JP2679916B2 - 電子交換機のＰＣＭ ＣＯＤＥＣ（ＣＯＤＥＲ ａｎｄ ＤＥＣＯＤＥＲ）集積回路 - Google Patents
電子交換機のＰＣＭ ＣＯＤＥＣ（ＣＯＤＥＲ ａｎｄ ＤＥＣＯＤＥＲ）集積回路Info
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- H04B14/02—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は電子交換機のパルス符号
変調（ＰＣＭ）信号処理集積回路に関し、特に公衆電話
機等において、課金時にチップ（Ｔｉｐ）とリング（Ｒ
ｉｎｇ）の供給電源極性を反転し、これを感知して課金
することにより、極性反転時に“かちんかちん”と不必
要な雑音信号が発生するので、この雑音信号を除去する
ために、課金信号の利用時に送信側へ誘起される課金信
号を除去する濾波機を内蔵させた電子交換機のＰＣＭ
ＣＯＤＥＣ（ｐｕｌｓｅ ｃｏｄｅ ｍｏｄｕｌａｔｉ
ｏｎ ｃｏｄｅｒ ａｎｄ ｄｅｃｏｄｅｒ）集積回路
に関する。
変調（ＰＣＭ）信号処理集積回路に関し、特に公衆電話
機等において、課金時にチップ（Ｔｉｐ）とリング（Ｒ
ｉｎｇ）の供給電源極性を反転し、これを感知して課金
することにより、極性反転時に“かちんかちん”と不必
要な雑音信号が発生するので、この雑音信号を除去する
ために、課金信号の利用時に送信側へ誘起される課金信
号を除去する濾波機を内蔵させた電子交換機のＰＣＭ
ＣＯＤＥＣ（ｐｕｌｓｅ ｃｏｄｅ ｍｏｄｕｌａｔｉ
ｏｎ ｃｏｄｅｒ ａｎｄ ｄｅｃｏｄｅｒ）集積回路
に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、従来のＰＣＭ電子交換機のＰＣ
Ｍ信号処理回路は、図１に示すように構成されている。
即ち、インタフェース回路部１と課金信号除去部２、課
金信号合成部３、インピーダンス整合部４およびＰＣＭ
ＣＯＤＥＣ集積回路５からなるＰＣＭ信号処理回路Ｉ
Ｃ1 −ＩＣn が加入者の数（ｎ）によって多数個（ｎ
個）構成され、この多数個のＰＣＭ信号処理回路ＩＣ1
−ＩＣn にＰＣＭハイウェイ（ＰＣＭ Ｈｉｇｈｗａ
ｙ）と呼ばれる共通バス７と課金信号源８とが夫々連結
され、課金を要する時に信号（ＭＳＹＮＣ）を利用して
課金信号源８の課金信号を課金信号合成部３で合成さ
せ、インタフェース回路部１に供給する構成を有する。
Ｍ信号処理回路は、図１に示すように構成されている。
即ち、インタフェース回路部１と課金信号除去部２、課
金信号合成部３、インピーダンス整合部４およびＰＣＭ
ＣＯＤＥＣ集積回路５からなるＰＣＭ信号処理回路Ｉ
Ｃ1 −ＩＣn が加入者の数（ｎ）によって多数個（ｎ
個）構成され、この多数個のＰＣＭ信号処理回路ＩＣ1
−ＩＣn にＰＣＭハイウェイ（ＰＣＭ Ｈｉｇｈｗａ
ｙ）と呼ばれる共通バス７と課金信号源８とが夫々連結
され、課金を要する時に信号（ＭＳＹＮＣ）を利用して
課金信号源８の課金信号を課金信号合成部３で合成さ
せ、インタフェース回路部１に供給する構成を有する。
【０００３】又、前記ＰＣＭ ＣＯＤＥＣ集積回路５
は、図２に示すように、信号選択部１１と信号合成部１
２、送信側利得制御部１３、アンチエリアシングフィル
タ（ＡＡＦ；Ａｎｔｉ−ａｌｉａｓｉｎｇ ｆｉｌｔｅ
ｒ）１４、帯域通過濾波器（ＢＰＦ）１５、コーダ１
６、デコーダ１７、低域通路濾波器（ＬＰＦ）１８、受
信側利得制御部１９、演算増幅器２０、ハイブリッドバ
ランスフィルタ（Ｈｙｂｒｉｄ ｂａｌａｎｃｅ ｆｉ
ｌｔｅｒ）２１及び利得制御部２２からなっている。
は、図２に示すように、信号選択部１１と信号合成部１
２、送信側利得制御部１３、アンチエリアシングフィル
タ（ＡＡＦ；Ａｎｔｉ−ａｌｉａｓｉｎｇ ｆｉｌｔｅ
ｒ）１４、帯域通過濾波器（ＢＰＦ）１５、コーダ１
６、デコーダ１７、低域通路濾波器（ＬＰＦ）１８、受
信側利得制御部１９、演算増幅器２０、ハイブリッドバ
ランスフィルタ（Ｈｙｂｒｉｄ ｂａｌａｎｃｅ ｆｉ
ｌｔｅｒ）２１及び利得制御部２２からなっている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上述のような構成を有
する従来のＰＣＭ信号処理回路は、ライン加入者の線路
側にあるチップＴ1 −Ｔn とリングＲ1 −Ｒn に印加さ
れる電圧の極性を反転させ、“かちんかちん”という音
とともに通話料金を計算するようになる。この時、“か
ちんかちん”という音を無くすために、電圧の極性を反
転させることなく、正弦波の課金信号を印加できるが、
課金信号（１２ＫＨｚ又は１６ＫＨｚ）は送信側音声領
域の信号と合成され、信号歪みと変調により望まない信
号がＰＣＭ化されるため、アナログ信号で課金する時に
は、送信側から不要な課金信号を除去しなければならな
い。具体的には、ライン加入者の線路であるインタフェ
ース回路部１の特性のうち、図３に示すようなハイブリ
ッド２／４線路変換装置の機能により受信側（Ｒｘ）、
即ち、ＰＣＭ ＣＯＤＥＣ集積回路５の端子ＡＯから出
力される信号により、コイルＬ1 には電流ｉ1 が流れる
ようになる。それにより、ライン加入者の線路側のコイ
ルＬ2 には誘起電流ｉ2 が誘起され、この誘起電流ｉ2
により送信側（Ｔｘ）のコイルＬ3 には新しい誘起電流
ｉ3 が誘起されて実際に望まない不要な正弦波の課金信
号が送信側（Ｔｘ）へ伝達される。このような不要な課
金信号を除去するために図１に示した従来のＰＣＭ Ｃ
ＯＤＥＣ集積回路では、ＰＣＭ ＣＯＤＥＣ集積回路５
の端子ＡＯから出力される信号のうち、音声信号帯域の
信号のみをハイブリッドバランスフィルタ２１と利得制
御部２２で送信側（Ｔｘ）へ誘起される誘起電流ｉ3 と
反対極性の信号を作って補償したが、課金信号合成部３
から出力される課金信号はＰＣＭ ＣＯＤＥＣ集積回路
５により除去できないので、集積回路外部の応用回路で
ある課金信号除去部２を必要とするようになる。
する従来のＰＣＭ信号処理回路は、ライン加入者の線路
側にあるチップＴ1 −Ｔn とリングＲ1 −Ｒn に印加さ
れる電圧の極性を反転させ、“かちんかちん”という音
とともに通話料金を計算するようになる。この時、“か
ちんかちん”という音を無くすために、電圧の極性を反
転させることなく、正弦波の課金信号を印加できるが、
課金信号（１２ＫＨｚ又は１６ＫＨｚ）は送信側音声領
域の信号と合成され、信号歪みと変調により望まない信
号がＰＣＭ化されるため、アナログ信号で課金する時に
は、送信側から不要な課金信号を除去しなければならな
い。具体的には、ライン加入者の線路であるインタフェ
ース回路部１の特性のうち、図３に示すようなハイブリ
ッド２／４線路変換装置の機能により受信側（Ｒｘ）、
即ち、ＰＣＭ ＣＯＤＥＣ集積回路５の端子ＡＯから出
力される信号により、コイルＬ1 には電流ｉ1 が流れる
ようになる。それにより、ライン加入者の線路側のコイ
ルＬ2 には誘起電流ｉ2 が誘起され、この誘起電流ｉ2
により送信側（Ｔｘ）のコイルＬ3 には新しい誘起電流
ｉ3 が誘起されて実際に望まない不要な正弦波の課金信
号が送信側（Ｔｘ）へ伝達される。このような不要な課
金信号を除去するために図１に示した従来のＰＣＭ Ｃ
ＯＤＥＣ集積回路では、ＰＣＭ ＣＯＤＥＣ集積回路５
の端子ＡＯから出力される信号のうち、音声信号帯域の
信号のみをハイブリッドバランスフィルタ２１と利得制
御部２２で送信側（Ｔｘ）へ誘起される誘起電流ｉ3 と
反対極性の信号を作って補償したが、課金信号合成部３
から出力される課金信号はＰＣＭ ＣＯＤＥＣ集積回路
５により除去できないので、集積回路外部の応用回路で
ある課金信号除去部２を必要とするようになる。
【０００５】このように課金信号除去部２と課金信号合
成部３とを有する従来のＰＣＭ信号処理集積回路におけ
るＰＣＭ ＣＯＤＥＣ集積回路５は、雑音信号を含む全
ての入力信号のうち、音声信号帯域の必要な信号のみを
選択してＰＣＭ信号に、即ち、デジタル信号に変換する
ようになるが、図２に示す受信側（Ｒｘ）に誘起された
信号成分により送信側（Ｔｘ）に誘起電流ｉ３として誘
起される値を測定した後、ハイブリッドバランスフィル
タ２１と利得制御部２２の特性を固定し、誘起電流ｉ３
の反対の特性を持つ信号を作って信号合成部１２で合成
させた結果、音声帯域の樹脂側（Ｒｘ）から送信側（Ｔ
ｘ）への誘起成分を多少減少させ、図１に示す課金信号
除去部２及びインピーダンス整合部４を介して発生させ
る利得の変化を送信側の利得制御部１３により調整する
ようになる。次いで、帯域通過濾波器１５でサンプリン
グ回路を採用することにより使用される周波数帯域と音
声信号のエリアシング減少を、アンチエリアシングフィ
ルタ１４により除去し、帯域通過濾波器１５で音声帯域
以外の不要な信号を除去した後、必要な音声帯域の信号
（アナログ）のみをコーダ１６でＰＣＭ信号に、即ち、
デジタル信号に変換して決められた時間に共通バス７で
あるＰＣＭハイウェイに載せるようになる。しかし、課
金信号が存在する場合、課金信号は一般的な加入者線路
の特性上、公衆電話網で歪みが大きいため、課金信号源
８の信号の大きさは通常数Ｖ（Ｖｏｌｔｓ）以上であ
り、課金信号除去部２がない場合、送信側（Ｔｘ）へ誘
起される課金信号が数百ｍＶで入力され、音声信号より
ももっと大きい信号になり、音声信号の歪みと変調を生
じるため、課金信号除去部２が必ずなければならない。
アンチエリアシングフィルタの機能について述べれば、
ＳＣＦで具現されたＢＰＦのスイッチングクロックは、
音声帯域信号の４０−６０倍の大きさで信号を処理しな
ければならない。さらに一般的なスイッチングクロック
は、２５６ＫＨｚであるいは５１２ＫＨｚで使用する場
合が多いが（これは、２，０４８ＭＨｚの分周を作るの
が容易であるからである）、このようにサンプリングを
行う時、２５６／５１２ＫＨｚ±３ＫＨｚ（音声帯域）
のノイズが除去されなければならない。若し、除去され
なければ、このサンプリング信号帯域のノイズは、音声
帯域の信号に重ねられるエリアシング現象が発生する。
このため、サンプリング周 波数帯域の雑音信号を除去す
るＬＰＦ（低域通過濾波器）をアンチエリアシングフィ
ルタという。 次に課金信号の帰還要素に関して述べれば
受信端音声信号（ＡＯ）と同一である抵抗によってＳＬ
ＩＣに連結されるので、音声信号の帰還と同一のＥｃｈ
ｏが送信入力（ＡＩ）に印加される。これを除去する目
的で帯域通過濾波器１５が使用される。
成部３とを有する従来のＰＣＭ信号処理集積回路におけ
るＰＣＭ ＣＯＤＥＣ集積回路５は、雑音信号を含む全
ての入力信号のうち、音声信号帯域の必要な信号のみを
選択してＰＣＭ信号に、即ち、デジタル信号に変換する
ようになるが、図２に示す受信側（Ｒｘ）に誘起された
信号成分により送信側（Ｔｘ）に誘起電流ｉ３として誘
起される値を測定した後、ハイブリッドバランスフィル
タ２１と利得制御部２２の特性を固定し、誘起電流ｉ３
の反対の特性を持つ信号を作って信号合成部１２で合成
させた結果、音声帯域の樹脂側（Ｒｘ）から送信側（Ｔ
ｘ）への誘起成分を多少減少させ、図１に示す課金信号
除去部２及びインピーダンス整合部４を介して発生させ
る利得の変化を送信側の利得制御部１３により調整する
ようになる。次いで、帯域通過濾波器１５でサンプリン
グ回路を採用することにより使用される周波数帯域と音
声信号のエリアシング減少を、アンチエリアシングフィ
ルタ１４により除去し、帯域通過濾波器１５で音声帯域
以外の不要な信号を除去した後、必要な音声帯域の信号
（アナログ）のみをコーダ１６でＰＣＭ信号に、即ち、
デジタル信号に変換して決められた時間に共通バス７で
あるＰＣＭハイウェイに載せるようになる。しかし、課
金信号が存在する場合、課金信号は一般的な加入者線路
の特性上、公衆電話網で歪みが大きいため、課金信号源
８の信号の大きさは通常数Ｖ（Ｖｏｌｔｓ）以上であ
り、課金信号除去部２がない場合、送信側（Ｔｘ）へ誘
起される課金信号が数百ｍＶで入力され、音声信号より
ももっと大きい信号になり、音声信号の歪みと変調を生
じるため、課金信号除去部２が必ずなければならない。
アンチエリアシングフィルタの機能について述べれば、
ＳＣＦで具現されたＢＰＦのスイッチングクロックは、
音声帯域信号の４０−６０倍の大きさで信号を処理しな
ければならない。さらに一般的なスイッチングクロック
は、２５６ＫＨｚであるいは５１２ＫＨｚで使用する場
合が多いが（これは、２，０４８ＭＨｚの分周を作るの
が容易であるからである）、このようにサンプリングを
行う時、２５６／５１２ＫＨｚ±３ＫＨｚ（音声帯域）
のノイズが除去されなければならない。若し、除去され
なければ、このサンプリング信号帯域のノイズは、音声
帯域の信号に重ねられるエリアシング現象が発生する。
このため、サンプリング周 波数帯域の雑音信号を除去す
るＬＰＦ（低域通過濾波器）をアンチエリアシングフィ
ルタという。 次に課金信号の帰還要素に関して述べれば
受信端音声信号（ＡＯ）と同一である抵抗によってＳＬ
ＩＣに連結されるので、音声信号の帰還と同一のＥｃｈ
ｏが送信入力（ＡＩ）に印加される。これを除去する目
的で帯域通過濾波器１５が使用される。
【０００６】このため、ＰＣＭ ＣＯＤＥＣ集積回路５
の周辺に課金信号除去部２等、特別な応用回路を使用す
るようになるので、周辺回路が複雑になる。従って、こ
のような応用回路の追加は加入者ボード当たり搭載され
る加入者数の増加時、ボードの配置及び配線が難しいだ
けでなく、信頼性が低下されるという欠点がある。
の周辺に課金信号除去部２等、特別な応用回路を使用す
るようになるので、周辺回路が複雑になる。従って、こ
のような応用回路の追加は加入者ボード当たり搭載され
る加入者数の増加時、ボードの配置及び配線が難しいだ
けでなく、信頼性が低下されるという欠点がある。
【０００７】本発明は上述した従来の電子交換機のＰＣ
Ｍ信号処理回路が有する欠点を除去するために発明され
たもので、課金信号により発生される送信信号の歪み及
び変調を無くすための課金信号除去部をＰＣＭ ＣＯＤ
ＥＣ集積回路に内蔵させて加入者ボードの単純化を具現
することにより、単位加入者ボード当たり多くの線路を
受容することができ、しかも通話者に高品質の通話を可
能にする電子交換機のＰＣＭ ＣＯＤＥＣ集積回路を提
供することにその目的がある。
Ｍ信号処理回路が有する欠点を除去するために発明され
たもので、課金信号により発生される送信信号の歪み及
び変調を無くすための課金信号除去部をＰＣＭ ＣＯＤ
ＥＣ集積回路に内蔵させて加入者ボードの単純化を具現
することにより、単位加入者ボード当たり多くの線路を
受容することができ、しかも通話者に高品質の通話を可
能にする電子交換機のＰＣＭ ＣＯＤＥＣ集積回路を提
供することにその目的がある。
【０００８】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づいて詳細
に説明する。上述した目的を達成するための本発明のＰ
ＣＭ ＣＯＤＥＣ集積回路は、交換機と電話線路との相
互信号をインタフェースするインタフェース回路部１’
とインピーダンス整合部２’及びＰＣＭ ＣＯＤＥＣ集
積回路３’からなるｎ個のＰＣＭ信号処理回路ＩＣｌ’
−ＩＣｎ’と電話加入者の線路使用時間を時分割方式に
より分割し、電話加入者が共通に使用するＰＣＭハイウ
ェイと呼ばれる共通バス４’と、課金信号源５’と、ｎ
回線加入者の通話を制御するＣＰＵ６’とを具備した構
成を有する。ここで相互信号について補足説明すれば、
交換機と電話線路との相互信号のインタフェース整合を
行う機能は、通常、ＳＬＩＣ（Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅ Ｌ
ｉｎｅ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ Ｃｉｒｃｕｉｔ）とい
い、これはＢ（Ｂａｔｔｅｒｙｆｅｅｄ；電話機に電源
を供給）、Ｏ（Ｏｖｅｒ ｖｏｌｔａｇｅ ｐｒｏｔｅ
ｃｔｉｏｎ；電話線路に落雷等により流入される高電圧
から交換機の回路を保護）、Ｒ（Ｒｉｎｇｉｎｇ；電話
機にＲｉｎｇ信号を供給）、Ｓ（Ｓｕｐｅｒｖｉｓｉｏ
ｎ；電話機のｏｎ−ｈｏｏｋ，ｏｆｆ−ｈｏｏｋ等を監
視）、Ｃ（Ｃｏｄｅｃ；Ａｎａｌｏｇ信号をＤｉｇｉｔ
ａｌ ＰＣＭ信号に、Ｄｉｇｉｔａｌ信号をＡｎａｌｏ
ｇ信号に変換する機能−一般に、この機能は、ＣＭＯＳ
によって具現されるので、別途のＰＣＭ ＣＯＤＥＣに
分類具現する）、Ｈ（Ｈｙｂｒｉｄ；電話線路は、２線
を送・受信の４線に交換）、Ｔ（Ｔｅｓｔ；交換機ある
いは電話線路の連結状態及び電気的特性を確認すること
ができるｐａｔｈを選定する機能を行う）。この相互信
号の意味は、Ｂ，Ｏ，Ｒ，Ｓ，Ｃ，Ｈ及びＴの基本動作
のための信号を意味する。 ここでｎ個のＰＣＭ信号処理
回路の構成、その接続関係とその機能、共通パスがどこ
に設けられているのか、その接続関係に関して述べれ
ば、基本的なＰＣＭ交換機の構造を説明することによっ
て理解されよう。アナログ方式の交換は信号を分離する
ことが出来ないため、空間分割の方式を使用した。しか
し、アナログ方式は、音声帯域の４ＫＨｚ帯域だけを処
理すればいいので、伝送帯域の側面に おいては経済的で
あるが、伝送による雑音の発生のため長距離伝送時、通
話の品質に問題があり、音声情報、ビデオ情報、データ
情報等の処理が不可能な問題がある。これを克服するた
め、デジタル伝送が好まれるようになり、半導体の発達
により時分割方式が提案されることに到った。時分割方
式の使用は、アナログ信号をデジタル転換するに際し、
ＰＣＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｃｏｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏ
ｎ）との方式を使用するが、このＰＣＭコーディング方
式は伝送品質を満足させるため、不均一デジタル変換を
行う。この不均一デジタル変換は、ヨーロッパ方式のＡ
−Ｌａｗと北米方式Ｕ−Ｌａｗとがあるが、Ａ−Ｌａｗ
とＵ−Ｌａｗとの基本的な差異は、不均一デジタル変換
を行う時に使用する曲線が異なり、Ａ−Ｌａｗは３２チ
ャンネル（Ｅ１フレーム）、Ｕ−Ｌａｗは２４チャンネ
ル（Ｔ１フレーム）を集線して各々１フレームを構成す
るが、共に８ビットより成っている。即ち、通信理論の
基本概念であるサンプリング理論のナイキスト周波数に
基づくＣＯＤＥＣ ＩＣのサンプリング周波数８ＫＨｚ
を乗ずると、１ＰＣＭチャンネルは８ＫＨｚ＊８Ｂｉｔ
ｓ−６４ＫＨｚとなる。このように音声信号がデジタル
信号に変わって音声帯域の４ＫＨｚより帯域幅的である
という側面においては不利であるが、多重化／逆多重化
の過程を繰り返しながら長距離通話をしても伝送品質の
劣化が発生せず、デジタル８ビットをスロット単位に管
理することによって、多くの情報の結合と分離とが容易
である。これは、該当時間のスロットを挿入するか抽出
すればいいからである。１人の加入者につき６４Ｋｂｐ
ｓであるので、Ａ−Ｌａｗは６４Ｋｂｐｓ＊３２−２．
０４８ＭＨｚ、Ｕ−Ｌａｗは（８Ｂｉｔｓ＊２４Ｃｈ＋
１Ｂｉｔ）＊８Ｋｂｐｓ＝２．０４８ＭＨｚ（１ビット
はフレーミングビットで国際規格である）に成るようＰ
ＣＭハイウェイを構成することになる。本願の明細書に
記したｎ個のＰＣＭ信号処理回路の構成、その接続関係
において、ｎは電話加入者を意味し、この電話加入者は
８，６，２４，３２線が加入者ボードにつき基本回線数
を構成する（家庭用・事務用端末機から電信柱、地下埋
設を介して交換局のＭＤＦに連結され、次いでＳＬＩＣ
に１：１で連結される。）。電話加入者の線路使用時間
を時分割方式により分割し、電話加入者が共通に使用す
るの意味は、Ｆｉｇ４の制御信号であるフレーム信号は
全体交換機の基準時間を決定する同期信号である。ｎ加
入者が連結されたＣＯＤＥ Ｃ ＩＣは、この同期信号に
合わせて各ＣＯＤＥＣの出力である８ビットを出力さ
せ、自分の出力時間ではない場合には高出力抵抗値を有
するようになっている。２４ｃｈ、３２ｃｈ（基本１フ
レーム）が連結されていても、各ＣＯＤＥＣの動作時間
が異なるよう、基本的に１フレームの時間スロットを有
するので、電話加入者の線路使用時間を時分割方式によ
り分割し、電話加入者が共通に使用するとの意味であ
る。共通パスがどこに設けられているのか、その接続関
係は、上述のようにｎ加入者のＣＯＤＥＣ ＩＣ Ｄｉ
ｇｉｔａｌ出力がＰＣＢ上で同時に連結されている接続
関係を意味する。 次にＰＣＭ信号処理装置の全体の構成
に関して述べれば、ＰＣＭ信号処理装置の全体の構成に
関しては、既に１９８０年代の中頃から製品が商用化し
販売されている。ＰＣＭ信号の処理のためには２つの機
能を行う。送・受信の音声領域信号を処理するためのフ
ィルタ、ＡＤＣ（アナログをデジタル信号に変換するコ
ンバータ）、ＤＡＣ（デジタル信号をアナログに変換す
るコンバータ）がなければならない。Ｆｉｇ２において
最も基本的な構造は、送信側のバンドパスフィルタ１５
（信号をデジタル変換する前に入力される信号に含めら
れた雑音及びデジタル変換のためのサンプリング周波数
の半分より小さい信号帯域の信号だけを処理するための
機能を行う。）、ＣＯＤＥＲ１６（アナログ信号をサン
プリングしてデジタルＰＣＭ信号に変換）、ＤＥＣＯＤ
ＥＲ（デジタルＰＣＭ信号をアナログ信号に変換）、Ｌ
ＰＦ１８（アナログ信号への変換の結果である階段波形
態の信号を平滑させるフィルタ）が基本的に必要であ
る。しかし、送信側のＡＡＦ１４が追加で必要である理
由は、バンドパスフィルタ１５を具現する技術がＳｗｉ
ｔｃｈｅｄ Ｃａｐａｃｉｔｏｒ構造で具現されるため
である。ＳｗｉｔｃｈｅｄＣａｐａｃｉｔｏｒの利用
時、信号の処理のため高周波のサンプリングを行うの
で、結局サンプリング周波数付近のノイズを減らすため
のＡＡＦ（アンチエリアシングフィルタ）が付加され
る。又は、このＡＡＦは、通常、２次の能動フィルタで
あるので、能動フィルタの入力抵抗を考えたバッファ１
２を付加させてある。
に説明する。上述した目的を達成するための本発明のＰ
ＣＭ ＣＯＤＥＣ集積回路は、交換機と電話線路との相
互信号をインタフェースするインタフェース回路部１’
とインピーダンス整合部２’及びＰＣＭ ＣＯＤＥＣ集
積回路３’からなるｎ個のＰＣＭ信号処理回路ＩＣｌ’
−ＩＣｎ’と電話加入者の線路使用時間を時分割方式に
より分割し、電話加入者が共通に使用するＰＣＭハイウ
ェイと呼ばれる共通バス４’と、課金信号源５’と、ｎ
回線加入者の通話を制御するＣＰＵ６’とを具備した構
成を有する。ここで相互信号について補足説明すれば、
交換機と電話線路との相互信号のインタフェース整合を
行う機能は、通常、ＳＬＩＣ（Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅ Ｌ
ｉｎｅ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ Ｃｉｒｃｕｉｔ）とい
い、これはＢ（Ｂａｔｔｅｒｙｆｅｅｄ；電話機に電源
を供給）、Ｏ（Ｏｖｅｒ ｖｏｌｔａｇｅ ｐｒｏｔｅ
ｃｔｉｏｎ；電話線路に落雷等により流入される高電圧
から交換機の回路を保護）、Ｒ（Ｒｉｎｇｉｎｇ；電話
機にＲｉｎｇ信号を供給）、Ｓ（Ｓｕｐｅｒｖｉｓｉｏ
ｎ；電話機のｏｎ−ｈｏｏｋ，ｏｆｆ−ｈｏｏｋ等を監
視）、Ｃ（Ｃｏｄｅｃ；Ａｎａｌｏｇ信号をＤｉｇｉｔ
ａｌ ＰＣＭ信号に、Ｄｉｇｉｔａｌ信号をＡｎａｌｏ
ｇ信号に変換する機能−一般に、この機能は、ＣＭＯＳ
によって具現されるので、別途のＰＣＭ ＣＯＤＥＣに
分類具現する）、Ｈ（Ｈｙｂｒｉｄ；電話線路は、２線
を送・受信の４線に交換）、Ｔ（Ｔｅｓｔ；交換機ある
いは電話線路の連結状態及び電気的特性を確認すること
ができるｐａｔｈを選定する機能を行う）。この相互信
号の意味は、Ｂ，Ｏ，Ｒ，Ｓ，Ｃ，Ｈ及びＴの基本動作
のための信号を意味する。 ここでｎ個のＰＣＭ信号処理
回路の構成、その接続関係とその機能、共通パスがどこ
に設けられているのか、その接続関係に関して述べれ
ば、基本的なＰＣＭ交換機の構造を説明することによっ
て理解されよう。アナログ方式の交換は信号を分離する
ことが出来ないため、空間分割の方式を使用した。しか
し、アナログ方式は、音声帯域の４ＫＨｚ帯域だけを処
理すればいいので、伝送帯域の側面に おいては経済的で
あるが、伝送による雑音の発生のため長距離伝送時、通
話の品質に問題があり、音声情報、ビデオ情報、データ
情報等の処理が不可能な問題がある。これを克服するた
め、デジタル伝送が好まれるようになり、半導体の発達
により時分割方式が提案されることに到った。時分割方
式の使用は、アナログ信号をデジタル転換するに際し、
ＰＣＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｃｏｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏ
ｎ）との方式を使用するが、このＰＣＭコーディング方
式は伝送品質を満足させるため、不均一デジタル変換を
行う。この不均一デジタル変換は、ヨーロッパ方式のＡ
−Ｌａｗと北米方式Ｕ−Ｌａｗとがあるが、Ａ−Ｌａｗ
とＵ−Ｌａｗとの基本的な差異は、不均一デジタル変換
を行う時に使用する曲線が異なり、Ａ−Ｌａｗは３２チ
ャンネル（Ｅ１フレーム）、Ｕ−Ｌａｗは２４チャンネ
ル（Ｔ１フレーム）を集線して各々１フレームを構成す
るが、共に８ビットより成っている。即ち、通信理論の
基本概念であるサンプリング理論のナイキスト周波数に
基づくＣＯＤＥＣ ＩＣのサンプリング周波数８ＫＨｚ
を乗ずると、１ＰＣＭチャンネルは８ＫＨｚ＊８Ｂｉｔ
ｓ−６４ＫＨｚとなる。このように音声信号がデジタル
信号に変わって音声帯域の４ＫＨｚより帯域幅的である
という側面においては不利であるが、多重化／逆多重化
の過程を繰り返しながら長距離通話をしても伝送品質の
劣化が発生せず、デジタル８ビットをスロット単位に管
理することによって、多くの情報の結合と分離とが容易
である。これは、該当時間のスロットを挿入するか抽出
すればいいからである。１人の加入者につき６４Ｋｂｐ
ｓであるので、Ａ−Ｌａｗは６４Ｋｂｐｓ＊３２−２．
０４８ＭＨｚ、Ｕ−Ｌａｗは（８Ｂｉｔｓ＊２４Ｃｈ＋
１Ｂｉｔ）＊８Ｋｂｐｓ＝２．０４８ＭＨｚ（１ビット
はフレーミングビットで国際規格である）に成るようＰ
ＣＭハイウェイを構成することになる。本願の明細書に
記したｎ個のＰＣＭ信号処理回路の構成、その接続関係
において、ｎは電話加入者を意味し、この電話加入者は
８，６，２４，３２線が加入者ボードにつき基本回線数
を構成する（家庭用・事務用端末機から電信柱、地下埋
設を介して交換局のＭＤＦに連結され、次いでＳＬＩＣ
に１：１で連結される。）。電話加入者の線路使用時間
を時分割方式により分割し、電話加入者が共通に使用す
るの意味は、Ｆｉｇ４の制御信号であるフレーム信号は
全体交換機の基準時間を決定する同期信号である。ｎ加
入者が連結されたＣＯＤＥ Ｃ ＩＣは、この同期信号に
合わせて各ＣＯＤＥＣの出力である８ビットを出力さ
せ、自分の出力時間ではない場合には高出力抵抗値を有
するようになっている。２４ｃｈ、３２ｃｈ（基本１フ
レーム）が連結されていても、各ＣＯＤＥＣの動作時間
が異なるよう、基本的に１フレームの時間スロットを有
するので、電話加入者の線路使用時間を時分割方式によ
り分割し、電話加入者が共通に使用するとの意味であ
る。共通パスがどこに設けられているのか、その接続関
係は、上述のようにｎ加入者のＣＯＤＥＣ ＩＣ Ｄｉ
ｇｉｔａｌ出力がＰＣＢ上で同時に連結されている接続
関係を意味する。 次にＰＣＭ信号処理装置の全体の構成
に関して述べれば、ＰＣＭ信号処理装置の全体の構成に
関しては、既に１９８０年代の中頃から製品が商用化し
販売されている。ＰＣＭ信号の処理のためには２つの機
能を行う。送・受信の音声領域信号を処理するためのフ
ィルタ、ＡＤＣ（アナログをデジタル信号に変換するコ
ンバータ）、ＤＡＣ（デジタル信号をアナログに変換す
るコンバータ）がなければならない。Ｆｉｇ２において
最も基本的な構造は、送信側のバンドパスフィルタ１５
（信号をデジタル変換する前に入力される信号に含めら
れた雑音及びデジタル変換のためのサンプリング周波数
の半分より小さい信号帯域の信号だけを処理するための
機能を行う。）、ＣＯＤＥＲ１６（アナログ信号をサン
プリングしてデジタルＰＣＭ信号に変換）、ＤＥＣＯＤ
ＥＲ（デジタルＰＣＭ信号をアナログ信号に変換）、Ｌ
ＰＦ１８（アナログ信号への変換の結果である階段波形
態の信号を平滑させるフィルタ）が基本的に必要であ
る。しかし、送信側のＡＡＦ１４が追加で必要である理
由は、バンドパスフィルタ１５を具現する技術がＳｗｉ
ｔｃｈｅｄ Ｃａｐａｃｉｔｏｒ構造で具現されるため
である。ＳｗｉｔｃｈｅｄＣａｐａｃｉｔｏｒの利用
時、信号の処理のため高周波のサンプリングを行うの
で、結局サンプリング周波数付近のノイズを減らすため
のＡＡＦ（アンチエリアシングフィルタ）が付加され
る。又は、このＡＡＦは、通常、２次の能動フィルタで
あるので、能動フィルタの入力抵抗を考えたバッファ１
２を付加させてある。
【０００９】又、前記ＰＣＭ ＣＯＤＥＣ集積回路３’
は、高入力インピーダンスを得るためのバッファ１１’
と、ＰＣＭハイウェイ側の線路の異常をチェックするた
めにアナログループバック（Ａｎａｌｏｇ Ｌｏｏｐｂ
ａｃｋ）を利用する信号選択部１２’と、加入者線路側
の規定を合わせるための回路の実現時に発生する利得を
補償する送信側利得制御部１３’と、後段のサンプリン
グを考慮して雑音を防止するためのアンチエリアシング
フィルタ（ＡＡＦ）１４’と、課金信号の帰還要素を除
去する課金信号除去部１５’と、音声信号帯域の信号
（３００Ｈｚ−３．３ＫＨｚ）のみを通過させる帯域通
過濾波器（ＢＰＦ）１６’と、アナログ信号をＰＣＭ出
力信号に変換するコーダ（ＣＯＤＥＲ）１７’と、ＰＣ
Ｍ入力信号をアナログ信号に変換するデコーダ１８’
と、音声信号帯域の信号（ＯＨｚ−３．３ＫＨｚ）のみ
を通過させる低域通過濾波器（ＬＰＦ）１９’と、受信
側の利得を補償する受信側利得制御部２０’と、前記低
域通過濾波器１９’をスイッチドキャパシタ（ＳＣ；Ｓ
ｗｉｔｃｈｅｄ Ｃａｐａｃｉｔｏｒ）で実現する時に
発生する階段波形態の高周波信号を減衰させるスムシン
グフィルタ（Ｓｍｏｏｔｈｉｎｇ ｆｉｌｔｅｒ）２
１’と、ライン加入者線路を直接駆動できるように信号
駆動能力を高める演算増幅器（ＯＰ ＡＭＰ）２２’
と、前記課金信号源５’の信号を連結させる課金ゲート
２３’とから構成される。ここでアナログループバック
の定義に関して述べれば、アナログループバックの用途
は、ＣＯＤＥＣの動作を確認するための機能である。つ
まり、ＰＣＭ ハイウェイから受信端（Ｄ１）にデジタ
ル信号を入力させ、アナログループバックを印加すれ
ば、Ｄ０の送信端出力からデジタル信号を確認しながら
ＣＯＤＥＣが正常動作し、通話路の異常無しを試験する
ことができる。通常、現在交換機の運用は１周につき１
回程度で深夜に通話で試験を行っている。 また、信号選
択部の機能に関して述べれば、信号選択部は単純スイッ
チである。正常動作時は、バッファ１１の出力を連結さ
せ、アナログループバックの使用時は、受信の出力端を
連結させる。 また、バッファ１１と信号選択部１２と送
信側利得制御部１３との接続関係に関して述べれば、信
号選択部は単純スイッチである。正常動作時は、バッフ
ァ１ １−信号選択部１２−送信側利得制御部１３に連結
動作され、アナログループバック使用時は、受信の出力
Ｒｘ信号選択部１２−送信側利得制御部１３に連結動作
される。
は、高入力インピーダンスを得るためのバッファ１１’
と、ＰＣＭハイウェイ側の線路の異常をチェックするた
めにアナログループバック（Ａｎａｌｏｇ Ｌｏｏｐｂ
ａｃｋ）を利用する信号選択部１２’と、加入者線路側
の規定を合わせるための回路の実現時に発生する利得を
補償する送信側利得制御部１３’と、後段のサンプリン
グを考慮して雑音を防止するためのアンチエリアシング
フィルタ（ＡＡＦ）１４’と、課金信号の帰還要素を除
去する課金信号除去部１５’と、音声信号帯域の信号
（３００Ｈｚ−３．３ＫＨｚ）のみを通過させる帯域通
過濾波器（ＢＰＦ）１６’と、アナログ信号をＰＣＭ出
力信号に変換するコーダ（ＣＯＤＥＲ）１７’と、ＰＣ
Ｍ入力信号をアナログ信号に変換するデコーダ１８’
と、音声信号帯域の信号（ＯＨｚ−３．３ＫＨｚ）のみ
を通過させる低域通過濾波器（ＬＰＦ）１９’と、受信
側の利得を補償する受信側利得制御部２０’と、前記低
域通過濾波器１９’をスイッチドキャパシタ（ＳＣ；Ｓ
ｗｉｔｃｈｅｄ Ｃａｐａｃｉｔｏｒ）で実現する時に
発生する階段波形態の高周波信号を減衰させるスムシン
グフィルタ（Ｓｍｏｏｔｈｉｎｇ ｆｉｌｔｅｒ）２
１’と、ライン加入者線路を直接駆動できるように信号
駆動能力を高める演算増幅器（ＯＰ ＡＭＰ）２２’
と、前記課金信号源５’の信号を連結させる課金ゲート
２３’とから構成される。ここでアナログループバック
の定義に関して述べれば、アナログループバックの用途
は、ＣＯＤＥＣの動作を確認するための機能である。つ
まり、ＰＣＭ ハイウェイから受信端（Ｄ１）にデジタ
ル信号を入力させ、アナログループバックを印加すれ
ば、Ｄ０の送信端出力からデジタル信号を確認しながら
ＣＯＤＥＣが正常動作し、通話路の異常無しを試験する
ことができる。通常、現在交換機の運用は１周につき１
回程度で深夜に通話で試験を行っている。 また、信号選
択部の機能に関して述べれば、信号選択部は単純スイッ
チである。正常動作時は、バッファ１１の出力を連結さ
せ、アナログループバックの使用時は、受信の出力端を
連結させる。 また、バッファ１１と信号選択部１２と送
信側利得制御部１３との接続関係に関して述べれば、信
号選択部は単純スイッチである。正常動作時は、バッフ
ァ１ １−信号選択部１２−送信側利得制御部１３に連結
動作され、アナログループバック使用時は、受信の出力
Ｒｘ信号選択部１２−送信側利得制御部１３に連結動作
される。
【００１０】図４は本発明のＰＣＭ ＣＯＤＥＣ集積回
路を利用した電子交換機のＰＣＭ信号処理回路の実施例
を示す図、図５は本発明のＰＣＭ ＣＯＤＥＣ集積回路
のブロック構成図で、通話者が電話機で通話するように
なると、通話する音声信号は、図３に示すように、加入
者線路側の誘起電流ｉ２を誘起させ、この誘起電流ｉ２
は送信側（Ｔｘ）に誘起電流ｉ３を誘起させるようにな
る。この誘起電流ｉ３による信号はＰＣＭ ＣＯＤＥＣ
集積回路３’の端子ＡＩに印加される。この時、端子Ａ
Ｉに印加される信号は、チップ（Ｔ；Ｔｉｐ）とリング
（Ｒ；Ｒｉｎｇ）側からの音声信号と、回路構成上、電
源からの電源雑音と、端子ＡＩに入力する前まで発生し
た白色雑音（Ｗｈｉｔｅ ｎｏｉｓｅ）と、受信側（Ｒ
ｘ）からｉ１→ｉ２→ｉ３の経路に誘起される受信側誘
起成分（音声信号帯域及び課金信号）等の成分とから構
成される。それ故に、ＰＣＭ ＣＯＤＥＣ集積回路３’
は、前記信号成分の中で音声信号帯域の必要な信号のみ
を選択してＰＣＭ信号に、即ち、デジタル信号に変換す
るようになり、ＰＣＭ ＣＯＤＥＣ集積回路３’に印加
される信号は、バッファ１１’と信号選択部１２’とを
経て送信側利得制御部１３’に印加される。そうする
と、送信側利得制御部１３’は、入力された信号が加入
者線路側利得規格を満足するように利得を補償するよう
になり、このようにして利得が加入者線路側の規定に合
うようになった信号はアンチエリアシングルフィルタ１
４’と課金信号除去部１５’及び帯域通過濾波器１６’
を順次通過して不要な信号が除去される。ここでアンチ
エリアシングフィルタ１４’は後段の課金信号除去部１
５’や帯域通過濾波器１６’のサンプリング時に、サン
プリングにより発生する信号を除去し、即ち、帯域通過
濾波器１６’でサンプリング回路を採用するため、使用
される周波数帯域と音声信号のエリアシング現象を除去
させ、課金信号除去部１５’が課金信号の帰還要素を除
去するようになる。このようにして、帯域通過濾波器１
６’を通過した音声信号帯域（３００Ｈｚ−３．３ＫＨ
ｚ）の信号は、コーダ１７’でＰＣＭ出力信号（デジタ
ル信号）に変換され、決められた時間に共通バス４’で
あるＰＣＭハイウェイに載せられて他の加入者側へ電送
される。一方受信側（Ｒｘ）に入力されるＰＣＭ出力信
号は、デコーダ１８’でアナログ信号に変換された後、
低域通過濾波器１９’を経て通過された音声信号帯域の
信号（０Ｈｚ−３．３ＫＨｚ）のみが受信側利得制御部
２０’に印加され、インタフェース回路部１’の特性を
考慮して予め信号利得を補償するようになる。このよう
に利得が調整された信号はスムシングフィルタ２１’に
入力され、スイッチドキャパシタからなる前記低減通過
濾波器１９’から発生された階段波形態の高周波信号を
減衰した後、ライン加入者線路を直接駆動できる演算増
幅器２２’を通じてインピーダンス整合部２’とインタ
フェース回路部１’を経て加入者線路へ電送される。こ
こで加入者線路側の利得規格を満足するように利得を補
償するのは、電話線路の利得／交換機の利得／伝送と受
信との利得等、全ての測定点からの伝送利得は規格化さ
れている。しかし、ＣＯＤＥＣ、ＳＬＩＣの定められた
規格はない。即ち、ＣＯＤＥＣの場合、アナログ信号を
デジタル信号にデジタル信号をアナログ信号に相互変換
する場合、アナログ／デジタルの各領域における信号の
大きさは比較可能であるが、デジタル信号の大きさの絶
対的な比較は不可能である。相互変換時、最大基準電圧
に比例してその値を作るからである。ＣＯＤＥＣ ＩＣ
は、ＳＬ１Ｃから定められた絶対信号の大きさを入力さ
せ（規格化されている）、定められたデジタル信号が出
力されなければならない。この場合、入力される信号の
大きさを作るために利得を補償することが必要となる。
また、課金ゲート２３、演算増幅器２２、スムシングフ
ィルタ２１、低域通過濾波器１９、コーダ１７、デコー
ダ１８、帯域通過濾波器１６など（１５，１４，１３，
１２，１１）の各構成要素の接続関係を実施例と対応さ
せてその接続関係について説明する。 本発明のＴｅｌｅ
ｍｅｔｅｒｉｎｇ Ｓｉｇｎａｌ Ｆｉｌｔｅｒ１５と
Ｔｅｌｅｍｅｔｅｒｉｎｇ Ｇａｔｅ２３を除いた他の
部分は、米国のＡＴ＆Ｔ（Ｔ５０７０）、Ｎａｔｉｏｎ
ａｌ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ（ＴＰ３０７０）の
商用化されている製品と同一である。さらに、Ｔｅｌｅ
ｍｅｔｅｒｉｎｇ Ｓｉｇｎａｌ Ｆｉｌｔｅｒ１５
は、Ｔｅｌｅｍｅｔｅｒｉｎｇ Ｇａｔｅ２３により受
信端のＳＬＩＣに伝送される信号成分を除去するための
Ｆｉｌｔｅｒである。（この有機されるＰＡＴＨは、Ｆ
ｉｇ４のＲ４によってＳＬＩＣ ＩＣに供給されるが、
これは音声信号が通過する経路と一致する。） また、高
入力インピーダンスを得るためのバッファ及びその機能
に関して述べれば、ＳＬＩＣとＣＯＤＥＣとの連結にお
いて、中間のインピーダンス整合のためにはＣＯＤＥＣ
端の入力抵抗が無限大となれば最もよい。一般的にブロ
ックとブロックとを設計するに際し、入力インピーダン
スが存在すれば（抵抗性）、これによる電流損失が存在
するからである。
路を利用した電子交換機のＰＣＭ信号処理回路の実施例
を示す図、図５は本発明のＰＣＭ ＣＯＤＥＣ集積回路
のブロック構成図で、通話者が電話機で通話するように
なると、通話する音声信号は、図３に示すように、加入
者線路側の誘起電流ｉ２を誘起させ、この誘起電流ｉ２
は送信側（Ｔｘ）に誘起電流ｉ３を誘起させるようにな
る。この誘起電流ｉ３による信号はＰＣＭ ＣＯＤＥＣ
集積回路３’の端子ＡＩに印加される。この時、端子Ａ
Ｉに印加される信号は、チップ（Ｔ；Ｔｉｐ）とリング
（Ｒ；Ｒｉｎｇ）側からの音声信号と、回路構成上、電
源からの電源雑音と、端子ＡＩに入力する前まで発生し
た白色雑音（Ｗｈｉｔｅ ｎｏｉｓｅ）と、受信側（Ｒ
ｘ）からｉ１→ｉ２→ｉ３の経路に誘起される受信側誘
起成分（音声信号帯域及び課金信号）等の成分とから構
成される。それ故に、ＰＣＭ ＣＯＤＥＣ集積回路３’
は、前記信号成分の中で音声信号帯域の必要な信号のみ
を選択してＰＣＭ信号に、即ち、デジタル信号に変換す
るようになり、ＰＣＭ ＣＯＤＥＣ集積回路３’に印加
される信号は、バッファ１１’と信号選択部１２’とを
経て送信側利得制御部１３’に印加される。そうする
と、送信側利得制御部１３’は、入力された信号が加入
者線路側利得規格を満足するように利得を補償するよう
になり、このようにして利得が加入者線路側の規定に合
うようになった信号はアンチエリアシングルフィルタ１
４’と課金信号除去部１５’及び帯域通過濾波器１６’
を順次通過して不要な信号が除去される。ここでアンチ
エリアシングフィルタ１４’は後段の課金信号除去部１
５’や帯域通過濾波器１６’のサンプリング時に、サン
プリングにより発生する信号を除去し、即ち、帯域通過
濾波器１６’でサンプリング回路を採用するため、使用
される周波数帯域と音声信号のエリアシング現象を除去
させ、課金信号除去部１５’が課金信号の帰還要素を除
去するようになる。このようにして、帯域通過濾波器１
６’を通過した音声信号帯域（３００Ｈｚ−３．３ＫＨ
ｚ）の信号は、コーダ１７’でＰＣＭ出力信号（デジタ
ル信号）に変換され、決められた時間に共通バス４’で
あるＰＣＭハイウェイに載せられて他の加入者側へ電送
される。一方受信側（Ｒｘ）に入力されるＰＣＭ出力信
号は、デコーダ１８’でアナログ信号に変換された後、
低域通過濾波器１９’を経て通過された音声信号帯域の
信号（０Ｈｚ−３．３ＫＨｚ）のみが受信側利得制御部
２０’に印加され、インタフェース回路部１’の特性を
考慮して予め信号利得を補償するようになる。このよう
に利得が調整された信号はスムシングフィルタ２１’に
入力され、スイッチドキャパシタからなる前記低減通過
濾波器１９’から発生された階段波形態の高周波信号を
減衰した後、ライン加入者線路を直接駆動できる演算増
幅器２２’を通じてインピーダンス整合部２’とインタ
フェース回路部１’を経て加入者線路へ電送される。こ
こで加入者線路側の利得規格を満足するように利得を補
償するのは、電話線路の利得／交換機の利得／伝送と受
信との利得等、全ての測定点からの伝送利得は規格化さ
れている。しかし、ＣＯＤＥＣ、ＳＬＩＣの定められた
規格はない。即ち、ＣＯＤＥＣの場合、アナログ信号を
デジタル信号にデジタル信号をアナログ信号に相互変換
する場合、アナログ／デジタルの各領域における信号の
大きさは比較可能であるが、デジタル信号の大きさの絶
対的な比較は不可能である。相互変換時、最大基準電圧
に比例してその値を作るからである。ＣＯＤＥＣ ＩＣ
は、ＳＬ１Ｃから定められた絶対信号の大きさを入力さ
せ（規格化されている）、定められたデジタル信号が出
力されなければならない。この場合、入力される信号の
大きさを作るために利得を補償することが必要となる。
また、課金ゲート２３、演算増幅器２２、スムシングフ
ィルタ２１、低域通過濾波器１９、コーダ１７、デコー
ダ１８、帯域通過濾波器１６など（１５，１４，１３，
１２，１１）の各構成要素の接続関係を実施例と対応さ
せてその接続関係について説明する。 本発明のＴｅｌｅ
ｍｅｔｅｒｉｎｇ Ｓｉｇｎａｌ Ｆｉｌｔｅｒ１５と
Ｔｅｌｅｍｅｔｅｒｉｎｇ Ｇａｔｅ２３を除いた他の
部分は、米国のＡＴ＆Ｔ（Ｔ５０７０）、Ｎａｔｉｏｎ
ａｌ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ（ＴＰ３０７０）の
商用化されている製品と同一である。さらに、Ｔｅｌｅ
ｍｅｔｅｒｉｎｇ Ｓｉｇｎａｌ Ｆｉｌｔｅｒ１５
は、Ｔｅｌｅｍｅｔｅｒｉｎｇ Ｇａｔｅ２３により受
信端のＳＬＩＣに伝送される信号成分を除去するための
Ｆｉｌｔｅｒである。（この有機されるＰＡＴＨは、Ｆ
ｉｇ４のＲ４によってＳＬＩＣ ＩＣに供給されるが、
これは音声信号が通過する経路と一致する。） また、高
入力インピーダンスを得るためのバッファ及びその機能
に関して述べれば、ＳＬＩＣとＣＯＤＥＣとの連結にお
いて、中間のインピーダンス整合のためにはＣＯＤＥＣ
端の入力抵抗が無限大となれば最もよい。一般的にブロ
ックとブロックとを設計するに際し、入力インピーダン
スが存在すれば（抵抗性）、これによる電流損失が存在
するからである。
【００１１】ここで、課金ゲート２３’は、課金処理の
ための信号と線路加入者に供給すべき音声信号を簡単な
抵抗のみで合成して供給できるようにするためのもの
で、所望の時間にＣＰＵ６’からの信号（ＭＳＹＮＣ）
命令を受けて課金信号源５’の連結及び切断を行うた
め、全体電話加入回線の構成に必要な素子を最小化する
ことができる。
ための信号と線路加入者に供給すべき音声信号を簡単な
抵抗のみで合成して供給できるようにするためのもの
で、所望の時間にＣＰＵ６’からの信号（ＭＳＹＮＣ）
命令を受けて課金信号源５’の連結及び切断を行うた
め、全体電話加入回線の構成に必要な素子を最小化する
ことができる。
【００１２】図６（Ａ）乃至（Ｃ）は、各々本発明によ
るＰＣＭ ＣＯＤＥＣ集積回路の変形例を示したもので
あり、図６（Ａ）及び（Ｂ）は、図５に示すＰＣＭ Ｃ
ＯＤＥＣ集積回路３’で信号選択部１２’とコーダ１
７’との間に構成される各回路部の配置順序を置き換え
たものである。
るＰＣＭ ＣＯＤＥＣ集積回路の変形例を示したもので
あり、図６（Ａ）及び（Ｂ）は、図５に示すＰＣＭ Ｃ
ＯＤＥＣ集積回路３’で信号選択部１２’とコーダ１
７’との間に構成される各回路部の配置順序を置き換え
たものである。
【００１３】この場合も、各回路部の各々は、図５に示
す回路に対応する回路各部と同様に動作して不要な課金
信号を除去できる。
す回路に対応する回路各部と同様に動作して不要な課金
信号を除去できる。
【００１４】又、図６（Ｃ）は図５に雌ＰＣＭ ＣＯＤ
ＥＣ集積回路３’で送信側利得制御部１３’と帯域通過
濾波器１６’を一つのデジタルフィルタ及び送信利得調
整部３０で実現した例で、これも図５に示すＰＣＭ Ｃ
ＯＤＥＣ集積回路３’と同様の作用をするようになる。
一方、通常的に帯域通過濾波器１６’とコーダ１７’で
はアナログ信号、或いは、デジタル信号を処理するよう
になる。この場合、アナログ信号処理時は、ＳＣＦ（Ｓ
ｗｉｔｃｈｅｄ Ｃａｐａｃｉｔｏｒ Ｆｉｌｔｅｒ）
により信号処理を行い、デジタル信号処理時は、ＳＤＭ
（Ｓｉｇｍａ−Ｄｅｌｔａ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）に
より信号処理を行うようになる。本発明はＳＣＦ構造を
有する課金信号除去部１５’において、課金信号除去部
１５’とアナログ信号の帯域通過濾波器１６’の具現
時、同一のサンプリングクロック（Ｓａｍｐｌｉｎｇ
Ｃｌｏｃｋ）を使用するか、又は、課金信号除去部１
５’のクロック周波数を２倍或いは４倍に逓倍処理し、
全体回路構成から発生する白色雑音を１／２或いは１／
４に減少させることもできる。
ＥＣ集積回路３’で送信側利得制御部１３’と帯域通過
濾波器１６’を一つのデジタルフィルタ及び送信利得調
整部３０で実現した例で、これも図５に示すＰＣＭ Ｃ
ＯＤＥＣ集積回路３’と同様の作用をするようになる。
一方、通常的に帯域通過濾波器１６’とコーダ１７’で
はアナログ信号、或いは、デジタル信号を処理するよう
になる。この場合、アナログ信号処理時は、ＳＣＦ（Ｓ
ｗｉｔｃｈｅｄ Ｃａｐａｃｉｔｏｒ Ｆｉｌｔｅｒ）
により信号処理を行い、デジタル信号処理時は、ＳＤＭ
（Ｓｉｇｍａ−Ｄｅｌｔａ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）に
より信号処理を行うようになる。本発明はＳＣＦ構造を
有する課金信号除去部１５’において、課金信号除去部
１５’とアナログ信号の帯域通過濾波器１６’の具現
時、同一のサンプリングクロック（Ｓａｍｐｌｉｎｇ
Ｃｌｏｃｋ）を使用するか、又は、課金信号除去部１
５’のクロック周波数を２倍或いは４倍に逓倍処理し、
全体回路構成から発生する白色雑音を１／２或いは１／
４に減少させることもできる。
【００１５】
【発明の効果】上述したように作用する本発明のＰＣＭ
ＣＯＤＥＣ集積回路は、課金信号を除去する濾波器が
ＰＣＭ ＣＯＤＥＣ集積回路に内蔵され、課金時の不要
な課金信号を除去するようになるため、電話加入者ボー
ドの単純化により単位加入者ボード当たり多くの線路を
受容することができ、しかも課金信号による信号歪みと
変調により発生する雑音を減らして通話者に高品質の通
話を可能にする長所がある。
ＣＯＤＥＣ集積回路は、課金信号を除去する濾波器が
ＰＣＭ ＣＯＤＥＣ集積回路に内蔵され、課金時の不要
な課金信号を除去するようになるため、電話加入者ボー
ドの単純化により単位加入者ボード当たり多くの線路を
受容することができ、しかも課金信号による信号歪みと
変調により発生する雑音を減らして通話者に高品質の通
話を可能にする長所がある。
【図１】従来のＰＣＭ ＣＯＤＥＣ集積回路を利用した
電子交換機のＰＣＭ信号処理回路のブロック構成図。
電子交換機のＰＣＭ信号処理回路のブロック構成図。
【図２】従来のＰＣＭ ＣＯＤＥＣ集積回路の詳細なブ
ロック構成図。
ロック構成図。
【図３】ライン加入者整合部であるインタフェース回路
部１，１’の機能のうち、２／４線転換機能のモデリン
グ（ｍｏｄｅｌｉｎｇ）を示す図。
部１，１’の機能のうち、２／４線転換機能のモデリン
グ（ｍｏｄｅｌｉｎｇ）を示す図。
【図４】本発明のＰＣＭ ＣＯＤＥＣ集積回路を利用し
た電子交換機のＰＣＭ信号処理回路の一実施例を示す
図。
た電子交換機のＰＣＭ信号処理回路の一実施例を示す
図。
【図５】本発明のＰＣＭ ＣＯＤＥＣ集積回路の詳細な
ブロック構成図。
ブロック構成図。
【図６】（Ａ）乃至（Ｃ）は、各々本発明のＰＣＭ Ｃ
ＯＤＥＣ集積回路の変形例を示す図である。
ＯＤＥＣ集積回路の変形例を示す図である。
１ インタフェース回路部 ２，１５’ 課金信号除去部 ３ ミキサー ４ インピーダンス整合部 ５ 集積回路 ６’ 加入者制御信号 ８ 課金信号源 １１’ バッファ １３’ 送信側利得制御部 １４’ アンチエリアシングフィルタ １６’ 帯域通過濾波器 １７’ コーダ １８’ デコーダ １９’ 低域通過濾波器 ２０’ 受信側利得制御部 ２１’ スムシングフィルタ ２２’ 演算増幅器
Claims (8)
- 【請求項１】 交換機と電話線路との相互信号をインタ
フェースするインタフェース回路部１’とインピーダン
ス整合部２’及びＰＣＭ ＣＯＤＥＣ集積回路３’から
なるｎ個のＰＣＭ信号処理回路ＩＣｌ’−１Ｃｎ’と、
電話加入者の線路使用時間を時分割方式により分割し、
前記電話加入者が共通に使用するＰＣＭハイウェイと呼
ばれる共通バス４’と、課金信号源５’及びｎ回線加入
者の通話を制御するＣＰＵ６’を具備してなる電子交換
機のＰＣＭ信号処理回路において、ＰＣＭ ＣＯＤＥＣ
（Ｐｕｌｓｅ Ｃｏｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｃｏ
ｄｅｒ ａｎｄ Ｄｅｃｏｄｅｒ）集積回路３’が高入
力インピーダンスを得るためのバッファ１１’と、ＰＣ
Ｍハイウェイ側の線路の異常をチェックするためにアナ
ログループバック（Ａｎａｌｏｇ Ｌｏｏｐｂａｃｋ）
を利用する信号選択部１２’と、加入者線路側の利得規
格を満足するように利得を補償する送信側利得制御部１
３’と、後段のサンプリングを考慮して雑音を防止する
ためのアンチエリアシングフィルタ（ＡＡＦ）１４’
と、課金信号の帰還要素を除去する課金信号除去部と１
５’と、音声信号帯域の信号（３００Ｈｚ−３．３ＫＨ
ｚ）のみを通過させる帯域通過濾波器（ＢＰＦ）１６’
と、アナログ信号をＰＣＭ出力信号に変換するコーダ１
７’と、ＰＣＭ入力信号をアナログ信号に変換するデコ
ーダ１８’と、音声信号帯域の信号（０Ｈｚ−３．３Ｋ
Ｈｚ）のみを通過させる低域通過濾波器（ＬＰＦ）１
９’と、受信側の利得を補償する受信側利得制御部２
０’と、前記低域通過濾波器１９’をスイッチドキャパ
シタ（ＳＣ；Ｓｗｉｔｃｈｅｄ Ｃａｐａｃｉｔｏｒ）
で実現する時に発生する階段波形態の高周波信号を減衰
させるスムシングフィルタ（Ｓｍｏｏｔｈｉｎｇ Ｆｉ
ｌｔｅｒ）２１’と、ライン加入者線路を直接駆動でき
るように信号を処理する演算増幅器（ＯＰ ＡＭＰ）２
２’と、前記課金信号源５’の信号を連結させる課金ゲ
ート２３’とからなることを特徴とする電子交換機のＰ
ＣＭ ＣＯＤＥＣ集積回路。 - 【請求項２】 課金信号として正弦波信号を使用するこ
とを特徴とする請求項１記載の電子交換機のＰＣＭ Ｃ
ＯＤＥＣ集積回路。 - 【請求項３】 課金信号制御部１５’がＳＣＦ（Ｓｗｉ
ｔｃｈｅｄ Ｃａｐａｃｉｔｏｒ Ｆｉｌｔｅｒ）で信
号を処理するか、又は、ＳＤＭ（ＳｉｇｍａＤｅｌｔａ
Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）で信号を処理することを特徴
とする請求項１記載の電子交換機のＰＣＭ ＣＯＤＥＣ
集積回路。 - 【請求項４】 課金信号除去部１５’が除去する信号の
周波数は、外部のピンや選択情報により課金信号源に応
じて選択できることを特徴とする請求項３記載の電子交
換機のＰＣＭ ＣＯＤＥＣ集積回路。 - 【請求項５】 課金信号除去部１５’がＳＣＦで信号を
処理する時には、課金信号除去部１５’に入力される信
号の周波数の帯域通過濾波器１６’のサンプリングクロ
ック周波数より高め、全体の雑音を減らすことを特徴と
する請求項３記載の電子交換機のＰＣＭ ＣＯＤＥＣ集
積回路。 - 【請求項６】 バッファ１１’に信号選択部１２’を介
して送信側利得制御部１３’を連結し、前記送信側利得
制御部１３’にアンチエリアシングフィルタ１４’を介
して課金信号除去部１５’を連結し、この課金信号除去
部１５’に帯域信号濾波器１６’を介してコーダ１７’
を連結した配列でＰＣＭ ＣＯＤＥＣ集積回路３’が構
成されることを特徴とする請求項１記載の電子交換機の
ＰＣＭＣＯＤＥＣ集積回路。 - 【請求項７】 送信側利得制御部１３’が課金信号除去
部１５’と帯域通過濾波器１６’との間に配置されたこ
とを特徴とする請求項６記載の電子交換機のＰＣＭ Ｃ
ＯＤＥＣ集積回路。 - 【請求項８】 送信側利得部１３’と帯域通過濾波器１
６’とを、デジタルフィルタ及び送信側利得調整部３０
に代替し、課金信号除去部１５’とコーダ１７’との間
に配置させたことを特徴とする請求項６記載の電子交換
機のＰＣＭＣＯＤＥＣ集積回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1991P17281 | 1991-10-02 | ||
| KR1019910017281A KR940004432B1 (ko) | 1991-10-02 | 1991-10-02 | 전자교환기의 PCM CODEC(DOCER and DECODER) 집적회로 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0690470A JPH0690470A (ja) | 1994-03-29 |
| JP2679916B2 true JP2679916B2 (ja) | 1997-11-19 |
Family
ID=19320686
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4171176A Expired - Fee Related JP2679916B2 (ja) | 1991-10-02 | 1992-06-29 | 電子交換機のＰＣＭ ＣＯＤＥＣ（ＣＯＤＥＲ ａｎｄ ＤＥＣＯＤＥＲ）集積回路 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5341417A (ja) |
| JP (1) | JP2679916B2 (ja) |
| KR (1) | KR940004432B1 (ja) |
| DE (1) | DE4221397C2 (ja) |
| FR (1) | FR2682241B1 (ja) |
| GB (1) | GB2260241B (ja) |
| RU (1) | RU2123766C1 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0823674B2 (ja) * | 1988-03-04 | 1996-03-06 | 富士写真フイルム株式会社 | ハロゲン化銀カラー写真感光材料 |
| JP2744357B2 (ja) * | 1991-04-23 | 1998-04-28 | キヤノン株式会社 | 構内交換装置 |
| ES2103673B1 (es) * | 1994-12-30 | 1998-05-01 | Alcatel Citesa | Interfaz pcm multilinea para procesado de señal. |
| US5717736A (en) * | 1995-11-03 | 1998-02-10 | Harris Corporation | Testing circuit and method for a codec hybrid balance network |
| DE50001985D1 (de) * | 1999-06-25 | 2003-06-05 | Infineon Technologies Ag | Programmierbares digitales bandpass-filter für eine kodec-schaltung |
| US6668060B1 (en) * | 1999-10-26 | 2003-12-23 | Adtran, Inc. | Tracking switchmode power converter for telephony interface circuit |
| CN114205407B (zh) * | 2021-12-16 | 2023-11-10 | 北京润科通用技术有限公司 | 脉冲编码调制遥测数据的解析方法和装置 |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4007334A (en) * | 1975-07-02 | 1977-02-08 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Time division digital local telephone office with telemetering line unit |
| CA1123102A (en) * | 1979-07-27 | 1982-05-04 | Harold H. Harris | Line interface unit for voice and wide band signal coupling |
| JPS583319A (ja) * | 1981-06-29 | 1983-01-10 | Fujitsu Ltd | 単一チツプのコ−デツク集積回路 |
| JPS60101769A (ja) * | 1983-11-09 | 1985-06-05 | Hitachi Ltd | 信号伝送装置 |
| JPS60176356A (ja) * | 1984-02-22 | 1985-09-10 | Hitachi Ltd | Ｐｃｍ符号復号器 |
| DE3586696T2 (de) * | 1984-05-30 | 1993-04-01 | Hitachi Ltd | Pcm-coder/decoder mit zweidraht/vierdrahtumwandlung. |
| US5128963A (en) * | 1985-01-31 | 1992-07-07 | Sony Corporation | 3-mode PCM/DPCM/APCM maximizing dynamic range |
| US5055843A (en) * | 1990-01-31 | 1991-10-08 | Analog Devices, Inc. | Sigma delta modulator with distributed prefiltering and feedback |
-
1991
- 1991-10-02 KR KR1019910017281A patent/KR940004432B1/ko not_active Expired - Fee Related
-
1992
- 1992-06-22 US US07/901,757 patent/US5341417A/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-06-29 RU SU5052614A patent/RU2123766C1/ru not_active IP Right Cessation
- 1992-06-29 JP JP4171176A patent/JP2679916B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1992-06-29 FR FR9207984A patent/FR2682241B1/fr not_active Expired - Fee Related
- 1992-06-30 DE DE4221397A patent/DE4221397C2/de not_active Expired - Fee Related
- 1992-06-30 GB GB9213836A patent/GB2260241B/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR940004432B1 (ko) | 1994-05-25 |
| GB2260241A (en) | 1993-04-07 |
| GB9213836D0 (en) | 1992-08-12 |
| FR2682241B1 (fr) | 1995-07-13 |
| JPH0690470A (ja) | 1994-03-29 |
| US5341417A (en) | 1994-08-23 |
| DE4221397A1 (de) | 1993-04-08 |
| RU2123766C1 (ru) | 1998-12-20 |
| FR2682241A1 (fr) | 1993-04-09 |
| GB2260241B (en) | 1995-09-13 |
| KR930009311A (ko) | 1993-05-22 |
| DE4221397C2 (de) | 1995-05-04 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090801 Year of fee payment: 12 |
|
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