JP2697956B2 - テレビジョン信号に符号化されたテレテクストデータのようなデータを再生するための方法及び装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 本発明は、ディジタル通信システムに関しており、よ
り特定的には、直列波形内で、符号化された２値データ
を再生するための方法及び装置に関する。本発明はある
回線の一般的なテレビジョン放送信号に符号化されたい
わゆる“テレテクスト（teletext）”データを再生する
のに特に適している。

直列波形内で符号化された２値データを高精度に再生
するに際しての一般的な問題は長年にわたり、多方面で
直面し解決されて来た。これらの波形は総体的に自己計
時性波形と非自己計時性波形とに分類される。自己計時
性信号は、波形のデータ部分を抽出するために、回路を
刺激し且つ回路と同期すべく用いられる、その波形内に
はめ込まれた“余分の”情報を搬送する。他方、非自己
計時性波形はデータそれ自体のみを搬送する。つまり、
この場合、計時情報は間接的に導出されなければならな
い。

自己計時性波形の例には、FM、MFM及び磁気媒体産業
で広く使用されている（2,7）RLLコード及び地方のネッ
トワークで一般的に使用されているマンチェスターコー
ド化（Manchester encoding）が含まれる。これらの方
式の実施例は第１図に示すマンチェスター方式によって
示されている。マンチェスター復号方法においては、特
定の符号化された２値ビットの受信状態は“ビットセ
ル”の中心での波形の推移の方向によって決められる。
正へ進行する推移は“1"を示し、負へ進行する推移は
“0"を示す。この推移が存在することが、計時回路と同
期するために用いられるという点で、各ビットセル内の
確実な推移の存在によって、自己計時のために必要な余
分の情報が成りたつ。しかしなから、連続的に同一のビ
ット（つまり、00又は11）を表わすために、余分の推移
用の空間が“中心”推移の間に保留されており、この間
に波形はその以前の状態に戻ることができる。この推移
のために必要な空間により、マンチェスターデータを搬
送するチャンネルの有効な帯域幅が、その可能性の半分
にまで効果的に低下される。前述の他の方式によれば、
隣接ビット群内での必要な推移の密度を低下させること
により、量を変えることによって、帯域幅効果が低下さ
れる。

最も一般的で単純な非自己計時方式は、NRZ方式ある
いはNRZである。第２図に示すこの方式では、特定のビ
ットの２値状態は、ビットセルの公称中心での信号レベ
ルによって決定される。信号レベル間の推移は、ビット
セルの境界で生ずる。つまり、一般的に、このような推
移には、特定の密度があるという保証はない。

このような信号からデータを抽出する作業は、発振器
の媒体への高精度の短期接近能力及び送受信の安定性に
依存している。送信機及び受信機の双方が先ず同期さ
れ、そしてその基本的なタイミングのために、比較的高
精度の発振器を用いる場合には、両者は比較的長いビッ
トセル列の間、同期した状態のままでいられる。最初の
必要な同期は、メッセージ（一連の任意の長さのデータ
ビット列）の初めに送信されるトレーニングパターンに
よって、通常は達成される。“プリアンブル（preambl
e）”あるいは“クロックランイン（clock run−in）”
と呼ばれるこのパターンは、一般的には交互の１及び０
のような最高の推移密度を有する。受信機は各ビットセ
ルのための最適な抽出点を決定するため、クロックラン
イン順序を分析する。これが、ビットセルの各目上の中
心である。受信機は、この抽出点を“固定”し、各後続
のビットセルが、その最適な抽出点近くで確実に抽出さ
れるよう、その発振器の安定性を信用する。明らかに、
メッセージの最高長さは送受信タイミング発振器の精度
及び安定性の関数である。

自己計時性あるいは非自己計時性の連続的なデータ列
からデータを抽出するための方法、位相ロックループ、
高速度ディジタルサンプリング、クロック位相調節及び
データ位相調節等の方法が従来技術として公知である。

位相ロックループ回路は、受信信号と発振器の出力と
の間の一定の位相関係を維持するように制御する可変周
波数発振器を含む。受信メッセージのプリアンブル部分
の間に、所望の周波数及び位相が発振器内に確立され
る。ある回路はメッセージのデータ部分の間に発振器を
調節し続ける。位相ロックループの欠点は、アナログ及
びディジタルの混合回路、作動状態に対する高感度及び
特に、NRZ波形を処理する時には、時には、キャプチャ
レンジ、ロック捕捉時間及び許容可能な位相ジッタ間の
設計上の困難な関係を必要とすることである。

第２の方法は、連続的な波形の高周波数サンプリング
を利用することである。一般的に水晶制御される受信機
の発振器は、受信データ速度の多数の“n"を作動する。
ｎの一般的な数値は少なくとも８である。データ列のサ
ンプリングによって、ビット期間当りの一連のｎ数値が
発生する。発振器と関連した回路は、連続的なサンプル
値（１→０あるいは０→１）間の推移を検出することに
よりビット期間のロケーションを決定する。このような
推移は、用いられる符号及びプリアンブルの間に送信さ
れるデータパターンにより、ビットセルの中心あるいは
境界を明示する。プリアンブルの推移を検出した時点
で、高周波発振器によって計時されるカウンタは、あら
かじめ設定された数値に設定され、ついで、自由に作動
することができる。カウンタは、ｎの分割率を実施する
ように設定されており、ビット期間当り１回再循環す
る。かくて、最初の推移が検出されてから、計数順序
は、受信された連続的な波形にロックされ、そして、デ
ータビットを抽出するに適した時期を決定するために用
いてもよい。あるシステムは、推移が検出された時に、
カウンタ値に基づいて、係数順序を調節し続ける。これ
によって、送信機及び受信機の発振器間の長期間にわた
る周波数の変化をたどることができる。

サンプリング方法の主な欠点は、高速度連続データを
サンプリングする際に、容認しうる解決を達成するため
に、極めて高速度の発振器を必要とすることである。例
えば、ｎ＝８の5.7メガビット／秒のデータを処理する
ために、サンプリング発振器は、45.6MHzで作動しなけ
ればならない。この範囲あるいはより高速度の計時速度
によって、使用される論理系の制限、過度の電力浪費及
び実質的な電磁放出等を含んだ重大な実際的な問題が生
じる。この速度においても、ビット当り、８クロックの
サンプリング結果が正確なデータを再生するための限界
である。12あるいはそれ以上の多数をサンプリングする
ことは言うまでもなく好ましいが、必要とされる高発振
周波数のためにこれを維持することはできない。

前述の第３の方法は、クロック位相調節は通常は余り
使用されていないが、かなり強力である。この例として
インテル社（Intel）の82C501ADの連続的なイーサ ネ
ットインターフェースチップ（Ethernet interface chi
p）がある。この方法では基本的なビット周波数で自由
に作動する受信機の発振器の位相は入来する連続的な波
形に対応した１組の別個の数値により調節される。これ
は、発振器の出力を多数の遅延タップ点を有する遅延線
内に通すことによって行なわれる。プリアンブルデータ
の推移が生じた時の遅延線内のクロックの推移の位置に
もとずいて、回路はデータサンプリングフリップフロッ
プ用のクロック信号を得るために用いる遅延タップを形
成することができる。回路は、又、他のデータ推移にも
とずいて、選択されたタップ点を絶えず改善することが
できる。この技術に関する有効な解決は、別個の位相段
（あるいは遅延線のタップ）の実際上の最大数にのみ依
存している。その主な欠点は、ディジタル集積回路に正
確な遅延線を備えることが困難なことである。

第４の方法であり、本発明において用いられる一方法
は、データ位相の調節である。この方法は前述のクロッ
ク位相調節と多少類似しているが、但し第４の方法の場
合は、クロック位相よりもむしろ、データ位相の多数の
別個の数値を提供するために遅延線を用いる点が異な
る。データ位相の調節によって、対応する高発振周波数
を必要としない極めて高速度のディジタルサンプリング
に機能的に同等なものが提供され、遅延線にある程度の
許容差を認めることが可能となる。

データ位相の調節方法は、米国特許第3,908,084号及
び第4,012,598号より公知であり、共にウィリー（Wile
y）に対して与えられ、本明細書中に参考引用例として
含まれている。要するに、この方法は、本発明において
実施されるのが好ましいのだが、着信されたデータ信号
は、多−タップ遅延線に与られ、そのそれぞれの出力
は、計時レジスタの対応する入力に接続され、その出力
は、次いで第２レジスタの対応する入力に接続される。
やがていかなる点においても、２個のレジスタの集合的
な出力は２個のクロックパルスの間にわたり着信された
データ信号の多数のサンプルを形成し、それぞれのサン
プルは、遅延線の連続的なタップ間の遅延増加分だけ、
時間的に離隔した点での着信信号の数値を表わしてい
る。レジスタの集合的な出力はどの出力が、推移の発生
を示しているかを決定するために、クロックラン−イン
あるいはプリアンブルの間に調べられる。推移を明示す
る出力により、所望のサンプリング点に対応する出力
が、データ抽出用に決定され用いられる。

前記ウィリーの両方の特許は、クロックラン−イン及
びプリアンブルの間に決定されるような名目上のビット
セルの中心点が高精度のデータ再生のための最高なサン
プリング点であるという仮定の下に、データ位相調節を
実施している。ところが、実際には、この仮定は余り効
力がなかった。

多数の形式のひずみが、その発生とその受信との間
で、データの波形に影響を及ぼす。例えば、テレテクス
トの適用において、データはテレビジョン信号の残りと
共にRF搬送波に変調される。この信号は、アンテナある
いはケーブル分散システムを介して、最終的な受信機に
送られる前にサテライト連合を越え、多数の変調及び復
調を介して送られる。これらの各段階によって、最終の
受信波形にひずみが生ずる。これの最大のものはグルー
プ遅延ひずみである。

グループ遅延ひずみは分散経路内の増幅器及びフィル
タのような構成要素の非線形位相遅延特性によって生ず
る。これには異なる量だけ遅延される高・低周波数を発
生する効果がある。波形のスペクトルは多くの周波数を
有するので、変化のある遅延は、受信信号をゆがめる効
果を有する。より特定的には、交互の１及び０はNRZコ
ード内で最も速く、可能性のある推移なので、ラン−イ
ンはメッセージのいかなる部分でも、主として最も高い
周波数成分を有する。メッセージの他の部分は、かなり
多くの低周波数成分を有する。かくてグループ遅延ひず
みには、データ依存（周波数依存）方式において、その
名目上の位置（クロックラン−インにより決定されたよ
うな）から離れたNRZビットセル間のデータ推移を混乱
させる効果がある。この結果、高低の信号レベル間の推
移は、信号のデータ内容により、その名目上の位置から
離隔する。従ってクロックラン−イン位相から導出され
たビットセルの名目上の中心は、通常は最大の再生精度
を達成するための最適なサンプリング点とはならない。

発明の概要 本発明はデータ位相調整再生システムの最適なサンプ
リング点を選択するための方法及び装置を提供するもの
である。

概念的には、最適なサンプリングポイントが分析的に
決定される。これを行うに際しての困難は、グループ遅
延効果が異なるケーブルシステムや放送送信機、異なる
受信機装置及び更には同じケーブルシステム上の異なる
顧客の位置の間で非常に変化する。従って、本発明にお
いて採られる方法は、統計的手段によって場所対場所制
で、最適なサンプリング点を決定することである。より
特定的には最適なサンプリング点は最小のいわゆる“ビ
ットエラー率”（BER）を与えるものとして決定され、
これは、受信データビット当りの不適切に受信されたビ
ットの平均数を示す。

要約すれば、本発明の好ましい実施によれば、名目上
のサンプリング点（レジスタ出力）は、クロックラン−
インから決定され、多数のデータ線に対するビットエラ
ー率は、名目上のサンプリング点を用いて決定される。
その後、サンプリング点（選択されたレジスタ出力）
は、ビットエラー率に何の改善も行なわなくなるまで、
対応する数の線に対して保留される毎に、第１の方向に
増加される。第１の増加によって改善されたビットエラ
ー率が得られない場合、サンプリング点は名目上のサン
プリング点から反対方向に増加され、ビットエラー率の
比較は改善することがなくなるまで繰り返される。いず
れの方向でも改善することがなくなれば、名目上のサン
プリング点は最適となる。

図面の簡単な説明 以下、添付の図面を参照しながら、本発明をより詳細
に説明する。

図面において、 第１図は、自己計時性波形の例を示す図であり； 第２図は、非自己計時性波形、特にNRZ波形の図であ
り； 第３図は、本発明で用いるための波形捕捉回路の構成
図であり； 第４図は、第３図の波形捕捉回路を含有した本発明に
よるデータ抽出回路の構成図であり、 第５図は、第４図の回路の変形例の概略図であり； 第６図及び第７図は第５図の回路のデータサンプリン
グ論理の詳細を示す概略図であり；そして 第８図はサンプリング点の選択を制御するためのプロ
セッサ及び関連する構成要素を示す概略図である。

発明の詳細な説明 本発明の基本原理がより広範囲に利用できることは当
該技術分野における当業者には明白なことであるが、以
下、通常のテレビジョン信号の垂直帰線消去期間から、
テレテクストデータを高精度に抽出するように特に構成
された本発明の実施例について説明する。テレテクスト
データは、5.727272メガビット／秒（米国内）で、NRZ
形式に符号化され、クロックラン−インプリアンブルと
して、16の交互の１及び０で始まる。

第３図は、本発明を実施するためのデータ−位相−遅
延形波形捕捉回路を例示する。第３図の回路において、
データを搬送する映像信号は、先ず、基準比較回路（ス
ライサ）を介して、連続的なディジタル波形に“スライ
スされる”。この波形は、多タップディジタル遅延線を
通される。遅延線の出力のあるものは基本ビット周波数
で作動する計時信号Ｃにより、レジスタR1に同時に捕捉
される。このレジスタの並列出力は以前のクロック間隔
の進行中の連続波形のタイムヒストリを示す。

この例において遅延不可能な信号を加えた11タップ遅
延線の出力は、その出力がT00,T01,…T11である12ビッ
トレジスタ内にビット率クロックにより捕捉される。米
国のテレテクストの適用に対し、ビット率期間は、174
ナノ秒（ns）である。これを12の等間隔に分割すること
により、タップの間隔は14.5nsとなる。T00はクロック
の丁度前の連続波形の状態を示し、T01はクロックの14.
5ns前の状態を示し、T02は29.0ns以前の状態を示す。従
って、レジスタR1′の内容は、基本的なビット率の12倍
のディジタル波形のサンプリングを構成する。これは6
8.7MHzのサンプリングクロックから得る結果に相当する
が、使用される最高周波数は5.72MHzである。

同じ分析により、レジスタR2は、R1より１ビット期間
早い波形のサンプリングを有する。選択されたタップの
間隔により、R1及びR2（以後Ｒと呼ぶ）の連鎖的な内容
は、２個のビットの期間にわたり68.7MHzでサンプルさ
れた波形の変遷である。R2に対する必要性は、以下の記
載より明らかになる。

受信される信号の推移は、隣接０のグループに従がわ
れた隣接１のグループとしてあるいは送信も又同様に、
レジスタの出力に反映される。“…により従がわれた
（followed by）”という表現は記憶された数値の時間
的な順序のことをいい、T23は最も古い記憶装置であ
り、T00は最新の数値である。NRZ波形の場合、特定のＴ
位置、例えばＴ（ｉ）及びＴ（ｉ＋１）の間のラン−イ
ン間隔の間に検出された推移は、Ｔ（ｉ）がビットセル
の名目上の境界であることを示している。他の全てのデ
ータ推移は、次いでＴ（ｉ）の近傍で生じるべきであ
る。名目上のデータサンプリング点（ビットセルの中
心）はＴ（ｉ＋６）又はＴ（ｉ−６）、つまり境界から
ビット間隔の半分だけ離隔した位置にあることになる。

Ｒの中心12ビット（T06よりT17）は推移分析のための
“能動領域”とみなすことができる。能動領域は推移点
が検出される位置の距離である。推移をＴ（ｉ）で検出
するには−ｉ以上の位置ｊと同様にｉ以下の位置ｊの分
析が必要である。かくて、位置T00-T05は、T06に近い推
移の分析のために利用でき、同様に位置T18-T23は、T17
に近い推移の分析に利用できる。

能動領域以下及び以上の必要な位置の実際の数は、推
移の検出中に必要とされる連続的な１あるいは０の数に
左右される。他の場合、補足的な数値に隣接した（“を
従がえた（followed by）”）単一の０又は１があれ
ば、充分に推移を検出できる場合には、能動領域の端部
に単一のビットのみが必要とされる。かくて、Ｒの最小
の大きさは、前記の12倍のサンプリングのための13位置
である。

大規模な構成の波形捕捉回路の作動は、本発明の好適
な実施例を例示する第４図に示す。R1及びR2の出力は、
結合されて推移検出器に送られ、次いで、最適なサンプ
リング点として、一出力（タップ）を選択するように制
御されたマルチプレクサに送られる。クロックラン−イ
ンと関連した制御信号により作動されると、推移検出器
は波形の推移を探し始める。これが検出されると、R1/R
2内のその位置が、タップレジスタに記録される。前述
のように、名目上のサンプリング点は推移点から６タッ
プ点だけ除いたものである。この６という数値は、初期
タップオフセットとして、タップマルチプレクサを制御
するたために、タップレジスタの内容に加えられる。マ
ルチプレクサの初期の選択された出力は、従って、名目
上のデータサンプリング点の波形の数値であり、データ
サンプリングフリップフロップに捕捉される。

第３図に示す基本的な回路は、ビット率に等しいクロ
ックにより12倍のサンプリング率を達成するために11タ
ップ遅延線を用いている。２倍のビット率のクロックを
用いて、５−タップ遅延線により同じ効果を達成するこ
とができる。この方法の利点は、より少ないタップの遅
延線がより普通に利用され、安価であるということであ
る。更に、遅延線が回路の残部を必要な手段で満たした
集積回路（IC）の外部にある場合には遅延タップを備え
るには、IC上にはより少ないピンが必要とされる。

上述のように、クロックラン−インの間に、ビットセ
ルの中心に置かれた名目上のサンプリング点は、受信さ
れた連続的な波形の他の部分の間は最適なサンプリング
点ではないかもしれない。本発明によれば名目サンプリ
ング点以外の数値（第４図では、６以外の数値）に対し
てタップオフセットをプログラム的に変えることによっ
て、これは適応的な方法で対応することができる。

つまり、最適なタップオフセット数値を決定するため
のこの処理は、テレテクスト再生回路に取付けられてい
るプロセッサのプログラムを実施することに基づいてい
る。各テレビジョンラインから導出されるデータは、デ
ータの完全性のために、プロセッサによって分析され
る。

一般的には、データのラインのあるバイトはエラー検
出及び修正コード（例えば、ハミングコード）を有す
る。これらのバイトの分析によって計量的に“ビットエ
ラー率”（BER）と呼ばれる信号の質が発生する。これ
は、以前にも述べたように、受信データビット当りの不
適当に受信されたデータビットの平均数を示す。本発明
を用いたテレテクスト再生のための一般的なBERは１×1
0^-5つまり、10⁵（100,000）の受信ビット中の１個の不
適正ビットとなる。タップオフセット選択処理の目的は
BERを最小にすることである。

テレテクスト受信機が、最初に所望のテレビジョン信
号に向けられると、プロセッサはタップオフセット数値
を名目上のビットセルの中心点に設定する。データのラ
インの実質的な数に対するBERを測定した後、プロセッ
サは、タップオフセット数値を増加させ、同じく多数の
ライン群に対するBERを測定する。新旧のBERは比較さ
れ、新しいタップオフセット設定が旧設定より改善され
ているかどうかを決定する。もし改善されているなら
ば、BERの改善が何も得られなくなるまで連続的なタッ
プオフセットの増加と分析による処理が続けられる。そ
の時点で最低のBERを提供するタップオフセット数値が
決定される。最初の増加によって改善が得られない場
合、タップオフセット数値は、その名目上の数値に戻さ
れ、数値が増加されるより減少されること以外は、選択
処理が繰り返される。

前記処理は、期間中に遅延ひずみの変化を探すために
継続的に繰り返される。これらの変化は、温度の変化、
テレビジョンステーションあるいはケーブルの頭部一端
部の器具の変化等を含んだ多くの理由のために生ずるこ
とがある。継続的な適応処理には、タップオフセットを
その以前の最適な数値から時々増加させたり、BERが改
善されたか悪化されたかを測定する処理が含まれる。BE
Rが改善された場合には、新しい数値が新しい最適値と
とられる。BERが改善されていない場合には、数値がそ
の以前の最適値から減少され、BERが測定される。再
び、改善が認められた場合には、減少値は新しい最適値
となる。どちらの方向でも、改善が見いだせない場合に
は、旧最適値が保持される。

第５図〜第８図は、５−タップ遅延線を用いたテレテ
クストの再生のための前述の実施例を概略的に示す。第
５図のU02は５−タップ遅延線U09に接続されるサンプリ
ングゲートアレイである。入力V00はフィルタR42/C43及
びシュミットトリガ−U08を介してスライスされた映像
入力を受信する。このスライスされた映像データも、遅
延線U09を通される。これは15nsで等間隔の５個のタッ
プ点を有する（正確な所望の遅延は、14.55nsである
が、15nsでも十分に許容範囲内にある）。スライスされ
た映像の５個の遅延変形がゲートアレイU02（V0〜V5）
に入力される。水晶発振器X2は映像ラインからデータを
抽出するために必要とされる正確な受信タイミングを与
える。本例では、この発振器はNRZデータ率（２×5.727
272MHz＝11.454544MHz）の２倍の割合で作動する。

ゲートアレイU02も、垂直帰線消去間隔（VBI）内の水
平映像ラインのクロックラン−インのような種々の部分
を検出するためのタイミング基準を確立するのに用いら
れる映像同期セパレータ（SYNC）から入力を受信する。
このゲートアレイはまた、第８図のプロセッサU11から
入力（SERCLKおよびSERDAT）を受信する。これらはタッ
プオフセット数値のような作動パラメータをU02にロー
ドするために用いられる。

U02はスライス基準電圧を設定するためのタイミング
パルスを与えるのに使用されるSTHER、プロセッサU11
（FULL′、EMPTY′、VBI′及びPACKET）の入力となる種
々の状態信号及びVBIから抽出されたデータのFIFOメモ
リとして用いられる2K×８スタティックRAM U15のため
のアドレス、制御及びデータ信号等の多数の出力を発生
する。

第８図は、プロセッサU11を示す。この場合、これは
インテル社（Intel）の8051系のプロセッサの一部のAMD
P80C321である。プロセッサU11用のプログラムは8K×8
EPROMであるU16に収容されている。プロセッサ11は受信
ビットのエラー率を最小にするために、ゲートアレイU0
2内のタップオフセット数値を制御する。U11は、ゲート
アレイU02に結合されている多数のデータ線（例えば、
数千の）を読み取り、且つ含有されたエラー検出及び修
正コードを用いて、そのエラー分析を実施することによ
り、ビットエラー率を測定する。（エラー分析及びBER
の測定は当該技術分野において公知の従来方法を用いて
行うことができるので、ここでは詳細に述べない。）こ
のデータ内で検出されたビットエラーの数に基づいて、
U11はタップオフセットの現在の設定に対するビットエ
ラー率を決定する。U02,U11を介して、全ての適切なタ
ップオフセット数値を順序づけることによって、最も適
切なタップオフセット数値が決定され、この数値が実際
の作動で用いるために、U02に設定される。更に、U11は
不揮発性EPROMメモリU06に記憶する。かくて、データ受
信機が通電され、そして再び断電されたとき、以前に決
定された最適なタップオフセットは別のトレーニング期
間を通過せずに利用することができる。

第６図及び第７図は、ゲートアレイU02を適切に詳細
に示す概略図である。第７図は、３ビットのタップオフ
セット値レジスタを示し、第６図は受信データを抜きと
るためにタップ点を選択する際に使用されるコア論理を
示す。

第７図のタップオフセット値レジスタは、フリップフ
ロップU909,U910及びU916を有する。これらのフリップ
フロップはSERCLK及びSERDAT信号を介して、プロセッサ
U11によりロードされるシフトレジスタの一部である。
プロセッサが完全な新しい数値をレジスタにシフトする
と、U909,U910及びU916内に残されたビットは所望のタ
ップオフセット数値を表わす。この数値は信号バスVSOF
FSET＜0:2＞を経て第６図に送られる。

第６図は参照すると、フリップフロップU400〜U405
は、二周波発振器X2（信号OSCCLK）によって計時され、
そして、未遅延のスライス映像データ（VON_p）及び映像
データの５個の遅延変形（VIN_p〜V5N_p,V5N_pは最も遅れ
ている）を捕捉する。明らかなように、これらの二種類
のグループのフリップフロップはレジスタR1及びR2（本
実施例ではそれぞれ６個の出力を有するが）に対応す
る。バスVF＜0:11＞及びVFN＜0:11＞として、共に結合
されたU400〜U405及びU440〜U445の出力は完全なNRZビ
ットセルの間隔の12のサンプル点を表わす（VFはＱ出力
であり、一方VFNはＱ′出力である）。これらのサンプ
ル点の選択された１個は、データサンプリングフリップ
フロップU408内に記録され、それから、信号VDATANを介
してゲートアレイの回路の残部に入る唯一のデータ値を
提供するために、マルチプレクサU406,U407及びU409に
よって選択される。

マルチプレクサU406,U407及びU409は、半加算器U43
1、全加算器U432及びU433及び専用の又はゲートU434及
びU435によって実施される４ビット加算器の出力によっ
て制御される。加算器は符号拡張式３ビット値よりなる
２個の捕捉合計を発生する。加算される２個の数値は、
タップオフセットVSOFFSET＜0:2＞の数値及びJKフリッ
プフロップU426,U427及びU428よりなる３ビットレジス
タに含まれる数値VS＜0:2＞である。VS＜0:2＞は、受信
テレテクストラインのクロックラン−イン部分で検出さ
れた推移のＲ内の位置に基づいて符号化された数値であ
り、従ってNRZビットセルの名目上の中心を示してい
る。VSOFFSET＜0:2＞が名目上のビットセルの中心と関
連したオフセット数値を有している場合、マルチプレク
サU406,U407及びU409は、名目上のビットセルの中心を
選定タップとして選択する。プロセッサによりロードさ
れるように、VSOFFSET,0:2＞の異なる数値によって選定
タップは、名目上の中心の前後のタップに調整される。

VS＜0:2＞レジスタは、ゲートアレイの他の部分のタ
イミング論理により発生した信号T42によりクロックラ
ン−インの初期にゼロに初期設定される。T42も、VF＜
0:11＞に捕捉されたスライス映像データ内のデータの推
移のための論理を探索していることを示すために、JKフ
リップフロップU425を設定する。U425が設定されている
間にNAND/ANDゲートU417,U415,及びU411〜U414のグルー
プが使用できる。これらのゲートはVF内の立ち上がり区
間を認知し得るように構成されている。立ち上がり推移
は古いデータが０となり、新しいデータが１となること
を意味する。連続的なタップ（連続的なフリップフロッ
プの出力）間で、この発生が認められた時、立ち上がり
推移が検出される。NAND/ANDゲートは、検出立ち上がり
推移の位置に対応する出力を発生するように構成されて
いる（つまり、これらのゲートの１個のみが、立ち上が
り推移が生じた時に、能動的な出力を発生する）。NAND
/ANDゲートの出力は、NANDゲートU422〜U424よりなる符
号器を通過する。符号器は検出された立ち上がり推移の
位置に対応する３ビット数値を発生する。この数値は、
レジスタVS＜0:2＞の適切なビットを設定するために用
いられる。これらのビットのいずれかの設定あるいは
“000"と符号化されている推移の検出はNORゲートU421
で検知される。その出力はフリップフロップU425をリセ
ットするために用いられ、かくて、名目上のビットセル
の中心がVS＜0:2＞内に捕捉されたことが示される。

いうまでもなく、データサンプリングフリップフロッ
プU408はOSCCLKによって計時され、一方受信スライス映
像データは１つおきのOSCCLKだけによりサンプルされな
ければならない。従って、U408（VDATAN）の出力はマル
チプレクサU410及びフリップフロップU419を用いること
により、一つおきのOSCCLKでは変わらずに維持されてい
る。U419は設定されたフリップフロップU425により、そ
のクリア状態に保留されている。U425はT42により設定
され、第１の立ち上がり推移によりリセットされるの
で、U419は立ち上がり推移が発生するまでクリアされた
まま保留される。一度、クリア信号が送出されるや、フ
リップフロップU419は各OSCCLKに係止し始める。かく
て、マルチプレクサU410は推移の発生に各OSCCLKが対応
し得てから、OSCCLKのサイクルに基づいて新しいデータ
をU408にロードさせ、その以前の数値を反対のOSCCLKに
保持される。

本発明は、好適な実施例に関連させて記載されたが、
当該技術分野における当業者に自明のことながら、上記
の基本的な原理より逸脱することなく、種々の変更を行
なうことができる。

Claims (28)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】NRZ信号の符号化されたデータを再生する
   ための方法であって、 該方法は、信号のビットセルの持続期間に対して小さい
   連続出力間の遅延増加を有する多−タップ遅延線へ信号
   を入力する工程と、 レジスタ手段の対応する入力へ遅延線出力の各遅延信号
   を出力する工程と、 最初のデータサンプリング点として対応レジスタ手段の
   出力の１つを選択する工程と、 最初のデータサンプリング点からデータを抽出する工程
   と、 抽出データのビットエラー率を決定する工程と、 選択されたレジスタ手段の出力を変化させ、対応するビ
   ットエラー率を決定する工程と、 最も低いビットエラー率を生じる出力選択を保持する工
   程とからなることを特徴とする方法。
2. 【請求項２】NRZ信号の符号化されたデータを再生する
   ための装置であって、 該装置は、信号のビットセルの持続期間に対して小さい
   連続出力間の遅延増加を有する多−タップ遅延線と、 多数の入力及び対応する出力を有するレジスタ手段とか
   らなり、各入力は前記遅延線の対応出力に接続されてお
   り、 さらに前記装置は前記レジスタ手段の前記出力からデー
   タを選択的に抽出し、抽出データのビットエラー率を決
   定する手段と、 データ抽出用の最初のサンプリング点として前記レジス
   タ手段の出力の１つを選択する手段と、データ抽出用の
   選択されたレジスタ手段の出力を変化させ、最も低いビ
   ットエラー率を生じる出力選択を保持する手段とからな
   ることを特徴とする装置。
3. 【請求項３】請求の範囲第１項の方法において、前記変
   化工程は選択されたレジスタ手段の出力を増加する工程
   を含むことを特徴とする方法。
4. 【請求項４】請求の範囲第３項の方法において、選択さ
   れたレジスタ手段の出力はビットエラー率に改善が見ら
   れなくなるまで、最初のデータサンプリング点から第１
   の方向へ増加されることを特徴とする方法。
5. 【請求項５】請求の範囲第４項の方法において、前記第
   １の方向の最初の増加にて、もしビットエラー率に改善
   が見られなければ、選択されたレジスタ手段の出力は、
   ビットエラー率に改善が見られなくなるまで、最初のデ
   ータサンプリング点から反対の方向へ増加されることを
   特徴とする方法。
6. 【請求項６】請求の範囲第１項の方法において、最初の
   データサンプリング点の選択工程はレジスタ手段の出力
   の１つの信号の推移を検出する工程と、推移が検出され
   た出力から実質的に0.5ビットの間隔に相当するレジス
   タ手段の別の出力を選択する工程とを含むことを特徴と
   する方法。
7. 【請求項７】請求の範囲第６項の方法において、レジス
   タ手段は信号の基本ビット率のｎ倍であるサンプリング
   率を達成するために計時され、推移はレジスタ手段から
   の少なくともｎ＋１個の出力サンプルの分析に基づいて
   検出されることを特徴とする方法。
8. 【請求項８】請求の範囲第７項の方法において、推移は
   レジスタ手段からｎ＋ｍ個（ｍは、n/2に実質的に等し
   い）の出力サンプルの分析に基づいて検出されることを
   特徴とする方法。
9. 【請求項９】請求の範囲第２項の装置において、前記変
   化させ、保持する手段はデータ抽出用の選択されたレジ
   スタ手段の出力を増加する手段を含むことを特徴とする
   装置。
10. 【請求項１０】請求の範囲第９項の装置において、前記
    増加手段はビットエラー率の改善が見られないまで最初
    のデータサンプリング点から第１の方向へ選択されたレ
    ジスタ手段の出力を増加することを特徴とする装置。
11. 【請求項１１】請求の範囲第10項の装置において、もし
    ビットエラー率に改善が前記第１の方向へ最初の増加に
    て見られなければ、前記増加手段はビットエラー率の改
    善がみられないまで最初のデータサンプリング点から第
    ２の方向へ選択されたレジスタ手段の出力を増加するこ
    とを特徴とする装置。
12. 【請求項１２】請求の範囲第２項の装置において、前記
    レジスタ手段は第１及び第２のレジスタからなり、該第
    １のレジスタは前記遅延線の対応出力に接続された入力
    と前記第２のレジスタの対応入力に接続された対応出力
    とを有することを特徴とする装置。
13. 【請求項１３】請求の範囲第２項の装置において、前記
    選択手段は前記信号の推移が示された、前記レジスタ手
    段の出力を検出するための該レジスタ手段の出力に接続
    された推移検出手段と、前記推移を示す出力に基づいた
    最初のデータサンプリング点を設定するための前記推移
    検出手段に応答する手段とを含むことを特徴とする装
    置。
14. 【請求項１４】請求の範囲第13項の装置において、前記
    設定手段は最初のデータサンプリング点として前記推移
    を示す出力から実質的に0.5ビットの間隔に対応する前
    記レジスタ手段の出力を設定することを特徴とする装
    置。
15. 【請求項１５】NRZ信号の符号化されたデータを再生す
    るための方法であって、 該方法は、信号のビットセルの持続期間に対して小さい
    連続出力間の遅延増加を有する多−タップ遅延線へ信号
    を入力する工程と、 レジスタ手段の対応する入力へ遅延線出力の各遅延信号
    を出力する工程と、 最初のデータサンプリング点として対応レジスタ手段の
    出力の１つを選択する工程と、 最初のサンプリング点からデータを抽出する工程と、 抽出データ用のデータ再生精度を決定する工程と、 選択されたレジスタ手段の出力を変化させ、対応するデ
    ータ再生精度を決定する工程と、 最良のデータ再生精度を生じる出力選択を保持する工程
    とからなることを特徴とする方法。
16. 【請求項１６】請求の範囲第15項の方法において、前記
    変化工程は選択されたレジスタ手段の出力を増加する工
    程を含むことを特徴とする方法。
17. 【請求項１７】請求の範囲第16項の方法において、選択
    されたレジスタ手段の出力はデータ再生精度に改善が見
    られなくなるまで、最初のデータサンプリング点から第
    １の方向へ増加されることを特徴とする方法。
18. 【請求項１８】請求の範囲第17項の方法において、前記
    第１の方向の最初の増加にて、もしデータ再生精度に改
    善が見られなければ、選択されたレジスタ手段の出力
    は、データ再生精度に改善が見られなくなるまで、最初
    のデータサンプリング点から反対の方向へ増加されるこ
    とを特徴とする方法。
19. 【請求項１９】請求の範囲第15項の方法において、最初
    のデータサンプリング点の選択工程はレジスタ手段の出
    力の１つの信号の推移を検出する工程と、推移が検出さ
    れた出力から実質的に0.5ビットの間隔に相当するレジ
    スタ手段の別の出力を選択する工程とを含むことを特徴
    とする方法。
20. 【請求項２０】請求の範囲第19項の方法において、レジ
    スタ手段は信号の基本ビット率のｎ倍であるサンプリン
    グ率を達成するために計時され、推移はレジスタ手段か
    らの少なくともｎ＋１個の出力サンプルの分析に基づい
    て検出されることを特徴とする方法。
21. 【請求項２１】請求の範囲第20項の方法において、推移
    はレジスタ手段からｎ＋ｍ個（ｍは、n/2に実質的に等
    しい）の出力サンプルの分析に基づいて検出されること
    を特徴とする方法。
22. 【請求項２２】NRZ信号の符号化されたデータを再生す
    るための装置であって、 該装置は、信号のビットセルの持続期間に対して小さい
    連続出力間の遅延増加を有する多−タップ遅延線と、 多数の入力及び対応する出力を有するレジスタ手段とか
    らなり、各入力は前記遅延線の対応出力に接続されてお
    り、 さらに前記装置は前記レジスタ手段の前記出力からデー
    タを選択的に抽出し、抽出データ用のデータ再生精度を
    決定する手段と、 データ抽出用の最初のサンプリング点として前記レジス
    タ手段の出力の１つを選択する手段と、抽出データ用の
    選択されたレジスタ手段の出力を変化させ、最良のデー
    タ再生精度を生じる出力選択を保持する手段とからなる
    ことを特徴とする装置。
23. 【請求項２３】請求の範囲第22項の装置において、前記
    変化させ、保持する手段はデータ抽出用の選択されたレ
    ジスタ手段の出力を増加する手段を含むことを特徴とす
    る装置。
24. 【請求項２４】請求の範囲第23項の装置において、前記
    増加手段はデータ再生精度に改善が見られなくなるま
    で、最初のデータサンプリング点から第１の方向へ選択
    されたレジスタ手段の出力を増加することを特徴とする
    装置。
25. 【請求項２５】請求の範囲第24項の装置において、前記
    第１の方向の最初の増加にて、もしデータ再生精度に改
    善が見られなければ、前記増加手段は、データ再生精度
    に改善が見られなくなるまで、最初のデータサンプリン
    グ点から第２の方向へ選択されたレジスタ手段の出力を
    増加することを特徴とする装置。
26. 【請求項２６】請求の範囲第22項の装置において、前記
    レジスタ手段は第１及び第２のレジスタからなり、該第
    １のレジスタは前記遅延線の対応出力に接続された入力
    と前記第２のレジスタの対応入力に接続された対応出力
    とを有することを特徴とする装置。
27. 【請求項２７】請求の範囲第22項の装置において、前記
    選択手段は前記信号の推移が示された、前記レジスタ手
    段の出力を検出するための該レジスタ手段の出力に接続
    された推移検出手段と、前記推移を示す出力に基づいた
    最初のデータサンプリング点を設定するための前記推移
    検出手段に応答する手段とを含むことを特徴とする装
    置。
28. 【請求項２８】請求の範囲第27項の装置において、前記
    設定手段は最初のデータサンプリング点として前記推移
    を示す出力から実質的に0.5ビットの間隔に相当する前
    記レジスタ手段の出力を設定することを特徴とする装
    置。