JP2629623B2 - フェーズドアレーアンテナ - Google Patents
フェーズドアレーアンテナInfo
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- JP2629623B2 JP2629623B2 JP6320378A JP32037894A JP2629623B2 JP 2629623 B2 JP2629623 B2 JP 2629623B2 JP 6320378 A JP6320378 A JP 6320378A JP 32037894 A JP32037894 A JP 32037894A JP 2629623 B2 JP2629623 B2 JP 2629623B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、フェーズドアレーアン
テナに係り、とくにマイクロ波帯の電波を発信するフェ
ーズドアレーアンテナに関する。
テナに係り、とくにマイクロ波帯の電波を発信するフェ
ーズドアレーアンテナに関する。
【０００２】
【従来の技術】一般のフェーズドアレーアンテナは、
「1991年電子情報通信学会 講演論文集Ｂ−40」或いは
「特開平2-224505号公報」に開示されているように、複
数のサブアンテナならびに移送器，分岐回路，および制
御部から構成される。図８に従来例を示す。この図８に
示す従来例は説明のため、構成を簡略化してサブアンテ
ナを２個の場合を示す。
「1991年電子情報通信学会 講演論文集Ｂ−40」或いは
「特開平2-224505号公報」に開示されているように、複
数のサブアンテナならびに移送器，分岐回路，および制
御部から構成される。図８に従来例を示す。この図８に
示す従来例は説明のため、構成を簡略化してサブアンテ
ナを２個の場合を示す。
【０００３】この図８に示す従来例においては、アンテ
ナ端子５５から入力された電力は、分岐回路６２により
分配され、各々移相器５１Ａ，５１Ｂを通過して各サブ
アンテナ５１1 ，５１2 へ給電される。
ナ端子５５から入力された電力は、分岐回路６２により
分配され、各々移相器５１Ａ，５１Ｂを通過して各サブ
アンテナ５１1 ，５１2 へ給電される。
【０００４】ここで、移相器５１Ａ，５１Ｂは制御部５
６からの信号に基づき移相量（通過位相）を変化させる
ことができる。いま、移相器５１Ａ，５１Ｂの移相量の
差を２φ、サブアンテナ５１1 ，５１2 相互間の距離を
２ｄとすると、フェーズドアレーアンテナ全体のビーム
方向θは、次式となる。 θ＝sin -1φ／ｋ0 ｄ （但し、ｋ0 ：自由空間での伝搬定数）…… となる。従って、この図８において、制御部５６は直接
的には移相器５１Ａ，５１Ｂの移相量の差２φを制御
し、間接的にフェーズドアレーアンテナ全体のビーム方
向θを制御している。
６からの信号に基づき移相量（通過位相）を変化させる
ことができる。いま、移相器５１Ａ，５１Ｂの移相量の
差を２φ、サブアンテナ５１1 ，５１2 相互間の距離を
２ｄとすると、フェーズドアレーアンテナ全体のビーム
方向θは、次式となる。 θ＝sin -1φ／ｋ0 ｄ （但し、ｋ0 ：自由空間での伝搬定数）…… となる。従って、この図８において、制御部５６は直接
的には移相器５１Ａ，５１Ｂの移相量の差２φを制御
し、間接的にフェーズドアレーアンテナ全体のビーム方
向θを制御している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】フェーズドアレーアン
テナにおいては、移相器５１Ａ，５１Ｂとしては、図９
（装荷線路形）または図１０（線路切替形）に示すＰＩ
Ｎダイオード６３を利用したものが、従来より広く用い
られている。
テナにおいては、移相器５１Ａ，５１Ｂとしては、図９
（装荷線路形）または図１０（線路切替形）に示すＰＩ
Ｎダイオード６３を利用したものが、従来より広く用い
られている。
【０００６】しかしながら、ＰＩＮダイオード６３は、
非線形特性，つまり電圧と電流の関係が線形でない特性
をもっているため、高電力に対しては高調波が発生す
る。そして、高電力を印加した場合、ＰＩＮダイオード
６３は破壊されるという不都合がある。このため、図９
又は図１０に示す移相器は高電力の送信アンテナには適
していない。
非線形特性，つまり電圧と電流の関係が線形でない特性
をもっているため、高電力に対しては高調波が発生す
る。そして、高電力を印加した場合、ＰＩＮダイオード
６３は破壊されるという不都合がある。このため、図９
又は図１０に示す移相器は高電力の送信アンテナには適
していない。
【０００７】また、図９又は図１０の移相器は、通常、
マイクロストリップ回路を用いて構成されているため、
挿入損失が大きいという欠点もある。例えば、衛星通信
等で広く用いられているｋｕ帯（１１〜１４GHz 帯）に
おいては、マイクロストリップ移相器の挿入損失は約１
〔ｄＢ〕〜４〔ｄＢ〕である。
マイクロストリップ回路を用いて構成されているため、
挿入損失が大きいという欠点もある。例えば、衛星通信
等で広く用いられているｋｕ帯（１１〜１４GHz 帯）に
おいては、マイクロストリップ移相器の挿入損失は約１
〔ｄＢ〕〜４〔ｄＢ〕である。
【０００８】
【発明の目的】本発明は、かかる従来例の有する不都合
を改善し、とくに低挿入損失でしかも素子破壊或いは高
調波発生のおそれはなく、高電力の送信アンテナに好適
なフェーズドアレーアンテナを提供することを、その目
的とする。
を改善し、とくに低挿入損失でしかも素子破壊或いは高
調波発生のおそれはなく、高電力の送信アンテナに好適
なフェーズドアレーアンテナを提供することを、その目
的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明で
は、複数のサブアンテナと、導波管を介して送り込まれ
る高周波電力を各サブアンテナに向けて分岐するハイブ
リッド結合器を備えた給電回路部とを有し、各サブアン
テナへの給電位相を各々変化させることによりアレーア
ンテナ全体のビーム方向を制御するビーム方向制御部を
装備してなるフェーズドアレーアンテナにおいて、給電
回路部が、前述したハイブリッド結合器の入力側に直線
偏波の偏波角を回転させる偏波回転器と偏分波器とを装
備し、前記偏波回転器としてπ位相差板を使用する、と
いう構成を採っている。これによって前述した目的を達
成しようとするものである。
は、複数のサブアンテナと、導波管を介して送り込まれ
る高周波電力を各サブアンテナに向けて分岐するハイブ
リッド結合器を備えた給電回路部とを有し、各サブアン
テナへの給電位相を各々変化させることによりアレーア
ンテナ全体のビーム方向を制御するビーム方向制御部を
装備してなるフェーズドアレーアンテナにおいて、給電
回路部が、前述したハイブリッド結合器の入力側に直線
偏波の偏波角を回転させる偏波回転器と偏分波器とを装
備し、前記偏波回転器としてπ位相差板を使用する、と
いう構成を採っている。これによって前述した目的を達
成しようとするものである。
【００１０】請求項２記載の発明では、偏波回転器とし
て、π位相差板の代わりにファラデー回転形偏波回転器
を使用する、という構成を採っている。
て、π位相差板の代わりにファラデー回転形偏波回転器
を使用する、という構成を採っている。
【００１１】請求項３記載の発明では、ハイブリッド結
合器として、マジックＴを使用する、という構成を採っ
ている。
合器として、マジックＴを使用する、という構成を採っ
ている。
【００１２】
【作 用】ハイブリッド結合器２から二つのサブアンテ
ナ１1 ，１2 への出力Ｅ1 およびＥ2 は次のように表さ
れる。Ｅ1 ，Ｅ2 は互いに同振幅であり、位相差は２φ
となる。よって、サブアンテナ１1 ，１2 間の距離を２
ｄとおくと、フェーズドアレーアンテナ全体のビーム方
向θは、ほぼ「θ＝sin -1φ／ｋ0 ｄ（但し、ｋ0：自
由空間での伝搬定数）」となる。従って、偏波回転器４
および制御部６により偏波角φを制御すれば、それに応
じてビーム方向を制御することができる。
ナ１1 ，１2 への出力Ｅ1 およびＥ2 は次のように表さ
れる。Ｅ1 ，Ｅ2 は互いに同振幅であり、位相差は２φ
となる。よって、サブアンテナ１1 ，１2 間の距離を２
ｄとおくと、フェーズドアレーアンテナ全体のビーム方
向θは、ほぼ「θ＝sin -1φ／ｋ0 ｄ（但し、ｋ0：自
由空間での伝搬定数）」となる。従って、偏波回転器４
および制御部６により偏波角φを制御すれば、それに応
じてビーム方向を制御することができる。
【００１３】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図１乃至図５に基
づいて説明する。
づいて説明する。
【００１４】最初に、本実施例にかかるフェーズドアレ
ーアンテナの動作原理を図１乃至図３に基づいて説明す
る。
ーアンテナの動作原理を図１乃至図３に基づいて説明す
る。
【００１５】本実施例のフェーズドアレーアンテナは、
図１に示すように、複数のサブアンテナ１1 ，１2 及び
ハイブリッド結合器２，偏分波器３，偏波回転器４，制
御部６から構成される。以下、サブアンテナが二個の場
合を例にとって説明する。
図１に示すように、複数のサブアンテナ１1 ，１2 及び
ハイブリッド結合器２，偏分波器３，偏波回転器４，制
御部６から構成される。以下、サブアンテナが二個の場
合を例にとって説明する。
【００１６】アンテナ端子５（Ａ点）からは、ｘ軸に平
行な直線偏波Ｅが入力される（図２Ａ点）。いま、偏波
回転器４が直線偏波の偏波角をφだけ変えるよう設定さ
れていたとすると、偏波回転器４の出力（Ｂ点）でのｘ
成分はＥcos φ、ｙ成分はＥsin φとなる（図２, Ｂ
点）。
行な直線偏波Ｅが入力される（図２Ａ点）。いま、偏波
回転器４が直線偏波の偏波角をφだけ変えるよう設定さ
れていたとすると、偏波回転器４の出力（Ｂ点）でのｘ
成分はＥcos φ、ｙ成分はＥsin φとなる（図２, Ｂ
点）。
【００１７】この図２のＢ点のｘ成分は偏分波器３のＸ
端子を経由しハイブリッド結合器２の主端子（ルート
Ｘ）へ、またｙ成分は偏分波器３のＹ端子を経由してハ
イブリッド結合器２の副端子（ルートＹ）へ入力され、
両者は再び合成される。ここで、ルートＸ，Ｙ間の位相
差が90゜であれば、ハイブリッド結合器２から二つのサ
ブアンテナ１1 ，１2 への出力Ｅ1 （Ｃ点）およびＥ2
（Ｄ点）は次のように表される。
端子を経由しハイブリッド結合器２の主端子（ルート
Ｘ）へ、またｙ成分は偏分波器３のＹ端子を経由してハ
イブリッド結合器２の副端子（ルートＹ）へ入力され、
両者は再び合成される。ここで、ルートＸ，Ｙ間の位相
差が90゜であれば、ハイブリッド結合器２から二つのサ
ブアンテナ１1 ，１2 への出力Ｅ1 （Ｃ点）およびＥ2
（Ｄ点）は次のように表される。
【００１８】つまり、Ｅ1 ，Ｅ2 は互いに同振幅であ
り、位相差は２φとなる。よって、サブアンテナ１1 ，
１2 間の距離を２ｄとおくと、フェーズドアレーアンテ
ナ全体のビーム方向θは、ほぼ θ＝sin -1φ／ｋ0 ｄ …………… 但し、ｋ0 ：自由空間での伝搬定数 となる。従って、偏波回転器４および制御部６により偏
波角φを制御すれば、それに応じてビーム方向を制御す
ることができる。
り、位相差は２φとなる。よって、サブアンテナ１1 ，
１2 間の距離を２ｄとおくと、フェーズドアレーアンテ
ナ全体のビーム方向θは、ほぼ θ＝sin -1φ／ｋ0 ｄ …………… 但し、ｋ0 ：自由空間での伝搬定数 となる。従って、偏波回転器４および制御部６により偏
波角φを制御すれば、それに応じてビーム方向を制御す
ることができる。
【００１９】次に、本実施例によるフェーズドアレーア
ンテナの具体例を図５に基づいて説明する。
ンテナの具体例を図５に基づいて説明する。
【００２０】この図５のフェーズドアレーアンテナにお
いては、ハイブリッド結合器２としてはマジックＴ１１
が使用され、また、偏波回転器４としてπ位相差板（π
Polarizer ）１２が使用されている。π位相差板１２は
二つのロータリージョイント１３，１４にはさまれてお
り、その角度は制御部６および駆動部９により連続可変
となっている。
いては、ハイブリッド結合器２としてはマジックＴ１１
が使用され、また、偏波回転器４としてπ位相差板（π
Polarizer ）１２が使用されている。π位相差板１２は
二つのロータリージョイント１３，１４にはさまれてお
り、その角度は制御部６および駆動部９により連続可変
となっている。
【００２１】ここで、π位相差板１２の移相面とｘ軸の
なす角度がψであるとき、ｘ軸に平行な入力偏波Ｅは、
π位相差板１２によってｘ軸に対して２ψの傾きをもつ
出力偏波Ｅ’に変換される（図６参照）。即ち、 φ＝２ψ ………………
なす角度がψであるとき、ｘ軸に平行な入力偏波Ｅは、
π位相差板１２によってｘ軸に対して２ψの傾きをもつ
出力偏波Ｅ’に変換される（図６参照）。即ち、 φ＝２ψ ………………
【００２２】この式を前述した式に代入すると、フ
ェーズドアレーアンテナ全体のビーム方向θとπ位相差
板１２の角度ψの間に次の関係式を得る。 θ＝sin -1２ψ／ｋ0 ｄ （但し、ｋ0 ：自由空間での伝搬定数）……
ェーズドアレーアンテナ全体のビーム方向θとπ位相差
板１２の角度ψの間に次の関係式を得る。 θ＝sin -1２ψ／ｋ0 ｄ （但し、ｋ0 ：自由空間での伝搬定数）……
【００２３】ここで、π位相差板１２の角度ψは、制御
部６及び駆動部９により連続可変であるので、アンテナ
ビーム方向θもまた（デジタルでなく）連続可変とな
る。
部６及び駆動部９により連続可変であるので、アンテナ
ビーム方向θもまた（デジタルでなく）連続可変とな
る。
【００２４】図７に他の実施例を示す。この図７に示す
実施例は、ハイブリッド結合器としては図５と同様にマ
ジックＴ１１が、偏波回転器４としてファラデー回転形
偏波回転器２２を用いている。
実施例は、ハイブリッド結合器としては図５と同様にマ
ジックＴ１１が、偏波回転器４としてファラデー回転形
偏波回転器２２を用いている。
【００２５】ここで、ファラデー回転形偏波回転器２２
とは、磁化されたフェライトによるファラデー回転現象
を利用した導波管部品であり、直線偏波の偏波角を回転
させることができる。本実施例では、内蔵されたフェラ
イト１０の磁化の方向が制御部６からの電流により決定
され、これに従ってファラデー回転形偏波回転器２２の
出力直線偏波の角度φが制御されるようになっている。
とは、磁化されたフェライトによるファラデー回転現象
を利用した導波管部品であり、直線偏波の偏波角を回転
させることができる。本実施例では、内蔵されたフェラ
イト１０の磁化の方向が制御部６からの電流により決定
され、これに従ってファラデー回転形偏波回転器２２の
出力直線偏波の角度φが制御されるようになっている。
【００２６】このように、ファラデー回転形偏波回転器
２２を用いると、機械的制御を伴わず、電気制御のみに
よりビーム方向を変えることができる。
２２を用いると、機械的制御を伴わず、電気制御のみに
よりビーム方向を変えることができる。
【００２７】以上、例に挙げた構成例図５，図７はいず
れも導波管部品のみで構成できるので、前述したｋｕ帯
においても 0.2 〔ｄＢ〕〜0.5 〔ｄＢ〕程度の挿入損
失で実現可能であり、且つ高耐電力となっている。
れも導波管部品のみで構成できるので、前述したｋｕ帯
においても 0.2 〔ｄＢ〕〜0.5 〔ｄＢ〕程度の挿入損
失で実現可能であり、且つ高耐電力となっている。
【００２８】
【発明の効果】以上ように本発明によると、フェーズド
アレーアンテナ本体を導波管部品のみで容易に構成でき
るため、低損失かつ高耐電力の従来にない優れたフェー
ズドアレーアンテナを得ることができる。
アレーアンテナ本体を導波管部品のみで容易に構成でき
るため、低損失かつ高耐電力の従来にない優れたフェー
ズドアレーアンテナを得ることができる。
【００２９】また、偏波回転器としてπ位相差板を使用
すれば（デジタルでない）連続可変のビーム方向制御が
可能となり、更に、偏波回転器としてファラデー回転形
偏波回転器を使用すると、機械的制御を伴わない電気制
御のみによるビーム方向制御が可能となる、という従来
にない優れたフェーズドアレーアンテナを得ることがで
きる。
すれば（デジタルでない）連続可変のビーム方向制御が
可能となり、更に、偏波回転器としてファラデー回転形
偏波回転器を使用すると、機械的制御を伴わない電気制
御のみによるビーム方向制御が可能となる、という従来
にない優れたフェーズドアレーアンテナを得ることがで
きる。
【図１】本発明によるフェーズドアレーアンテナのブロ
ック図である。
ック図である。
【図２】図１に示す実施例の原理説明図で、図１内のア
ンテナ端子Ａ点と偏回転器の出力側Ｂ点における各出力
を示す説明図である。
ンテナ端子Ａ点と偏回転器の出力側Ｂ点における各出力
を示す説明図である。
【図３】図１に示す実施例の原理説明図で、図１内のハ
イブリッド結合器の一方の出力を示す説明図である。
イブリッド結合器の一方の出力を示す説明図である。
【図４】図１に示す実施例の原理説明図で、図１内のハ
イブリッド結合器の他方の出力を示す説明図である。
イブリッド結合器の他方の出力を示す説明図である。
【図５】図１に示す実施例の具体例を示す構成図であ
る。
る。
【図６】図５に示す実施例で開示したπ位相差板部分の
断面内における動作を示す説明図である。
断面内における動作を示す説明図である。
【図７】図１に示す実施例の他の具体例を示す構成図で
ある。
ある。
【図８】従来例を示すブロック図である。
【図９】従来例における装荷線路形の移相器の回路図で
ある。
ある。
【図１０】従来例における線路切替形の移相器の回路図
である。
である。
１1 ，１2 サブアンテナ ２ ハイブリッド結合器 ３ 偏分波器 ４ 偏波回転器 ５ アンテナ端子 ６ ビーム方向制御部（制御部） ７ 円形矩形変換導波管 １１ マジックＴ １２ π位相差板 ２２ ファラデー回転形偏波回転器
Claims (3)
- 【請求項１】 複数のサブアンテナと、導波管を介して
送り込まれる高周波電力を前記各サブアンテナに向けて
分岐するハイブリッド結合器を備えた給電回路部とを有
し、前記各サブアンテナへの給電位相を各々変化させる
ことによりアレーアンテナ全体のビーム方向を制御する
ビーム方向制御部を装備してなるフェーズドアレーアン
テナにおいて、 前記給電回路部が、前記ハイブリッド結合器の入力側
に、直線偏波の偏波角を回転させる偏波回転器と偏分波
器とを装備し、 前記偏波回転器として、π位相差板を使用し たことを特
徴とするフェーズドアレーアンテナ。 - 【請求項２】 前記偏波回転器として、前記π位相差板
の代わりにファラデー回転形偏波回転器を使用したこと
を特徴とする請求項１記載のフェーズドアレーアンテ
ナ。 - 【請求項３】 前記ハイブリッド結合器として、マジッ
クＴを使用したことを特徴とする請求項１又は２記載の
フェーズドアレーアンテナ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6320378A JP2629623B2 (ja) | 1994-12-22 | 1994-12-22 | フェーズドアレーアンテナ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6320378A JP2629623B2 (ja) | 1994-12-22 | 1994-12-22 | フェーズドアレーアンテナ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08181528A JPH08181528A (ja) | 1996-07-12 |
| JP2629623B2 true JP2629623B2 (ja) | 1997-07-09 |
Family
ID=18120812
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6320378A Expired - Fee Related JP2629623B2 (ja) | 1994-12-22 | 1994-12-22 | フェーズドアレーアンテナ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2629623B2 (ja) |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5813057A (ja) * | 1981-07-16 | 1983-01-25 | Nec Corp | ボタン電話装置の回線表示方式 |
| JPH07101808B2 (ja) * | 1989-02-27 | 1995-11-01 | 日本電気株式会社 | フェーズドアレイ空中線 |
| US5086301A (en) * | 1990-01-10 | 1992-02-04 | Intelsat | Polarization converter application for accessing linearly polarized satellites with single- or dual-circularly polarized earth station antennas |
| JPH05110302A (ja) * | 1991-10-17 | 1993-04-30 | Fujitsu General Ltd | 円偏波および直線偏波共用一次放射器 |
-
1994
- 1994-12-22 JP JP6320378A patent/JP2629623B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08181528A (ja) | 1996-07-12 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 19970225 |
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