JPH06509687A - テレビジョン信号に符号化されたテレテクストデータのようなデータを再生するための方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 テレビジョン信号に符号化されたテレチクストデータのようなデータを再生する ための方法及び装置ｌ豆の１１ 本発明は、ディジタル通信システムに関しており、より特定的には、直列波形内 で、符号化された２値データを再生するための方法及び装置に関する０本発明は ある回線の一般的なテレビジョン放送信号に符号化されたいわゆる“テレチクス トｆｔｅｌｅｔｅｘｔｌ−データを再生するのに特に遺している。

直列波形内で符号化された２値データを高精度に再生するに際しての一般的な問 題は長年にわたり、多方面で直面し解決されて来た。これらの波形は総体的に自 己計時性波形と非自己計時性波形とに分類される。自己計時性信号は、波形のデ ータ部分を抽出するために、回路を刺激し且つ回路と同期すべく用いられる。

その波形内にはめ込まれた“余分の一情報を搬送する。他方、非自己計時性波形 はデータそれ自体のみを搬送する。つまり、この場合、計時情報は間接的に導出 されなければならない。

自己計時性波形の例には、ＦＭ、ＭＦＭ及び磁気媒体産業で広く使用されている （２．７１　ＲＬＬコード及び地方のネットワークで一般的に使用されているマ ンチェスターコード化ｆＭａｎｃｈｅｓｔｅｒ　ｅｎｃｏｄｉｎｇｌが含まれる 。これらの方式の実施例は第１図に示すマンチェスタ一方式によって示されてい る。マンチェスター復号方法に右いては、特定の符号化された２値ビツトの受信 状態は“ビットセル”の中心での波形の推移の方向によって決められる。正へ進 行する推移は“ｌ”を示し、負へ進行する推移は”０”を示す、この推移が存在 することが、計時回路と同期するために用いられるという点で、各ビットセル内 の確実な推移の存在によって、自己計時のために必要な余分の情報が成りたつ、 しかしなから、連続的に同一のビット（つまり、００又は１１）を表わすために 、余分の推移用の空間が”中心”推移の間に保留されており、この間に波形はそ の以前の状態に戻ることができる。この推移のために必要な空間により、マンチ ェスターデータを搬送するチャンネルの有効な帯域幅が、その可能性の半分にま で効果的に低下される。Ｒ述の他の方式によれば、隣接ビット群内での必要な推 移の密度を低下させることにより、量を変えることによって、帯域幅効果が低下 される。

最も一般的で単純な非自己計時方式は、ＮＲＺ方式あるいはＮＲＺである。第２ 図に示すこの方式では、特定のビットの２値状態は、ビットセルの公称中心での 信号レベルによって決定される。信号レベル間の推移は、ビットセルの境界で生 ずる。つまり、一般的に、このような推移には、特定の密度があるという保証は ない。

このような信号からデータを抽出する作業は、発振器の媒体への高精度の短期接 近能力及び送受信の安定性に依存している。送信機及び受信機の双方が先ず同期 され、そしてその基本的なタイミングのために、比較的高精度の発振器を用いる 場合には、両者は比較的長いビットセル列の間、同期した状態のままでいられる 。最初の必要な同期は、メツセージ（一連の任意の長さのデータビット列）の初 めに送信されるトレーニングパターンによって１通常は達成される。”プリアン プル（ｐｒｅ♂−ｂｌｅｌ“あるいは−クロックランイン（ｃｌｏｃｋ　ｒｕｎ −ｉｎｌ”と呼ばれるこのパターンは、一般的には交互の１及びＯのような最高 の推移密度を有する。受信機は各ビットセルのための最適な抽出点を決定するた め、クロックランイン順序を分析する。これが、ビットセルの各目上の中心であ る。受信機は、この抽出点を“固定”し、各後続のビットセルが、その最適な抽 出点近くで確実に抽出されるよう、その発振器の安定性を信用する。明らかに、 メツセージの最高長さは送受信タイミング発振器の精度及び安定性の関数である 。

自己計時性あるいは非自己計時性の連続的なデータ列からデータを抽出するため の方法、位相固定形ループ、高速度ディジタルサンプリング、クロック位相調節 及びデータ位相調節等の方法が従来技術として公知である。

位相固定形ループ回路は、受信信号と発振器の出力との間の一定の位相関係を維 持するように制御する可変周波数発振器を含む、受信メツセージのプリアンプル 部分の間に、所望の周波数及び位相が発振器内に確立される。ある回路はメツセ ージのデータ部分の間に発振器を調節し続ける０位相固定形ループの欠点は、ア ナログ及びディジタルの混合回路、作動状態に対する高感度及び特に、ＮＲＺ波 形を処理する時には、時には、係留範囲、固定時間及び許容可能な相ジッタ間の 設計上の困難な関係を必要とすることである。

第２の方法は、連続的な波形の高周波数サンプリングを利用することである。

一般的に水晶制御される受信機の発振器は、受信データ速度の多数の“ｎ”を作 動する。ｎの一般的な数値は少な（とも８である。データ列のサンプリングによ って、ビット期間当りの一連のｎ数値が発生する９発振器と関連した回路は、連 続的なサンプル値（１−＞ｏあるいはＯ−＞　１　）間の推移を検出することに よりビット期間のロケーションを決定する。このような推移は、用いられる符号 及びブリアングルの間に送信されるデータパターンにより、ビットセルの中心あ るいは境界を明示する。プリアンプルの推移を検出した時点で、高周波発振器に よって計時されるカウンタは、あらかじめ設定された数値に設定され、ついで、 自由に作動することができる。カウンタは、ｎの分割率を実施するように設定さ れており、ビット期間当り１回再循環する。かくて、最初の推移が検出されてか ら。

計数順序は、受信された連続的な波形に固定され、そして、データビットを抽出 するに適した時期を決定するために用いてもよい、あるシステムは、推移が検出 された時に、カウンク値に基づいて、計数順序を調節し続ける。これによって、 送信機及び受信機の発振器間の長期間にわたる周波数の変化をたどることができ る。

サンプリング方法の主な欠点は、高速度連続データをサンプリングする際に。

容認しりる解決を達成するために、極めて高速度の発振器を必要とすることであ る１例えば、ｎ＝８の５．７メガビツト／秒のデータを処理するために、サンプ リング発振器は、４５．６ＭＨｚで作動しなければならない、この範囲あるいは より高速度の計時速度によって、使用される論理系の制限、過度の電力浪費及び 実質的な電磁放出等を含んだ重大な実際的な問題が生じる。この速度においても 、ビット当り、８クロツクのサンプリング結果が正確なデータを再生するための 限界である。１２あるいはそれ以上の多数をサンプリングすることは言うまでも な（好ましいが、必要とされる高発振周波数のためにこれを維持することはでき なし＼。

前述のｌ！１３の方法は、クロック位相調節は通常は余り使用されていないが、 かなり強力である。この例としてインテル社［１ｎｔ、ｅｌｌの８２Ｃ５０１Ａ Ｄの連続的なエーテルネットインターフェースチップｆＥｔｈｅｒｎｐｔ　１ｎ ｔｅｒｆａｃｅ　ｃｈｉｐｌがある。

この方法では基本的なビット周波数で自由に作動する受信機の発振器の位相は入 来する連続的な波形に対応した１組の別個の数値により調節される。これは１発 振器の出力を多数の遅延タップ点を有する遅延線内に通すことによって行なわれ る。プリアンプルデータの推移が生じた時の遅延線内のクロックの推移の位置に もとすいで、回路はデータリンブリングフリップフロツブ用のクロック信号を得 るために用いる遅延タップを形成することができる０回路は、又、他のデータ推 移にもとすいて１選択されたタップ点を絶えず改善することができる。この技術 ｔこ関する有効な解決は、別個の位相段（あるいは遅延線のタップ）の実際上の 最入数にのみ依存している。その主な欠点は、ディジタル集積回路に正確な遅延 線を備えることが困難なことである。

第４の方法であり１本発明においで用いられる一方法は、データ位相の調節であ る。この方法は前述のクロック（Ｍ相調節と多少類似しているが、但し第４の方 法の場合は、クロック位相よりもむしろ、データ位相の多数の別個の数値を提供 するために遅延線を用いる点が異なる。データ位相の調節によって、対応する高 発振周波数を必要としない極めて高速度のディジタルサンプリングに機能的に同 等なものが提供され、遅延線にある程度の許容差を認めることが可能となる。

データ位相の調節方法は、米国特許第３．９０８．０６４号及び第４．０１２． ５９８号より公知であり、共にウィリー（Ｗｉｌｅｙｌ　に対して与えられ、本 明細書中に参考引用例として含まれている。要するに、この方法は、本発明にお いて実施されるのが好ましいのだが１着信されたデータ信号は、多−タップ遅延 綿に送られ、そのそれぞれの出力は、計時レジスタの対応する入力に接続され、 その出力は、次いで第２レジスタの対応する入力に接続される。やがていかなる 点においても、２＠のレジスタの集合的な出力は２個のクロックパルスの間にわ たり着信されたデータ信号の多数のサンプルを形成し、それぞれのサンプルは、 遅延線の連続的なタップ間の遅延増加分だけ、時間的に離隔した点での着信信号 の数値を表わしている。

レジスタの集合的な出力はどの出力が、推移の発生を示しているかを決定するた めに、クロックラン−インあるいはプリアンプルの間に調べられる。推移を明示 する出力により、所望のサンプリング点に対応する出力が、データ抽出用に決定 され用いられる。

前記ウィリーの両方の特許は、クロックラン−イン及びプリアンプルの間に決定 されるような名目上のビットセルの中心点が高精度のデータ再生のための最適な サンプリング点であるという仮定の下に、データ位相調節を実施している。とこ ろが、実際には、この仮定は余り効力がなかった。

多数の形式のひずみが、その発生とその受信との間で、データの波形に影響を及 ぼす０例えば、テレチクストの適用において、データはテレビジョン信号の残り と共にＲＦ搬送波に変調される。この信号は、アンテナあるいはケーブル分散シ ステムを介して、最終的な受信機に送られる前にサテライト連合を越え、多数の 変調及び復調を介して送られる。これらの各段階によって、最終の受信波形にひ ずみか生ずる。これの最大のものはグループ遅延ひずみである。

グループ遅延ひずみは分散経路内の増幅器及びフィルタのような構成要素の非線 形位相遅延特性によって生ずる。これには異なる量だけ遅延される高・低周波数 を発生する効果がある。波形のスペクトルは多（の周波数を有するので、変化の ある遅延は、受信信号をゆがめる効果を有する。より特定的には、交互の１及び ０はＮＲＺフード内で最も速く、可能性のある推移なので、ラン−インはメツセ ージのいかなる部分でも、主として最も高い周波数成分を有する。メツセージの 他の部分は、かなり多くの低周波数成分を有する。かくてグループ遅延ひずみに は、データ依＃（周波数依存）方式において、その名目上の位置（クロックラン −インにより決定されたような）から離れたＮＲＺビットセル間のデータ推移を 混乱させる効果がある。この結果、高低の信号レベル間の推移は、信号のデータ 内容により、その名目上の位置から離隔する。従ってクロックラン−イン位相か ら導出されたビットセルの名目上の中心は、通常は最大の再生精度を達成するた めの最適なサンプリング点とはならない。

１豆り監１ 本発明はデータ（ｑ相調整再生システムの最適なサンプリング点を選択するため の方法及び装置を提供するものである。

概念的には、最適なサンプリングポイントが分析的に決定される。これを行うに 際しての困難は、グループ遅延効果が異なるケーブルシステムや放送送信機、異 なる受信機装置及び更には同じケーブルシステム上の異なる顧客の位置の間で非 常に変化する。従って、本発明においてとられる方法は、統計的手段によって場 所対場所制で、最適なサンプリング点を決定することである。より特定的には最 適なサンプリング点は最小のいわゆる“ビットエラー率”　（ＢＥＲ）を与える ものとして決定され、これは、受信データビット当りの不適切に受信されたビッ トの平均数を示す。

要約すれば、本発明の好ましい実施によれば、名目上のサンプリング点（レジス タ出力）は、クロックラン−インから決定され、多数のデータ線に対するビット エラー率は、名目上のサンプリング点を用いて決定される。その後、サンプリン グ点（選択されたレジスタ出力）は、ビットエラー率に何の改善も行なわなくな るまで、対応する数の線に対して保留される毎に、第１の方向に増加される。

１３１１の増加によって改善されたビットエラー率が得られない場合、サンプリ ング点は名目上のサンプリング点から反対方向に増加され、ビットエラー率の比 較は改善することがなくなるまで繰り返される。いずれの方向でも改善すること がなくなれば１名目上のサンプリング点は最適となる。

区１立！惠皇盈里 以下、添付の図面を参照しながら、本発明をより詳細に説明する。

図面において、 第１図は、自己計時性波形の例を示す図であり；第２図は、非自己計時性波形、 特にＮＲＺ波形の図であり；第３図は１本発明で用いるための波形捕捉回路の構 成図であり：第４図は、１４３図の波形捕捉回路を含有した本発明によるデータ 抽出回路の構成図であり： 第５図は、第４図の回路の変形例の概略図であり：第６図及び第７図は第５図の 回路のデータサンプリング論理の詳細を示す概略図であり：そして 第８図はサンプリング点の選択を１１１ＩＩするためのプロセッサ及び関連する 構成要素を示す概略図である。

ｌ団立圧鳳皇韮」 本発明の基本原理がより広範囲に利用できることは当該技術分野における当業者 には用白なことであるが、以下、通常のテレビジョン信号の垂直帰線消去期間か ら、テレチクストデータを高精度に抽出するように特に構成された本発明の実施 例について説明する。テレチクストデータは、５．７２７２７２メガビット／秒 （米国内）で、ＮＲＺ形式に符号化され、クロックラン−インプリアンプルとし て、１６の交互の１及びＯで始まる。

第３図は、本発明を実施するためのデーター位相−遅延形波形捕捉回路を例示す る。第３図の回路において、データを搬送する映像信号は、先ず、基準比較回路 （スライサ）を介して、連続的なディジタル波形に°スライスされる”、この波 形は、多タップディジタル遅延線を通される。遅延線の出力のあるものは基本ビ ット周波数で作動する計時信号Ｃにより、レジスタＲ１に同時に捕捉される。

このレジスタの並列出力は以前のクロック間隔の進行中の連続波形のタイムヒス トリを示す。

この例において遅延不可能な信号を加えた１１タツプ遅延線の出力は、その出力 がＴｏｏ、ＴＯｌ、・・・　Ｔｌｌである１２ビツトレジスタ内にビット率クロ ックにより捕捉される。米国のテレチクストの適用に対し、ビット率期間は。

１７４ナノ秒（ｎｓ）である、これを１２の等間隔に分割することにより、タッ プの間隔は１４．５ｎｓとなる。ＴＯＯはクロックの１度前の連続波形の状態を 示し、Ｔｏｌはクロックの１４゜５ｎｓ前の状態を示し、′ｒ０２は２９．０ｎ ｓ以Ａｉの状態を示す、従って、レジスタＲ１’の内容は、基本的なビット率の １２倍のディジタル波形のサンプリングを構成する。これは６８．７ＭＨｚのサ ンプリングクロｌりから得る結果に相当するが、使用される最高周波数は５．７ ２ＭＨｚである。

同じ分析により、レジスタＲ２は、Ｒ１より１ビット期間早い波形のサンプリン グを有する０選択されたタップの間隔により、Ｒ１及びＲ２（以後Ｒと呼ぶ）の 連鎖的な内容は、２個のビットの期間にわたり６８．７Ｈｚでサンプルされた波 形の変遷である。Ｒ２に対する必要性は、以下の記載より明らかになる。

受信される信号の推移は、隣接０のグループに従かわれた隣接ｌのグループとし であるいは送も又同様に、レジスタの出力に反映される。“・・・により従がわ れたｔｆｏｌｌｏｗｅｄ　ｂｙｌ−という表現は記憶された数値の時間的な順序 のことをいい、Ｔ２３は最も古い配憶数値であり、Ｔｏｏは最新の数値である。

ＮＲＺ波形の場合、特定のＴ位置、例えばＴ（１）及びＴ　（ｉ＋ｌ）の間のラ ン−イン間隔の間に検出された推移は、Ｔ（ｉ）がビットセルの名目上の境界で あることを示している。他の全てのデータ推移は、次いでＴ　（ｉ）の近傍で生 じるべきである０名目上のデータサンプリング点（ビットセルの中心）はＴ　（ ｉ＋６１又はＴ（ｉ−６）、つまり境界からビット間隔の半分だけ離隔した位置 にあることになる。

Ｈの中心１２ビツト（Ｔ０６よりＴ１７１は推移分析のための゛能動領域”とみ なすことができる、能動領域は推移点が検出される位置の距離である。推移をＴ （ｉ）で検出するには−１以上の位置ｊと同様にｉ以下の位ｆｌｊの分析が必要 である。かくて、位置ＴＯＯ−ＴＯ５は、ＴＯ６に近い推移の分析のために利用 でき、同様に位置Ｔ１８−Ｔ２３は、Ｔ１７に近い推移の分析に利用できる。

能動領域以下及び以上の必要な位置の実際の数は、推移の検出中に必要とされる 連続的なｌあるいはＯの数に左右される。他の場合、補足的な数値に隣接したく ″を従がえたｔｆｏｌｌｏｗｅｄ　ｂｙ）”）単一の０又は１があれば、充分に 推移を検出できる場合には、能動領域の端部に単一のビットのみが必要とされる 。かくて。

Ｒの最小の大きさは、前記の１２倍のサンプリングのための１３位置である。

大規模な構成の波形捕捉回路の作動は、本発明の好適な実施例を例示する第４図 に示す、Ｒ１及びＲ２の出力は、結合されて推移検出器に送られ、次いで、最適 なサンプリング点として、−出力（タップ）を選択するように制御されたマルチ プレクサに送られる。クロックラン−インと関連した制御信号により作動される と、推移検出器は波形の推移を探し始める。これが検出されると、Ｒ１／Ｒ２内 のその位置が、タップレジスタに記録される。前述のように、名目上のサンプリ ング点は推移点から６タツプ点だけ除いたものである。この６という数値は、初 期タップオフセットとして、タップマルチプレクサを制御するために、タップレ ジスタの内容に加えられる。マルチプレクサの初期に選択された出力は、従って １名目上のデータサンプリング点の波形の数値であり、データサンプリングフリ ップフロツブに捕捉される。

第３図に示す基本的な回路は、ビット率に等しいクロックにより１２倍のサンプ リング率を達成するために１１タツプ遅延線を用いている。２倍のビット率のク ロ・ツクを用いて、５−タップ遅延線により同じ効果を達成することができる。

この方法の利点は２より少ないタップの遅延線がより普通に利用され、安価であ るということである。更に、遅延線が回路の残部を必要な手段で満たした集積回 路（ＩＣ）の外部にある場合には遅延タップを備えるには、ＩＣ上にはより少な いビンが・必要とされる。

上述のように、クロックラン−インの間に、ビットセルの中心に置かれた名目上 のサンプリング点は、受信された連続的な波形の他の部分の間は最適なサンプリ ング点ではないかもしれない０本発明によれば名目サンプリング点以外の数値（ 第４図では、６以外の数値）に対してタップオフセットをプログラム的に変える ことによって、これは適応的な方法で対応することができる。

つまり、最適なターノブオフセット数値を決定するためのこの処理は、テレチク スト再生回路にとりつけられているプロセッサのプログラムを実施することに基 づいている。各テレビジョンラインから導出されるデータは、データの完全性の ために、プロセッサによって分析される。

一般的には、データのラインのあるバイトはエラー検出及び修正コード（例えば 、ハミングコード）を有する。これらのバイトの分析によって計量的に“ビット エラー率”　ｆＢＥＲ）と呼ばれる信号の質が発生する。これは、以前にも述べ たように、受信データビット当りの不適当に受信されたデータビットの平均数を 示す１本発明を用いたテレチクスト再生のための一般的なりＥＲはｌＸｌ０−’ つまり、ｌＯ“　（１００，０００）の受信ビット中の１個の不適正ビットとな る。

タップオフセット選択処理の目的はＢＥＲを最小にすることである。

テレチクスト受信機が、最初に所望のテレビジョン信号に向けられると、プロセ ッサはタップオフセット数値を名目上のビットセルの中心点に設定する。データ のラインの実質的な数に対するＢＥＲを測定した後、プロセッサは、タップオフ セット数値を増加させ、同じく多数のライン群に対するＢＥＲを測定する。新旧 のＢＥＲは比較され、新しいタップオフセット設定が旧設定より改善されている かどうかを決定する。もし改善されているならば、ＢＥＲの改善が何も得られな くなるまで連続的なタップオフセットの増加と分析による処理が続けられる。

その時点で最低のＢＥＲを提供するタップオフセット数値が決定される。最初の 増加によって改善が得られない場合、タップオフセット数値は、その名目上の数 値に戻され、数値が増加されるより減少されること以外は１選択処理が繰り返さ れる。

前記処理は、期間中の遅延ひずみの変化を探すために継続的に繰り返される。

これらの変化は、温度の変化、テレビジョンステーションあるいはケーブルの頭 部一端部の器具の変化等を含んだ多くの理由のために生ずることがある。Ｊｌ続 的な適応処理には、タップオフセットをその以前の最適な数値から時々増加させ たり、ＢＥＲが改善されたか悪化されたかを測定する処理が含まれる。ＢＥＲが 改善された場合には、新しい数値が新しい最適値ととられる。ＢＥＲが改善され ていない場合には、数値がその以前の最適値から減少され、ＢＥＲが測定される 。

再び、改善が認められた場合には、減少値は新しい最適値となる。どちらの方向 でも、改善が見出せない場合には、日量適値が保持される。

第５図〜第８図は、５−タップ遅延線を用いたテレチクストの再生のための前述 の実施例を概略的に示す、第５図のＵＯ２は５−タ９ブ遅延＄１１ＵＯ９に接続 されるサンプリングゲートアレイである。入力■００はフィルタＲ４２／Ｃ４３ 及びシュミットトリガ−ＩＪ　０８を介してスライスされた映像入力を受信する 。このスライスされた映像データも、遅延綿ＵＯ９を通される。これは１５ｎｓ で等間隔の５個のタップ点を有する（正確な所望の遅延は、１４．５５ｎｓであ るが、１５ｎｓでも十分に許容範囲内にある）、スライスされた映像の５個の遅 延変形がゲートアレイ００２　（ＶＯ〜Ｖ５）に入力される。水晶発振器ｘ２は 映像ラインからデータを抽出するために必要とされる正確な受信タイミングを与 える０本例では、この発振器はＮＲＺデータ率（２Ｘ　５．７２７２７２　ＭＨ ｚ　＝　１１．４５４５４４１）ｌｚｌの２倍の割合で作動する。

ゲートアＬ−、イＵ　Ｏ２も、垂直帰線消去間隔（ＶＢＩｌ内の水平映像ライン のり【１−Ｔクラン−インのような種々の部分を検出するためのタイミング基準 を確立するのに用いられる映像同期セパレータ（ＳＹＮＣ）から入力を受信する 。このゲートアレイはまた、第８図のプロセッサＵｌｌから入力（ＳＥＲＣＬＫ および５ＥＲＯＡＴ）を受信する。これらはタップオフセット数値のような作動 パラメータをＵＯ２にロードるすために用いられる。

ＵＯ３はスライス基準電圧を設定するためのタイミングパルスを与えるのに使用 さｔＬ６ＳＥＴＨＲ，プロセッサＵｌ　ｌ　（ＦＵＬＬ’　、ＥＭＰＴＹ’　、 ＶＢＩ’及びＰＡＣＫＥＴＩの人力となる種々の状態信号及びＶＢＩから抽出さ れたデータのＦＩＦＯメモリとして用いられる２ＫＸ８静止ラムＵ１５のための アドレス、制御及びデータ信号等の多数の出力を発生する。

第８図は、プロセッサＵｌｌを示す、この場合、これはインテル社１１ｎｔｅｌ ｌの８０５１系のプロセッサの一部のＡＭＤ　Ｐ８０Ｃ３２１である。プロセッ サＵＩＩ用のプログラムは８にＸＳＥＰＲＯＭであるＵ１６に収容されている。

プロセッサｔＪ１１は受信ビットのエラー率を最小にするために、ゲートアレイ ＵＯＺ内のタップオフセット数値を制御する。ＵＦ４は、ゲートアレイＵ　０２ に結合されている多数のデータ線（例＾ば、数千の）を読み取り、且つ含有され たエラー検出及び修正コードを用いて、そのエラー分析を実施することにより、 ビットエラー率を測定する。（エラー分析及びＢＥＲの測定は当該技術分野にお いて公知の従来方法を用いて行うことができるので、ここでは詳細に述べない、 ）このデータ内で検出されたビットエラーの数にもとずいて、Ｕｌｌはタップオ フセットの現在の設定に対するビットエラー率を決定する。ＵＯ２，ｔＪｌｌを 介して、全ての適切なタップオフセット数値を順序づけることによって、最も適 切なタップオフセット数値が決定され、この数値が実際の作動で用いるために、 ＵＯ２に設定される。更に、Ｕｌｌは不揮発性ＥＰＲＯＭメモリＵＯ６に記憶す る。かくて、データ受信機が通電され、そして再び断電されたとき、以前に決定 された最適なタップオフセットは別のトレーニング期間を通過せずに利用するこ とができる。

第６図及び第７図は、ｙ−ドアレイＵＯ２を適切に詳細に示す概略図である。

第７図は、３ビツトのタップオフセット値レジスタを示し、第６図は受信データ を抜きとるためにタップ点を選択する際に使用されるコア論理を示す。

第７図のタップオフセット値レジスタは、フリップフロップＵ９０９．Ｕ９１０ 及びＵ９１６を有する。これらのフリップフロップはＳ　Ｅ　ＲＣＩ−Ｋ及び５ ＥＲＤＡＴ信号を介して、プロセッサＵｌｌによりロードされるシフトレジスタ の一部である。プロセッサが完全な新しい数値をレジスタにシフトすると、Ｕ２ Ｏ５，Ｕ９１０及びＵＯ１６内に残されたビットは所望のタップオフセット数値 を表わす、この数値は信号バスＶＳＯＦＦＳＥＴ＜０　：　２＞を経て第６図に 送られる。

第６図は参照するに、フリップフロップＵ４００〜Ｕ　４０５は、三周波発振器 Ｘ２（信号０ＳＣＣＬＫ）によって計時され、そして、未遅延のスライス映像デ ータ（ＶＯＮｐ）及び映像データの５個の遅延変形（Ｖ　ＩＮｐ　ＮＶ５Ｎｐ。

Ｖ５Ｎｐは最も遅れている）を捕捉する。明らかなように、これらの二種類のグ ループのフリップフロップはレジスタＲ１及びＲ２（本実施例ではそれぞれ６個 の出力を有するが）に対応する。バスＶＦ＜Ｏ：　ｌ　ｌ＞及びＶＦＮ＜Ｏ：　 ｌ　１＞として、共に結合されたＵ４００〜Ｕ４０５及びＵ４４０〜Ｕ４４５の 出力は完全なＮＲＺビットセルの間隔の１２のサンプル点を表わす（ＶＦはＱ出 力であり、一方ＶＦＮはＱ′出力である）、これらのサンプル点の選択された１ 個は、ｆ−タサンプリングフリップフロツブ０４０８内に記録され、それから、 信号ＶＤＡＴＡＮを介してゲートアレイの回路の残部に入る唯一のデータ値を提 供するために、マルチプレクサＵ４０６．Ｕ４０７及びＵ２Ｏ５によって選択さ れる。

マル（プレクサＩＪ４０６．ｔＪ４０７及びＵ２Ｏ５は、半加算５Ｕ４３１．全 加算器Ｕ４３２及びＵ４３３及び専用の又はゲートＵ４３４及びＵ４３５によっ て実施される４ビ・ノド加算器の出力によって制御される。加算器は符号拡張式 ３ビツト値よりなる２個の捕捉合計を発生する。加算される２個の数値は、タッ プオフセットＶＳＯＦＦＳＥＴ＜０　：　２＞の数値及びＪＫフリップフロップ Ｕ４２６、ｔＪ４２７及びＵ４２８よりなる３ビツトレジスタに含まれる数値ｖ Ｓ＜０：２）（’ある。ＶＳ＜Ｏ・２〉は、受信テレチクストラインのクロック ラノーイン部分で検出された推移のＲ内の位置にもとすいて符号化された数値で あり、従−）てＮＲＺビットセルの名目上の中心を示している。ＶＳＯＦＦＳＥ Ｔく０・２〉が右目上のビットセルの中心と関連したオフセット数値を有して５ する場合、マルチプレクサＵ４０６．Ｕ４０７及びＵ２Ｏ５は１名目上のビット セルの中心を選定タップとして選択する。プロセッサによりロードされるように 。

ＶＳＯＦＦＳＥＴ＜Ｏ：　２＞の異なる数値によって選定タップは、名目上の中 ＩＯの前後のタップに調整される。

ＶＳ＜Ｏ・２〉レジスタは、ゲートアレイの他の部分のタイミング論理【こより 発生した信号Ｔ４２によりクロックラン−インの初期にゼロに初期設定される。

Ｔ４２も、ＶＦ＜Ｏ：　１１＞に捕捉されたスライス映像データ内のデータの推 移のための論理を探索していることを示すために１．ＪＫフリップフロップＵ４ ２５を設定する。Ｕ４２５が設定されている間にＮＡＮＤ／ＡＮＤゲートＵ４１ ７゜Ｕ４１５．及びＵ４１１−Ｕ４１４のグループが使用できる。これらのゲー トはＶＦ内の立ち上がり区間を認知し得るように構成されている。立ち上がり推 移は古いデータが０となり、新しいデータが１となることを意味する。連続的な タップ（連続的なフリップフロップの出力）間で、この発生が認められた時、立 ち上がり推移が検出される。ＮＡＮＤ／ＡＮＤゲートは、横出立ち上がり推移の 位置に対応する出力を発生するように構成されている（つまり、これらのゲート の１個のみが、立ち上がり推移が生じた時に、能動的な出力を発生する）、１ｔ ｌＡＮＤ／ＡＮＤゲートの出力は、ＮＡＮＤゲートＵ４２２〜Ｕ４２４よりなる 符号器を通過する。符号器は検出された立ち上がり推移の位置に対応する３ビツ ト数値を発生する。この数値は、レジスタＶＳ＜Ｏ：　２＞の適切なビットを設 定するために用いられる。これらのビットのいずれかの設定あるいは“０００” と符号化されている推移の検出はＮＯＲゲーゲート２１で検知される。その出力 はフリップフロップＵ４２５をリセットするために用いられ、か（て、名目上の ビットセルの中心がＶＳ＜Ｏ・２〉内に捕捉されたことが示される。

いうまでもなく、データサンプリングフリップフロツブ１４０８はＯＳ　ＣＣＬ にによって計時され、一方受信スライス映偉データは１つおきのＯＳ　ＣＣＬ　 Ｋだけによりサンプルされなければならない、従って、ｔＪ４０Ｂ　（ＶＤＡＴ ＡＮ）の出力はマルチプレクサＵ４１０及びフリップフロップＵ４１９を用いる ことにより、一つおきのＯＳ　ＣＣＬ　Ｋでは変わらずに維持されている。Ｕ４ １９は設定されたフリップフロップＵ４２５により、そのクリア状態に保留され ている。Ｕ４２５はＴ４２により設定され、第１の立ち上がり推移によりリセッ トされるので、Ｕ４１９は立ち上がり推移が発生ずるまでクリアされたまま保留 される。一度、クリア信号が送出されるや、フリップフロップｔＪ４１９は各０ ５ＣＣＬＫに係止し始める。かくて、マルチプレクサｔＪ　４１．　Ｏは推移の 発生に各０３ＣＣＬＫが刻応じ得てから、０３ＣＣＬにのサイクルに基づいて新 しいデータをＵ２Ｏ５にロードさせ、そのα１の数値を反対のＯＳ　ＣＣＬ　Ｋ 　１．’、像保持れる。

本発明は、好適な実施例に関連させて２叡されたが、当該技術分野における熟練 δに自明のことながら、トエ己の基本的な原理より逸脱することなく、穐々の層 重を行なうことができる。

ＦＩＧ、Ｉ ＦＩＧ、２ ＦＩＧ、４ 国際調査報告 フロントページの続き （８１）指定回　ＥＰ（ＡＴ、ＢＥ、ＣＨ，ＤＥ。

ＤＫ、ＥＳ、ＦＲ，ＧＢ、ＩＴ、ＬＵ、ＮＬ、ＳＥ）。

０Ａ（ＢＦ、ＢＪ、ＣＦ、ＣＧ、ＣＭ、ＧＡ、ＭＬ、　ＭＲ，ＳＮ、　ＴＤ、　 ＴＧ）、　ＡＴ、　ＡＵ、　ＢＢ、　ＢＧ、　ＢＲ，ＣＡ、ＣＨ，ＤＥ、ＤＫ、 ＥＳ、ＦＩ、ＧＢ、ＨＵ、ＪＰ、　ＫＰ、　ＫＲ，ＬＫ、　ＬＵ、　ＭＣ，ＭＧ 、　ＭＷ。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. １．信号のビットセルの持続期間に対して、小さい連続的な出力間の遅延増加を 有する多タップ遅延線に信号を入力し：遅延線の出力にもとずいたそれぞれの遅 延信号をレジスタ手段の対応する入力に出力し； 対応するレジスタ手段の出力のうちの１つを、最初のデータサンプリング点とし て選択し； 最初のサンプリング点からデータを抽出し；抽出されたデータのビットエラー率 を測定し；選択されたレジスタ手段の出力を増加させて対応するビットエラー率 を決定し；そして 最小のビットエラー率を与える出力の選択を保持する、各段階よりなるＮＲＺ信 号に符号化されたデータを再生するための方法。
2. ２．信号のビットセルの持続期間に対して小さい連続的な出力間の遅延増加を有 する多−タップ遅延線と； 多数の入力と対応する出力とを有し、それぞれの入力が、前記遅延線の対応する 出力に接続されているレジスタ手段と；前記レジスタ手段の出力からデータを選 択的に抽出し、抽出されたデータのビットエラー率を測定するための手段と；前 記レジスタ手段の出力の１つを、データ抽出用の最初のデータサンプリング点と して選択するための手段と；そしてデータ抽出用の選択されたレジスタ手段の出 力を増加させ且つ最小のビットエラー率を与える出力の選択を維持するための手 段とから成る、ＮＲＺ信号に符号化されたデータを再生するための装置。