１実施例回路では、磁束
電流iMの調節器ACRM7の出力vM ＊を絶対値回路20に入力
して比較器22により、設定器21で設定する一定値vOと比
較し、その大小を比較した結果の信号Ｓを、すべり補正
回路23に与えるように回路を構成した点が特徴である。
ここで、比較器22が出力する信号Ｓは|vM ＊｜≧vOのと
きに論理０を、また|vM ＊｜＜vOのときに論理１を出力
するものとする。
電流iMの調節器ACRM7の出力vM ＊を絶対値回路20に入力
して比較器22により、設定器21で設定する一定値vOと比
較し、その大小を比較した結果の信号Ｓを、すべり補正
回路23に与えるように回路を構成した点が特徴である。
ここで、比較器22が出力する信号Ｓは|vM ＊｜≧vOのと
きに論理０を、また|vM ＊｜＜vOのときに論理１を出力
するものとする。
第２図は第１図に示す第１実施例回路に図示するすべ
り補正回路23の第１の構成例を示した回路図であって、
比較器22の出力Ｓが論理０を出力するとき、このすべり
補正回路23は、入力したすべり周波数ωSLをＫ倍して出
力する。ただしＫは１より大なる値を選定しているの
で、補正後のすべり周波数は入力値に比較して大きくな
る。
り補正回路23の第１の構成例を示した回路図であって、
比較器22の出力Ｓが論理０を出力するとき、このすべり
補正回路23は、入力したすべり周波数ωSLをＫ倍して出
力する。ただしＫは１より大なる値を選定しているの
で、補正後のすべり周波数は入力値に比較して大きくな
る。
第３図は第１図に示す第１実施例回路に図示するすべ
り補正回路23の第２の構成例を示した回路図であって、
比較器22の出力Ｓが論理０を出力するとき、すべり周波
数ωSLに補正分ΔωSLを加算して入力値よりもその値を
大きくする。ただし、この補正分ΔωSLは入力するωSL
の極性と同じにする。
り補正回路23の第２の構成例を示した回路図であって、
比較器22の出力Ｓが論理０を出力するとき、すべり周波
数ωSLに補正分ΔωSLを加算して入力値よりもその値を
大きくする。ただし、この補正分ΔωSLは入力するωSL
の極性と同じにする。
ここで本発明の第１実施例の動作を以下に説明する。
第４図はモータ内部の二次抵抗値が制御回路のそれよ
りも大きい場合の磁束・電圧ベクトルを示すベクトル図
である。
りも大きい場合の磁束・電圧ベクトルを示すベクトル図
である。
第７図で既述のベクトル図のように、モータの二次磁
束軸（−軸）と制御回路の推定した二次磁束軸（M-
T軸）がずれている場合を考える。この場合、実際の二
次磁束ベクトル と逆起電圧ベクトル は、第４図に示すようにそれぞれ−軸に一致してい
る。この時、逆起電圧ベクトルのM-T軸成分は、同図に
あるようにeT ＊とeM ＊となり、軸ずれによってＭ軸にも
逆起電圧成分が発生する。一方、軸ずれがない時の各調
節器の出力は次式となる（ここでも、簡単のため定常状
態を考える。）。
束軸（−軸）と制御回路の推定した二次磁束軸（M-
T軸）がずれている場合を考える。この場合、実際の二
次磁束ベクトル と逆起電圧ベクトル は、第４図に示すようにそれぞれ−軸に一致してい
る。この時、逆起電圧ベクトルのM-T軸成分は、同図に
あるようにeT ＊とeM ＊となり、軸ずれによってＭ軸にも
逆起電圧成分が発生する。一方、軸ずれがない時の各調
節器の出力は次式となる（ここでも、簡単のため定常状
態を考える。）。
ただし、r1:一次抵抗、ω1:一次角速度（ω２＋ωSL） ｌσ：一次，二次のもれインダクタンスの和 σ2:二次側もれ係数 すなわち、各調節器は一次抵抗およびもれインダクタン
スによる電圧降下と逆起電圧を出力しているが、一般に
電圧降下は逆起電圧に比較して十分小さい。従って、本
来逆起電圧の成分のないvM ＊は、軸ずれによってＭ軸に
逆起電電圧の成分が発生すると、その分も出力しようと
するために大きな値となる。このため、軸ずれない時の
全動作範囲におけるvM ＊以上の値にvOを選ぶことによっ
て、第１図の比較器22は軸がずれているかどうかを判定
することができる。このような観点から、すべり周波数
補正回路はすべり周波数を大きくして軸ずれを補正し、
増加した逆起電力を減少させる。
スによる電圧降下と逆起電圧を出力しているが、一般に
電圧降下は逆起電圧に比較して十分小さい。従って、本
来逆起電圧の成分のないvM ＊は、軸ずれによってＭ軸に
逆起電電圧の成分が発生すると、その分も出力しようと
するために大きな値となる。このため、軸ずれない時の
全動作範囲におけるvM ＊以上の値にvOを選ぶことによっ
て、第１図の比較器22は軸がずれているかどうかを判定
することができる。このような観点から、すべり周波数
補正回路はすべり周波数を大きくして軸ずれを補正し、
増加した逆起電力を減少させる。
以上の説明は２＞R2の場合についてであるが、２
＜R2の場合には磁束及び逆起電圧は小さくなる傾向にあ
るので、電流制御にとっては問題ない。しかし、この場
合にも軸ずれが発生するので、この場合には補正回路が
動作しないように、vOの値を設計する必要がある。な
お、絶対値回路20はトルクの極性に応じて軸ずれの方向
が変わり、逆起電圧のＭ軸成分の発生する極性が変わる
ので必要となる。
＜R2の場合には磁束及び逆起電圧は小さくなる傾向にあ
るので、電流制御にとっては問題ない。しかし、この場
合にも軸ずれが発生するので、この場合には補正回路が
動作しないように、vOの値を設計する必要がある。な
お、絶対値回路20はトルクの極性に応じて軸ずれの方向
が変わり、逆起電圧のＭ軸成分の発生する極性が変わる
ので必要となる。
以上では定常状態を前提に述べてきたが、二次磁束の
軸ずれの変化の速さは電流制御系の速さに比べて一般に
極めて遅いので、定常状態で考えてさしつかえない。ま
た、vM ＊はiM,iTが変化するための過渡電圧も出力する
が、それによってたとえ短時間、すべり補正回路23が動
作しても、積分器８によって急激な変化は発生しないの
で、トルク制御に与える影響は極めて少なく、充分に実
用に耐え得るものである。また、第１図では、すべり演
算をトルク電流指令値iT ＊で行うようにしているが、ト
ルク電流実際値iTを用いても同様の効果がある。
軸ずれの変化の速さは電流制御系の速さに比べて一般に
極めて遅いので、定常状態で考えてさしつかえない。ま
た、vM ＊はiM,iTが変化するための過渡電圧も出力する
が、それによってたとえ短時間、すべり補正回路23が動
作しても、積分器８によって急激な変化は発生しないの
で、トルク制御に与える影響は極めて少なく、充分に実
用に耐え得るものである。また、第１図では、すべり演
算をトルク電流指令値iT ＊で行うようにしているが、ト
ルク電流実際値iTを用いても同様の効果がある。
第５図は本発明の第２実施例をあらわしたブロック図
である。
である。
この第５図に図示している変換装置１、誘導電動機
２、パルスエンコーダ３、座標変換回路４と５、トルク
電流調節器ACRT6、磁束電流調節器ACRM7、積分器８、す
べり周波数演算回路９、割算器10、および係数器11の名
称・用途・機能は、第６図で既述の従来例回路の場合と
同じであるから、これらの説明は省略する。
２、パルスエンコーダ３、座標変換回路４と５、トルク
電流調節器ACRT6、磁束電流調節器ACRM7、積分器８、す
べり周波数演算回路９、割算器10、および係数器11の名
称・用途・機能は、第６図で既述の従来例回路の場合と
同じであるから、これらの説明は省略する。
この第５図に示す本発明の第２実施例回路は、従来例
回路に電圧演算回路30、電圧調節器31、二次抵抗値設定
器32および加算器33を付加して構成している。
回路に電圧演算回路30、電圧調節器31、二次抵抗値設定
器32および加算器33を付加して構成している。
誘導電動機の電圧電流方程式より、定常状態における
Ｍ軸電圧は制御回路内のＭ軸とモータ内部の二次磁束の
位置が一致しているならば下記（８）式に示すごとくに
して、vM ＊ ＊なる計算結果を得ることができる。ただし
r1は一次抵抗であり、ｌσは総合洩れインダクタンスで
ある。
Ｍ軸電圧は制御回路内のＭ軸とモータ内部の二次磁束の
位置が一致しているならば下記（８）式に示すごとくに
して、vM ＊ ＊なる計算結果を得ることができる。ただし
r1は一次抵抗であり、ｌσは総合洩れインダクタンスで
ある。
vM ＊ ＊＝r1・iM ＊−ω１・ｌσ・iT ＊ ……（８） 電圧演算回路30はトルク電流指令値iT ＊と磁束電流指
令値iM ＊ならびに一次角速度ω１を入力し、電動機定数
とで（８）式の演算を実行する。
令値iM ＊ならびに一次角速度ω１を入力し、電動機定数
とで（８）式の演算を実行する。
一方、Ｍ軸電流の調節器であるACRM7の出力vM ＊は、
指令値どおりの電流を流すのに必要な電圧を出力するの
で、軸がずれたことによってＭ軸に逆起電圧が発生すれ
ば、それに見合った出力となる。例えば、第７図に示す
ように軸がずれた場合に、第４図に示すように逆起電圧
が発生する様相は既に記述したとおりである。
指令値どおりの電流を流すのに必要な電圧を出力するの
で、軸がずれたことによってＭ軸に逆起電圧が発生すれ
ば、それに見合った出力となる。例えば、第７図に示す
ように軸がずれた場合に、第４図に示すように逆起電圧
が発生する様相は既に記述したとおりである。
モータ内部の二次誘起電圧ベクトル は二次磁束ベクトル と直交するので、この を、 とずれた位置にある制御回路のM-T軸に分解すると、eM
＊とeT ＊になる。Ｍ軸の正方向を二次磁束に近いほうと
すると、（４）式のように２がR2より大きい場合、負
極性の誘起電圧が発生し、磁束電流調節器ACRM7の出力v
M ＊は電圧演算回路30で演算するvM ＊ ＊より小さくな
る。逆に２がR2より小さい場合には、軸ずれの方向も
反対となるので、正極性の誘起電圧が発生し、vM ＊はvM
＊ ＊より大きくなる。すなわち発生するＭ軸の誘起電圧
の極性で軸ずれの方向がわかり、この原因を二次抵抗の
不一致とすればその補正の方向は一義的に決まる。ここ
では前者の場合はR2を大きくし、後者の場合はR2が小さ
くなるように制御ループを構成する。
＊とeT ＊になる。Ｍ軸の正方向を二次磁束に近いほうと
すると、（４）式のように２がR2より大きい場合、負
極性の誘起電圧が発生し、磁束電流調節器ACRM7の出力v
M ＊は電圧演算回路30で演算するvM ＊ ＊より小さくな
る。逆に２がR2より小さい場合には、軸ずれの方向も
反対となるので、正極性の誘起電圧が発生し、vM ＊はvM
＊ ＊より大きくなる。すなわち発生するＭ軸の誘起電圧
の極性で軸ずれの方向がわかり、この原因を二次抵抗の
不一致とすればその補正の方向は一義的に決まる。ここ
では前者の場合はR2を大きくし、後者の場合はR2が小さ
くなるように制御ループを構成する。
すなわち第５図に示すように電圧演算回路30の出力vM
＊ ＊を指令値とし、ACRMの出力vM ＊を制御対象と考え、
その偏差信号を調節器に入力して、R2を変化させるため
の補正量ΔR2を作る。vM ＊ ＊とvM ＊との誤差信号と補正
量ΔR2は非線形となるので、ここでは比例積分動作をす
る電圧調節器31によって補正量を決める。
＊ ＊を指令値とし、ACRMの出力vM ＊を制御対象と考え、
その偏差信号を調節器に入力して、R2を変化させるため
の補正量ΔR2を作る。vM ＊ ＊とvM ＊との誤差信号と補正
量ΔR2は非線形となるので、ここでは比例積分動作をす
る電圧調節器31によって補正量を決める。
また、（８）式は定常状態における電圧演算式である
が、二次抵抗R2の変化は温度によるものが主となるた
め、電流，電圧の変化に対して極めて遅いため、過渡項
を無視してもさしつかえない。
が、二次抵抗R2の変化は温度によるものが主となるた
め、電流，電圧の変化に対して極めて遅いため、過渡項
を無視してもさしつかえない。
この発明によれば、Ｍ軸電流調節器の出力電圧を監視
し、これがある値以上になるとすべり周波数に補正を加
え、逆起電力を小さくするように制御の軸を動かすよう
にし、あるいは、Ｍ軸電流調節器の出力、すなわちＭ軸
電圧指令値を、Ｍ軸がモータ内部の二次磁束と同一の位
置にある時のＭ軸電圧の計算値に一致するように、モー
タ定数を補正するループを設けたことにより、モータ定
数の変化による軸ずれを補償することができるので、モ
ータのトルク制御の精度を大巾に改善できる効果が得ら
れる。
し、これがある値以上になるとすべり周波数に補正を加
え、逆起電力を小さくするように制御の軸を動かすよう
にし、あるいは、Ｍ軸電流調節器の出力、すなわちＭ軸
電圧指令値を、Ｍ軸がモータ内部の二次磁束と同一の位
置にある時のＭ軸電圧の計算値に一致するように、モー
タ定数を補正するループを設けたことにより、モータ定
数の変化による軸ずれを補償することができるので、モ
ータのトルク制御の精度を大巾に改善できる効果が得ら
れる。
第１図は本発明の第１実施例をあらわしたブロック図、
第２図は第１図に示す第１実施例回路に図示するすべり
補正回路23の第１の構成例を示した回路図、第３図は第
１図に示す第１実施例回路に図示するすべり補正回路23
の第２の構成例を示した回路図、第４図はモータ内部の
二次抵抗値が制御回路のそれよりも大きい場合の磁束・
電圧ベクトルを示すベクトル図、第５図は本発明の第２
実施例をあらわしたブロック図、第６図はすべり周波数
形ベクトル制御と二次磁束座標上での電流制御とを組合
わせたすべり周波数形ベクトル制御装置の従来例を示す
ブロック図、第７図はモータ内部の二次抵抗値が制御回
路のそれよりも大きい場合の電流ベクトルを示すベクト
ル図である。 １……変換装置、２……誘導電動機、３……パルスエン
コーダ、4,5……座標変換回路、６……トルク電流調節
器（ACRT）、７……磁束電流調節器（ACRM）、８……積
分器、９……すべり周波数演算回路、10……割算器、11
……係数器、20……絶対値回路、21……設定器、22……
比較器、23……すべり補正回路、30……電圧演算回路、
31……電圧調節器、32……二次抵抗値設定器、33……加
算器。
第２図は第１図に示す第１実施例回路に図示するすべり
補正回路23の第１の構成例を示した回路図、第３図は第
１図に示す第１実施例回路に図示するすべり補正回路23
の第２の構成例を示した回路図、第４図はモータ内部の
二次抵抗値が制御回路のそれよりも大きい場合の磁束・
電圧ベクトルを示すベクトル図、第５図は本発明の第２
実施例をあらわしたブロック図、第６図はすべり周波数
形ベクトル制御と二次磁束座標上での電流制御とを組合
わせたすべり周波数形ベクトル制御装置の従来例を示す
ブロック図、第７図はモータ内部の二次抵抗値が制御回
路のそれよりも大きい場合の電流ベクトルを示すベクト
ル図である。 １……変換装置、２……誘導電動機、３……パルスエン
コーダ、4,5……座標変換回路、６……トルク電流調節
器（ACRT）、７……磁束電流調節器（ACRM）、８……積
分器、９……すべり周波数演算回路、10……割算器、11
……係数器、20……絶対値回路、21……設定器、22……
比較器、23……すべり補正回路、30……電圧演算回路、
31……電圧調節器、32……二次抵抗値設定器、33……加
算器。
Claims (2)
- 【請求項１】誘導電動機の二次磁束と同期した座標系に
おける２つの一次電流成分と、二次抵抗値を含んでいる
電動機定数とから、すべり周波数を演算することにより
誘導電動機のベクトル制御を行うべく、前記一次電流の
２つの成分の電流実際値をそれぞれの電流指令値に一致
させるために一次電圧指令値成分（vT ＊、vM ＊）をそれ
ぞれ出力する２つの調節器（６、７）を備えたすべり周
波数形ベクトル制御装置において、 前記２つの調節器（６、７）の内二次磁束に平行な一次
電流成分の実際値を指令値に一致させる調節器（７）か
ら出力された二次磁束に平行な一次電圧指令値成分（vM
＊）を所定値と比較する比較手段と、 前記２つの調節器（６、７）の内二次磁束に平行な一次
電流成分の実際値を指令値に一致させる調節器（７）の
出力が前記所定値を越えたときはすべり周波数を所定倍
するか又はすべり周波数にこれと同極性の所定のすべり
周波数補正成分を加えてすべり周波数を補正する補正手
段と、 を設けたことを特徴とするすべり周波数形ベクトル制御
装置。 - 【請求項２】誘導電動機の二次磁束と同期した座標系に
おける２つの一次電流成分と、二次抵抗値を含んでいる
電動機定数とから、すべり周波数演算することにより誘
導電動機のベクトル制御を行うべく、前記一次電流の２
つの成分の電流実際値をそれぞれの電流指令値に一致さ
せるために一次電圧指令値成分（vT ＊、vM ＊）をそれぞ
れ出力する２つの調節器（６、７）を備えたすべり周波
数形ベクトル制御装置において、 前記一次電流の２つの成分それぞれの電流指令値と、す
べり周波数演算から求められたすべり周波数と電動機回
転速度とを加算して得た一次角速度（ω１）ならびに電
動機定数とから、二次磁束に平行な一次電圧成分を演算
する電圧演算手段と、 前記２つの調節器（６、７）の内二次磁束に平行な一次
電流成分の実際値を指令値に一致させる調節器（７）か
ら出力された二次磁束に平行な一次電圧指令値成分（vM
＊）を、前記電圧演算手段の出力に一致させる制御をす
る電圧調節手段と、 誘導電動機の二次抵抗設定値を前記電圧調節手段の出力
で補正する補正手段とを備え、 この補正された二次抵抗値を用いてすべり周波数演算を
行うことを特徴とするすべり周波数形ベクトル制御装
置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16505588 | 1988-07-04 | ||
| JP63-165055 | 1988-07-04 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02133091A JPH02133091A (ja) | 1990-05-22 |
| JP2707734B2 true JP2707734B2 (ja) | 1998-02-04 |
Family
ID=15804987
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1159199A Expired - Lifetime JP2707734B2 (ja) | 1988-07-04 | 1989-06-21 | すべり周波数形ベクトル制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2707734B2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60113684A (ja) * | 1983-11-21 | 1985-06-20 | Hitachi Ltd | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
| JPS63268489A (ja) * | 1987-04-25 | 1988-11-07 | Fuji Electric Co Ltd | 誘導電動機の可変速駆動装置 |
-
1989
- 1989-06-21 JP JP1159199A patent/JP2707734B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02133091A (ja) | 1990-05-22 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100455630B1 (ko) | 영구자석형 동기전동기의 센서리스 제어방법 및 장치 | |
| US6909257B2 (en) | Method and device for correcting estimated speed of induction motor and its device | |
| US7076340B1 (en) | Method of controlling speed of synchronous motor, and method of identifying constant of synchronous motor | |
| JP3951075B2 (ja) | 電動機の制御方法及び装置 | |
| KR100563225B1 (ko) | 유도전동기의제어장치 | |
| US20090237027A1 (en) | Induction motor control device | |
| JP3797508B2 (ja) | 永久磁石型同期電動機のセンサレス速度制御方法及びその脱調検出方法 | |
| JP2707734B2 (ja) | すべり周波数形ベクトル制御装置 | |
| JP3707659B2 (ja) | 同期電動機の定数同定方法 | |
| JP4273775B2 (ja) | 永久磁石型同期電動機の磁極位置推定方法および制御装置 | |
| JP3692929B2 (ja) | モータ制御装置 | |
| JP2004187460A (ja) | インバータ制御装置、誘導電動機の制御装置及び誘導電動機システム | |
| JPH0773438B2 (ja) | 誘導電動機の可変速制御装置 | |
| JPH0880099A (ja) | 誘導電動機の制御装置 | |
| JP2020058231A (ja) | 電力変換装置の制御方法および電力変換装置 | |
| JPH06319285A (ja) | 誘導電動機のベクトル制御装置 | |
| JP3309520B2 (ja) | 誘導電動機の制御方法 | |
| JP3956080B2 (ja) | 同期電動機の速度制御方法 | |
| JP2713857B2 (ja) | 抵抗変動補償付きセンサレスインバータ装置 | |
| JPH08149898A (ja) | 誘導電動機の制御方法 | |
| JPH06315291A (ja) | 誘導電動機の磁束位置演算法とそれを用いた制御方法 | |
| JP2001086799A (ja) | 速度センサレス制御装置 | |
| JP2935962B2 (ja) | 速度センサレス制御インバータ | |
| JP3123235B2 (ja) | 誘導電動機のベクトル制御装置 | |
| JPH08294300A (ja) | 誘導機の速度推定方法及び制御装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081017 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091017 Year of fee payment: 12 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091017 Year of fee payment: 12 |