JP2627807B2 - 繰返し現象のための選択的能動キャンセレーションシステム - Google Patents

繰返し現象のための選択的能動キャンセレーションシステム

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Description

【発明の詳細な説明】 この発明は一般的には繰返し現象のための能動キャン
セレーションシステムに関し、かつより特定的には、手
動同調もまた可能なこの問題に対する速い適応性の低コ
スト解決策に関する。
たとえば、チャプリン（Chaplin）の米国特許第4,12
2,303号、ワルナカ（Warnaka）米国特許第4,473,606号
およびエリクソン（Eriksson）米国特許第4,677,676号
および第4,677,677号の、リニアフローエアダクトシス
テムは、線型の一次元の流れにおける方向性流れを利用
して上流センサを用い、それにはキャンセレーションア
クチュエータおよび下流エラーセンサが連続して続く。
これらのシステムは繰返しおよびランダムなノイズをキ
ャンセルする。チャプリンは、“時間関係プログラム動
作ステップ”を含めて、一般的畳込み（convolution）
プロセスとして制御器を特徴づける。ワルナカは適応性
フィルタを用い、適応時間を速めかつスピーカとダクト
との間のより大きな間隔づけを可能とする。エリクソン
は帰納的最小二乗平均（RLMS）および最小二乗平均（me
an square）（LMS）適応性フィルタを特定し、畳込みを
行ないかつノイズのある状態でのシステムの伝達関数を
測定する。
これらのシステムは、１−３次元の応用における繰返
し現象の選択的キャンセルを与えるために外部同期タイ
ミングを用いず、かつ上流および下流センサの両方を必
要とする。
たとえば、チャプリン米国特許第4,153,815号および
第4,417,098号において、繰返しノイズおよび振動をキ
ャンセルするためのシステムは、繰返しノイズまたは振
動の選択的キャンセルを与えるための同期タイミング信
号の使用を説明する。付加的には、制御器、アクチュエ
ータおよびエラーセンサが用いられる。チャプリンによ
ってこれらの特許において示される方法は、ノイズまた
は振動の期間を多数の間隔に分割して、かつ同一のまた
は遅延された間隔内でのエラーセンサの符号または振幅
に応答して各間隔内でキャンセリング信号の振幅を調節
する。
米国特許第4,490,841号において、チャプリンは周波
数領域において信号を処理するためのフーリエ変換の使
用を説明する。この方法はランダムな信号のために用い
られてもよい一方で、処理時間の要件は一般的に繰返し
信号に対するそれの応用を制限する。
これらのシステムは高価なまたは複雑なフィルタを用
いかつシステムにおける可変遅延を考慮しない。また、
それらは同期センサおよびエラーセンサの両方を必要と
し、かつそれらは適応するのが遅すぎて手動で同調でき
ない。
電子信号における必要とされない成分のキャンセルは
一般的に通信信号に応用される。レニック（Rennick）
などは、米国特許第4,232,381号において、電子回路内
での自己発生エンジンノイズをキャンセルするためにエ
ンジンの回転に同期された整流フィルタを用いる。キャ
ンセリング信号のレベルが手動で調節され、かつ位相シ
フトまたは異なる調波の変化する振幅に対して適応させ
るための方法は示されない。
ガルコナット（Garconnat）などは、米国特許第4,59
4,694号において、２つのセンサを用い、その一方は必
要な信号および必要ではない信号の両方を感知し、かつ
他方は必要でない信号だけを感知する。狭帯域フィルタ
またはフーリエ変換が結合された信号から必要とされな
い信号を除去するために用いられる。
ウィドロゥ（Widrow）は、IEEEの議事録、VOl.63、N
o.12,1975年12月の“適応性ノイズキャンセリングの原
理および応用（Adaptive Noise Cancelling Principles
and Applications）”において、２つの形の能動適応
性キャンセラを説明する。第１図に示されるように、第
１のものは、キャンセルされるべきノイズと相互関係づ
けられた基準信号を伴う、マルチタップ適応性FIRフィ
ルタを用いる。基準信号はエラー信号の位相で90゜内で
あることを必要とされる。結果として、アダプタによっ
て用いられる基準信号それ自体がしばしばフィルタ処理
を必要とし、結果としての方策は“フィルタ処理−ｘア
ルゴリズム”と呼ばれる。
ウィドロゥによって説明される第２の形式は、第２図
に示されるように、単一周波数ノッチフィルタを備え、
かつただ２つの信号のタップのフィルタを必要とする。
再び、ノイズと相互関係づけられた基準信号が用いられ
かつフィルタの１つごとに90゜位相シフトされる。グロ
ーバ（Glover）は、Ph.D.学位論文、1975年５月、カリ
フォルニア、スタンフォード、スタンフォードユニバー
シティ“正弦干渉の適応性ノイズキャンセリング（Adap
tive Noise Cancelling of Sinusoidal Interference
s）”において、この技術を多重周波数に展開させた。
ウィドロゥの技術の各々は２つのセンサ、すなわち基
準信号のためのセンサとエラー信号のためのセンサとを
必要とする。
こうして、この発明の目的は、基準またはタイミング
信号のためのセンサとともに、またはそれなしで、用い
られるのに十分はやく適応する、繰返し現象のための改
良された選択的能動キャンセレーションシステムを提供
することである。
この発明の別の目的は、センサまたはタイミング源か
らの外部被同期タイミングと組合せて比較的安価でかつ
複雑でないフィルタを用いる能動キャンセレーションシ
ステムを提供することである。
さらに、この発明の別の目的は、基準またはタイミン
グ信号と組合せてエラーセンサのみを必要とする繰返し
現象のための選択的能働キャンセレーションシステムを
提供することである。
別の目的は、キャンセルされるべき基本周波数、それ
ゆえその調波を選択するために繰返し現象の源の上また
は近くのセンサなしで、手動または自動的に同調される
ことができる繰返し現象のための選択的能動キャンセレ
ーションシステムを提供することである。
この発明のさらなる目的は、繰返し現象のレベルまた
は周波数における変更に対する改良された速度の適応を
提供することである。
この発明のなおさらなる目的は、処理時間および環境
的発生遅延における変化を説明する繰返し現象のための
キャンセレーションシステムを提供することである。
この発明のなおまたさらなる目的は、同期タイミング
信号および単一残留センサを用いる、所望でない信号成
分の選択的キャンセルおよび信号成分のレベルおよび位
相に対する自動適応を提供することである。
この発明の一層さらなる目的は、外部基準信号の使用
なしに適切な位相関係を維持するためのシステムの適応
性を準備することである。
これらおよび他の目的は、現像入力信号およびタイミ
ング入力信号を受けるプロセッサを有する制御器によっ
て達成され、それらは、最初に現象をかつ続いてキャン
セルされるべき残留現象および現象の繰返し速度をそれ
ぞれ示し、かつそれは、信号の和の関数としてそれのフ
ィルタ処理特性を適応させることによるキャンセル信号
を発生するための安価でかつ単純な適応性フィルタと、
フィルタ処理特性の適応を現象信号の90゜の位相内に維
持するための位相回路とを含む。そのプロセッサは、繰
返し現象の源上または近くにセンサを持つことなく、キ
ャンセルされるべき繰返し成分と、手動的または自動的
に同調されたタイミング信号に基づいて発生されたキャ
ンセリング波形との間の、位相のエラーに対して適応す
るのに十分速い。タイミング信号は、その現象が発生さ
れている速度に対して、近いかもしれないが、ちょうど
等しくはない。
適応性フィルタは、キャンセルされるべき各周波数ご
とに、もしそれが単一の周波数およびそれの調波または
複数個の基本周波数であれば、タイミング信号に応答し
かつその出力が合計されてキャンセル信号を与える第１
および第２の適応性フィルタに入力を与える正弦および
余弦発生器を含む。第１および第２のアダプタは、残留
現象を表わす感知された現象信号および位相回路から受
取られた信号の関数として第１および第２のフィルタの
第１および第２のフィルタの重みを適応させ、それゆえ
第１および第２のアダプタは現象信号の90゜位相内で動
作する。
位相回路は、キャンセル信号の供給と現象信号の受取
りの間の遅延を測定し、かつ測定された遅延の関数とし
て位相を調節する。位相回路はまたプロセッサの処理遅
延の関数として位相を考慮および調節する。位相回路
は、テスト信号を発生するためのテスト信号発生器を含
み、それはキャンセル信号と結合されてかつモニタされ
るべき領域内に与えられる。第３の適応性フィルタはテ
スト信号を受取りかつフィルタ処理された信号を与える
ために設けられる。フィルタ処理された信号と現象残留
信号とに関して差がとられる。アダプタは、差信号およ
び遅延されたテスト信号の関数として第３のフィルタの
重みを適応させる。第３のフィルタの重みはシステムの
遅延時間を表わしかつ適切な位相補正を与えるために用
いられる。
この発明の他の目的、利点および新規の特徴は、添付
の図面と関連して考慮されるとき、この発明の以下の詳
細な説明から明らかになるであろう。
図面の簡単な説明 第１図は先行技術の適応性ノイズキャンセレーション
の概念である。
第２図は先行技術の単一周波数適応性ノッチフィルタ
である。
第３図はこの発明の原理に従う選択的キャンセル制御
器のブロック図を示す。
第４図はこの発明の原理に従う単一基本周波数キャン
セレーションプロセッサのブロック図である。
第５図はこの発明の原理に従う多重基本周波数キャン
セレーションプロセッサのブロック図である。
第６図はこの発明の原理に従うシステムインパルス測
定プロセッサのブロック図である。
第７図はこの発明の原理に従う信号プロセスのフロー
チャートである。
発明の詳細な説明 第３図に示されるこの発明の繰返し現象キャンセル制
御器10は、14からのタイミング信号の源を受取るための
入力12と、残留または現象センサ18から信号を受取るた
めの入力16と、制御されるべき領域内にキャンセリング
現象を与えるためにアクチュエータ22を駆動するための
キャンセレーション信号の出力20とを含む。
入力12における速度またはタイミング信号センサは、
繰返し現象が発生されている基本周波数（fundamental
frequency）を決めるために用いられる。異なる速度で
起きている源から繰返し現象が起こるときに多重のタイ
ミング信号が用いられる。この信号（１つまたは複数）
は、たとえば、エンジン回転速度計、移動装置上の光セ
ンサからかもしれず、電子的に制御された、または発生
された、ノイズ源からの“クロック”信号かもしれず、
またはそれは繰返し現象それ自体からの速度を決めるこ
とによって、たとえばそのタイミングを追随するために
位相ロックループの使用によってかもしれない。それに
代り、速度が安定しているとき、精密関数発生器などの
独立タイミング装置がタイミング信号を与えてもよい。
アクチュエータ22は、２つが代数的に加算するように
元の繰返し現象と相互作用するように電子波形からキャ
ンセリング繰返し現象を発生する。たとえば、アクチュ
エータ22は、拡声器、ヘッドフォンまたは他の音響アク
チュエータ、電気機械、電気液圧、圧電または他の振動
アクチュエータ、または電子ミキシング回路であっても
よい。
センサ18は、元の繰返し現象およびキャンセリング繰
返し現象の対数的加算の結果を検出し、かつこれをこの
残留を表わす電子波形に変換する。残留センサ18は、た
とえば、マイクロフォン、加速度計、圧力センサまたは
電子ミキシング回路の出力かもしれない。
制御器10はタイミング信号（１つまたは複数個）およ
び残留センサの波形を用いてキャンセリング波形を発生
する。
タイミング入力または電子回路26はプロセッサ24にお
ける使用のためにタイミング信号（１つまたは複数個）
を変換する。そのような回路は典型的には増幅器、パル
ス整形機能を含み、かつおそらくたとえばフェイズロッ
クループおよびカウンタなどの調整可能速度周波数乗算
器／除算器を含み、プロセッサによって必要とされるよ
うにタイミング信号の速度を増加／減少させ、それはた
とえば１回転当り１回の回転速度計信号に１回転当りに
処理されるべきポイントの数を乗算することである。そ
の出力は処理速度クロック信号である。
現象入力電子回路28、30はプロセッサ24における使用
のために残留センサ信号を変換し、そのような回路は典
型的には増幅器28、おそらくそれは制御可能利得を有
し、アンチエイリアシングフィルタ30、サンプル・ホー
ルド機能およびアナログ・ディジタルコンバータを含
む。
出力電子回路はプロセッサ24からの出力信号をキャン
セリング波形に変換する。そのような回路は典型的に
は、ディジタル・アナログコンバータ、サンプリング周
波数を除去するための再構成フィルタ34および増幅器36
を必要に応じて含む。
プロセッサ24は以下のものを提供する、 1. タイミング信号（１つまたは複数個）に対して処理
を同期するための手段、 2. システムインパルス応答を決めかつ更新するための
手段、 3. サイクル当り処理されるべきポイントの数によって
決められる間隔での余弦および正弦値、 4. 現象または残留信号の90゜位相内でフィルタの重み
の適応を維持するためにシステムインパルス応答内で余
弦および正弦値を畳込むための手段、 5. フィルタの重みのための記憶装置、 6. たとえばLMSアルゴリズムなどの、残留信号の関数
を最小化するために、残留信号値および畳込まれた余弦
および正弦値を用いてフィルタの重みを適応させるため
の手段、さらに、 7. フィルタの重みおよび余弦および正弦値からキャン
セリング信号を発生するための手段。
タイミング信号（１つまたは複数個）は、繰返し減少
が発生されている速度（単数または複数）と処理を同期
する。これらの速度は、現象の源に依存して、繰返しサ
イクルの長さを決める。たとえば、繰返しサイクルは、
電気モータの回転ごとおよび４サイクルエンジンの１回
転おきに起こる。この速度はまた繰返し現象の基本周波
数をも決める。たとえば、1800RPMで動いている電気モ
ータは30Hzの基本周波数で毎秒30回転する。1800RPMで
動いている４サイクルディーゼルエンジンもまた毎秒30
回転するが、毎秒ただ15の完全なファイアリングサイク
ルおよび15ヘルツの基本周波数でである。
もし必要であれば、タイミング信号（１つまたは複数
個）は周波数てい倍および／または分割され、各繰返し
サイクル内でSnポイントを与える処理速度クロック（１
つまたは複数個）を発生する。しばしばSnは２のべき、
たとえば128であり、計算を容易にする。
プロセッサ24は、インターラプト、ディジタルインタ
ーフェイスまたは処理速度クロックをプロセッサとイン
タフェイスする他の方法を介して処理速度クロックと同
期され得る。
入力32以上のサンプル速度クロックは固定速度に設定
されるかまたは処理速度クロックから直接とられ得る。
固定速度が用いられるとキャンセレーションの何らかの
劣化が起こり得るが、固定周波数フィルタが用いられ得
るので、より簡単なシステムがもたらされ得る。
プロセッサ24は、固定プログラムハードウェア、カス
タムチップを含む様々な形で、または１つまたはそれ以
上のストアされたプログラムマイクロプロセッサにおい
て実現され得る。プロセッサ24の機能はフィルタの重み
を計算および更新することであり、それはエラー信号の
二乗平均値の最小値をもたらし、かつ必要とされるとき
は、サンプリング速度およびシステムインパルス応答を
決めることである。
キャンセレーション信号処理計算は各サンプル間隔で
行なわれ、かつそれゆえ、処理速度に対してクリティカ
ルである。順に処理速度は、迅速な適応を維持する一方
で所与のサンプル速度でキャンセルされ得る調波の数を
決める。もちろん、応用において処理速度は最小数の調
波をキャンセルするのに十分速くなければならない。
処理速度の効果に影響を与えるためにいくつかのファ
クタが相互作用する。選択的であるために、サンプル速
度は、ノイズが発生されている速度およびノイズサイク
ル当りのサンプルポイントの数に依存する。たとえば、
1200RPMで動いている電気モータは毎秒１サイクルを20
回完了する。サイクルの間に128ポイントをサンプリン
グすると、毎秒2560サンプル、または毎390マイクロ秒
ごとに１サンプルのサンプル速度を与える。こうして、
キャンセレーション信号計算はそのような応用において
390マイクロ秒よりも少ない間に完全に行われることが
できなくてはならない。
プロセッサは、単一の基本周波数に調波を足したもの
をキャンセルするか、または、各々がおそらく調波を有
する、多重周波数をキャンセルするように構成されるこ
とができる。
第４図を参照して、単一基本周波数プロセッサのため
のサンプルｋでのキャンセレーション信号ycが下記のよ
うに計算される、 yc［ｋ］＝−Σｈ（ｗ0,h［ｋ］＊ｘ0,h［ｋ］ ＋ｗ1,h［ｋ］＊ｘ1,h［ｋ］）， ここで、ｗ0.h［ｋ］およびｗ0.h［ｋ］はサンプルｋで
の調波ｈのためのフィルタの重みの値であり、かつ、 ｘ0,h［ｋ］＝cos（ｈ＊２＊pi＊k/Sn） ｘ1,h［ｋ］＝sin（ｈ＊２＊pi＊k/Sn） ここでSnは繰返しサイクル当りに処理されるポイントの
数であり、ｈは調波指数であり、１は基本に対してであ
り、２は第１の調波に対して、などであり、さらに、０
とSn−１との間のｋ数列であり、それは各処理サンプル
間隔において変化する。
余弦および正弦発生器40、42は処理速度クロックの基
本周波数および調波での値を与える。正弦および余弦発
生器の出力ｘ0.hおよびｘ1.hは、重み関数ｗ0.hおよび
ｗ1.hを有するそれぞれのフィルタ44、46に与えられ
る。フィルタ44および46の出力は加算器48において加算
されて出力キャンセレーション信号ycを与える。フィル
タ重みアダプタ50、52は残留信号ｒを受取りかつ遅延回
路54、56をそれぞれ介する正弦および余弦発生器からの
遅延された信号でそれを修正する。
アダプタ50、52は残留ｒを最小化する任意の型のもの
であってもよく、それはたとえばLMSアルゴリズムであ
る。LMSアルゴリズムが用いられるとき、フィルタの重
みは次のように更新される。
ｗ0,h［ｋ］＝ｗ0,h［ｋ−１］ ＋alpha＊ｒ＊ｘ0,h［ｋ−Delayh］ ｗ1,h［ｋ］＝ｗ1,h［ｋ−１］ ＋alpha＊ｒ＊ｘ1,h［ｋ−Delayh］ ここでDelayhは調波ｈでのシステムインパルス応答の
影響であり、かつalphaは収束を確実にするように設定
される。
遅延回路54、56はキャンセレーション信号ycから残留
信号ｒへのシステムインパルス応答の効果を再生する。
このインパルス応答は制御器それ自体のうちにフィルタ
の効果を含み、それは外部フィルタを支配し得る。その
遅延の目的は、アダプタ50、52に向かうx0およびx1の値
を残留信号ｒの90゜位相内に保つことである。しばし
ば、インパルス応答をシンプルな時間遅延と近似させる
ことが適切である。それが適切でないとき、遅延回路5
4、56はシステムインパルス応答での信号x0およびx1の
畳込みとなる。
遅延の値が周波数にかつこうして調波に依存し得るこ
とに注意されたい。
第５図を参照すると、多重処理速度信号が用いられ得
て、各基本周波数ごとに１つである。複数個の処理速度
クロックPRCがそれらの個々の単一基本周波数プロセッ
サSFFP24に与えられるのが示される。それらの出力は加
算器58において結合される。単一基本周波数プロセッサ
24は、そこに示される他の回路と同様に、一対の適応可
能ノッチフィルタ44、46を有する第４図の構成を各々含
むであろう。
サンプルｋでのキャンセレーション信号ycは次のよう
に計算される、 yc［ｋ］＝−Σｆ（ｗ0,f［ｋ］＊ｘ0,f［ｋ］ ＋ｗ1,f［ｋ］＊ｘx,f［ｋ］） ｘ0,f［ｋ］＝cos（２＊pi＊ｆ＊kf/Sn） ｘ1,f［ｋ］＝sin（２＊pi＊ｆ＊kf/Sn） ここでSnは繰返しサイクル当りに処理されるポイントの
数であり、さらに、０およびSn−１の間のkf数列は独立
し、各基本周波数ｆに対してであり、各処理サンプル間
隔で変化する。
前のようにアダプタは残留ｒを最小にする任意の型の
ものであり得て、それはたとえばLMSアルゴリズムであ
る。LMSアルゴリズムが用いられるとき、フィルタの重
みは次のように更新される、 ｗ0,f［ｋ］＝ｗ0,f［ｋ−１］ ＋alpha＊ｒ＊ｘ0,f［ｋ−Delayf］ ｗ1,f［ｋ］＝ｗ1,f［ｋ−１］ ＋alpha＊ｒ＊ｘ1,f［ｋ−Delayf］ ここでDelayfは周波数ｆでのシステムインパルス応答の
効果であり、かつ、alphaは収束を確実にするように設
定される。
遅延の値が周波数に依存することに注意されたい。
各基本周波数の多重調波は以前に説明されたようにキ
ャンセルされ得る。
システムインパルス応答を測定する目的は、余弦およ
び正弦値を残留信号の90゜位相内にあるように調節する
ことである。一般的な場合において、余弦／正弦の値を
システムインパルス応答で畳込むことによって位相補正
が達成される。しばしば、プロセッサ出力および残留値
入力の間に導入された遅延だけ余弦／正弦の値を単に遅
延させることが十分である。遅延はアンチ・エイリアシ
ングフィルタ、再構成フィルタおよび環境における遅延
によって引起こされ得て、たとえばそれはアクチュエー
タおよび残留センサの間の距離である。
システム時間遅延が固定されかつ予め知られていると
き、その値はプロセッサ内に作られ得てかつ実時間測定
が除去される。
他の応用例においては、システムインパルス応答が測
定されなければならず、かつシステム遅延がそれゆえ計
算される。これらの２つのプロセスは必要とされるとき
システムを自己校正するために行なわれる。実務におい
て、システム応答はゆっくり変化する傾向がある。たと
えば、自動車の応用における自己校正は自動車が発進す
るたびごとに起こるかもしれない。その結果として、こ
のエレメントは適応性の速度に影響しない。システム応
答の進行中の測定が必要とされる応用例において、この
エレメントは、キャンセレーション信号処理と同時発生
のプロセスとして実現され得る。
必要とされるとき、システムインパルス応答を測定す
るいくつかの方法が使用可能である。これらは、掃引さ
れた（swept）正弦（単一周波数）信号、インパルス発
生器、応答と相互関連づけられた擬似ランダムテスト信
号および擬似ランダムテスト信号に適応性フィルタを加
えたものを含む。
第６図に示されるように、システムインパルス応答を
測定する好ましい方策は、擬似−ランダムノイズを発生
するための擬似ランダムテスト信号発生器60に、システ
ムのインパルス応答に整合するように適応された適応性
フィルタ62を加えたものを用いる。擬似ランダムテスト
信号は遅延線64内にストアされ、かつキャンセレーショ
ン出力、加算器66でのyc、に加えられる。適応性フィル
タの重みは、残留センサ値ｒと、遅延線およびフィルタ
の重みの内容の畳込みとの間の、70からの差を用いるこ
とによって、LMSアルゴリズムなどの最小化アルゴリズ
ムを用いてアダプタ68によって調節される。LMSアルゴ
リズムが用いられるとき、重みは次のように更新され
る、 Cj［ｋ＋１］＝Cj［ｋ］＋alphaC＊err＊yt［ｋ−ｊ］ err＝ｒ−Σｊ（Cj［ｋ］＊yt［ｋ−ｊ］） ここで、Ｃ［ｋ］はサンプルｋでのフィルタのｊ番目の
重みであり、yt［ｋ−ｊ］はサンプルｋおよびｊ番目の
重みでの擬似ランダムテスト信号値の遅延であり、ｒは
現在のサンプルでの残留センス信号値であり、かつ、al
phaCは収束のために設定される。
結果としてのフィルタの重みCj［ｋ＋１］はシステム
インパルス応答に近似し、かつ遅延54、56を設定するた
めにプロセッサ24によって用いられる。
擬似ランダムテスト信号を発生する好ましい方法は、
最大長シーケンス発生器の使用である。サンプルｋでの
テスト信号yt［ｋ］のこのシーケンシーは次のように発
生され得る、 ｄ［ｋ］＝ｄ［ｋ−28］xor d［ｋ−31］ ここで、ｄ［ｋ］はサンプルｋでの数列の２進値であ
る。
テスト信号yt［ｋ］は次のように発生される、 ＋ テスト信号レベル,d［ｋ］＝1, − テスト信号レベル,d［ｋ］＝0. テスト信号レベルは典型的にはフルスケールの25％ない
し50％である。フィルタの重みの数およびサンプル速度
は、最長システム時間遅延が測定されかつ最短システム
時間遅延を識別するために十分な分解能が存在すること
を確実にするように設定される。たとえば、64のフィル
タの重みおよび2kHzのサンプル速度が多くの音響の応用
例に対して十分であり、0.5ミリ秒の分解能および32ミ
リ秒までの遅延を与え、それは各方向において約16フィ
ートである。
一旦システムインパルス応答が測定されてしまうと、
システムの遅延テーブルが計算される。遅延テーブル
は、システム応答における遅延のために適応性アルゴリ
ズムを調節するためにキャンセレーションの間に必要と
されるデータを含む。テーブル内のこれらのデータの記
憶は、キャンセレーション信号処理における時間のかか
る計算を避ける。
このテーブル内にストアされたデータは各周波数増
分、たとえば、０ヘルツからキャンセルされるべき周波
数上限への各１ヘルツ、での位相シフトの余弦および正
弦である。これらは次のようにシステムインパルス応答
から計算される、 余弦値［ｆ］ ＝Σｊ｛Cj ＊cos（２＊pi＊ｊ＊f/Srcal）｝ 正弦値［ｆ］ ＝−Σｊ ＊｛Cj ＊sin（２＊pi＊ｊ＊f/Srcal）｝ ここで、Srcalは校正の間のサンプル速度である。
システムインパルス応答が線型位相によって近似され
得るとき、システム時間遅延の単一の値がその応答を説
明する。そのとき、DelayhおよびDelayfの値はこの単一
値によって与えられ得る。この値は次のように処理速度
の変化を説明するように調節される、 Delay＝td＊Pr ここで、Delayは処理間隔単位であり、tdは秒でのシス
テム時間遅延であり、かつ、Prは毎秒の処理速度であ
る。
一般的場合において、遅延の値は周波数に依存する。
これらの遅延はインパルス応答を周波数領域内に変換す
ること（たとえば、フーリエまたはハートレー変換の使
用によって）によって、および位相値から遅延を計算す
ることによって決められ得る。その計算の例は次のよう
なものである、 ここで、tdfは秒での周波数ｆでの時間遅延であり、pha
sefはラジアンでの周波数ｆでの位相であり、かつｆは
ヘルツでの周波数である。
第４図におけるDelayhまたはDelayfの値はそのとき次
のように決められる、 Delayfh＝tdf ＊Pr ここで、fh＝Fo＊ｈであり、foはチャネル基本周波数で
あり、かつｈは調波指数であり、または、 Delayf＝tdf ＊Pr その代りには、正弦および余弦の値の遅延値は次のよう
に決められ得る、 sin（theta＋phasef）＝sin（theta）cos（phasef） ＋cos（theta）sin（phasef） cos（theta＋phasef）＝cos（theta）cos（phasef） −sin（theta）sin（phasef） ここで、theta＝２＊pi＊ｈ＊t/Snおよび ｆ＝fo ＊ｈ 単一センサシステムのソフトウェア実現例において、
システム遅延正弦および余弦および符号の付された位相
の正弦および余弦がルックアップテーブルにストアさ
れ、かつプロセッサ24は第７図において略述されたプロ
グラムを行なうであろう。
最初に、処理をサンプルタイミングと同期するために
サンプル間隔が始まるのをプロセスが待つ。この決定は
ポーリングを介して、またはサンプルタイミングから駆
動されるインタラプトであり得る。
次に、サンプル処理が同期かされかつエラーセンサ値
が読出される。このステップにおいて、以下のことが達
成される、 1. A/D変換が開始される、 2. サンプルカウンタ“k"が増分される、 3. 処理されるべき最低および最高調波がキャンセルさ
れるべき最低および最高周波数から計算されかつ現在の
サンプル速度は、 f0＝Sr/Sn Hlow＝Flow/f0 Hhigh＋Fhigh/f0 ここで、 Srは現在のサンプル速度であり、 Snはノイズサイクル当りのサンプルポイントの数であ
り、 Flowはキャンセルされるべき最低周波数であり かつFhighはキャンセルされるべき最高周波数である。
4. キャンセレーション信号値を保持するためのアキュ
ムレータが０に設定される、 5. 調波指数“h"がHlowに設定され、さらに、 6. エラーセンサ値が読出される。
現在の調波のためのシステム遅延値を得るステップに
おいて、余弦および正弦の値がSystem Delay Tableから
検索され、そこでテーブルへのインデックスは次のよう
に計算される、 ｆ＝ｈ＊f0 ここで、ｈは処理されている調波のインデックスであ
り、かつf0はSr/Snとして計算された基本周波数であ
る。
遅延された余弦および正弦値の計算のステップにおい
て、余弦および正弦値はCosine and Sine Tableから検
索される。余弦および正弦の遅延された値は次のように
計算される、 DelayedCosine＝CosineTablekh ＊SysDelayCosinef −SineTablekh ＊SysDelaySinef DelayedSine＝SineTablekh ＊SysDelayCosinef ＋CosineTablekh ＊SysDelaySinef ここで、ｋはサンプルナンバーであり、 khはｋ＊ｈであり、 CosineTablekはCosine and Sine Tableにおけるｋ番
目のエントリからの余弦の値であり、 SineTablekはCosine and Sine Tableにおけるｋ番目
のエントリから正弦値であり、 ｆは処理されている調波の周波数であり、 SysDelayCosinefはSystem Delay Tableにおけるｆ番
目のエントリからの余弦値であり、さらに、 SysDelaySinefはSystem Delay Tableにおけるｆ番目
のエントリからの正弦値である。
調波に対するフィルタの重みの適応ステップにおい
て、フィルタの重みはLMSアルゴリズムを介して次のよ
うに適応される、 Wcosh＝Wcosh＋alpha＊Err＊DelayedCosine Wsinh＝Wsinh＋alpha＊Err＊DelaydeSine ここで、Errはエラーセンサから読出された値であり、 WcoshおよびWsinhは調波ｈのためのフィルタの重みで
あり、かつalphaは設定された収束および速い適応性で
ある。キャンセレーション信号値計算および累算ステッ
プにおいて、信号値に対する現在の調波の貢献（contri
bution）が次のように計算されかつ累算される、 yc＝yc＋Wcosh ＊CosineTablekh＋Wsinh ＊SineTablekh 次に、調波指数ｈが増分されかつ値ｈをHhighと比較
することによってすべての調波が処理されたかどうかに
ついての判定がなされる。もしその答えがnoであれば、
次の調波に対するシステム遅延値を得ることで始まって
処理が繰返される。もし答えがyesであれば、キャンセ
レーションの値が出力される。
ycの累算された値は否定にされ、かつD/Aハードウェ
アおよび出力に対して必要とされるように変換される。
この後、プロセスはステップ“Wait for Sample Tim
e"に戻る。
この発明が詳細に説明されかつ示されたけれども、そ
れは説明および例示のためのみであり、かつ制限として
働かないことが明らかに理解されるべきである。この発
明の精神および範囲は添付の請求の範囲の項によっての
み制限される。
フロントページの続き (72)発明者 ズィーグラー，エルダン・ダブリュー, ジュニア アメリカ合衆国、21046 メリーランド 州、コロンビア ハットブリン・テラ ス、10092 (56)参考文献 特開 昭62−132437（ＪＰ，Ａ) 米国特許4232381（ＵＳ，Ａ) Ｂ．Ｗｉｄｒｏｗ ｅｔ ａｌ．, “Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｎｏｉｓｅ Ｃｏ ｎｃｅｌｌｉｎｇ：Ｐｒｉｎｃｐｌｅｓ ａｎｄ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｓ”，Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ，Ｖｏｌ. 63，Ｎｏ．12

Claims (12)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】音響および振動システムにおける繰返し現
    象キャンセレーション制御器であって、 キャンセルされるべき音響的性質の残留現象を表わす現
    象信号を供給する現象入力手段と、 前記現象の繰返し速度を表わすタイミング信号を供給す
    るタイミング入力手段と、 前記現象信号および前記タイミング信号のための入力を
    有し、前記現象を実質的上除去するためのキャンセレー
    ション信号を発生するプロセッサ手段とを備え、 前記プロセッサ手段は、 前記現象信号および前記タイミング信号の関数として適
    応されるべき可変のフィルタ処理特性を有し、前記キャ
    ンセレーション信号を発生する適応性フィルタ手段と、 前記フィルタ処理特性の適応を前記現象信号の90゜位相
    内に維持する位相手段とを含み、 前記繰返し現象キャンセレーション制御器は、 前記プロセッサ手段に接続され、前記キャンセレーショ
    ン信号の関数としてキャンセレーション現象をもたらす
    ための出力手段をさらに備え、 前記適応性フィルタ手段は、キャンセルされるべき各周
    波数ごとに、 前記タイミング信号の正弦および余弦をそれぞれ発生す
    る正弦および余弦手段と、 前記正弦信号および前記余弦信号をそれぞれ受取る第１
    および第２のフィルタ手段とをさらに含み、前記第１お
    よび第２のフィルタ手段は、前記第１および第２のフィ
    ルタ手段の第１および第２のフィルタ重みの関数として
    第１および第２のキャンセレーション信号をそれぞれ供
    給し、 前記適応性フィルタ手段はさらに、 前記第１および第２のキャンセレーション信号の和とし
    て前記キャンセレーション信号を供給するための加算手
    段と、 それぞれ前記正弦信号および前記余弦信号の関数として
    および前記現象信号の関数として前記第１および第２の
    フィルタ重みをそれぞれ適応させるための第１および第
    ２のアダプタ手段とを含み、 前記位相手段は、前記第１および第２のアダプタ手段が
    前記現象信号の90゜位相内にあるように、前記第１およ
    び第２のアダプタ手段に与えられた前記正弦信号および
    余弦信号の位相を調節し、 前記第１および第２のフィルタ重みは、次式に従って調
    整され： ｗ0,h［ｋ］＝ｗ0,h［ｋ−１］ ＋alpha＊ｒ＊ｘ0,h［ｋ−Delayh］ ｗ1,h［ｋ］＝ｗ1,h［ｋ−１］ ＋alpha＊ｒ＊ｘ1,h［ｋ−Delayh］ ここで： ｘ0,h［ｋ］＝cos（ｈ＊２＊pi＊k/Sn） ｘ1,h［ｋ］＝sin（ｈ＊２＊pi＊k/Sn） であり、かつSnは繰返しサイクルあたりに処理されるポ
    イントの数であり、 ｈは周波指数であり、ｋは各サンプル間隔において変化
    する０とSn−１との間の数列であり、ｒは残留現象信号
    であり、Delayhは調波ｈでのシステムインパルス応答の
    遅延であり、alphaは収束パラメータであることを特徴
    とする、繰返し現象キャンセレーション制御器。
  2. 【請求項２】前記キャンセレーション信号の供給と前記
    現象信号の受取りとの間の遅延を測定する手段と、 測定された遅延の関数として前記位相手段を調節する調
    節手段とをさらに備える、請求項１に記載の繰返し現象
    キャンセレーション制御器。
  3. 【請求項３】前記遅延測定手段が前記プロセッサ手段の
    処理遅延を測定する手段をさらに備え、かつ 前記調節手段はまた、前記プロセッサ手段の処理遅延の
    関数として前記位相手段を調節する、請求項２に記載の
    繰返し現象キャンセレーション制御器。
  4. 【請求項４】テスト信号を発生するテスト信号手段をさ
    らに備え、前記テスト信号は前記出力手段に供給され、 前記テスト信号を受取りかつ第３のフィルタ重みの関数
    としてフィルタ処理された信号を供給する第３のフィル
    タ手段と、 前記フィルタ処理された信号と前記現象信号との差信号
    を供給する差手段と、 前記テスト信号から遅延されたテスト信号を供給する遅
    延手段と、 前記遅延されたテスト信号および前記差信号の関数とし
    て前記第３のフィルタ重みを適用させる第３のアダプタ
    手段とをさらに備えた、請求項１に記載の繰返し現象キ
    ャンセレーション制御器。
  5. 【請求項５】前記キャンセレーション信号の供給および
    前記現象信号の受取りの間の遅延を測定する手段と、 測定された遅延の関数として前記位相手段を調節する調
    節手段とをさらに備える、請求項１に記載の繰返し現象
    キャンセレーション制御器。
  6. 【請求項６】前記遅延測定手段が前記プロセッサ手段の
    処理遅延を測定する手段を含み、かつ 前記調節手段はまた、前記プロセッサ手段の処理遅延の
    関数として前記位相手段を調節する、請求項５に記載の
    繰返し現象キャンセレーション制御器。
  7. 【請求項７】テスト信号を発生するテスト信号手段をさ
    らに備え、前記テスト信号は前記出力手段に供給され、 前記テスト信号を受取りかつ第３のフィルタ重みの関数
    としてフィルタ処理された信号を供給する第３のフィル
    タ手段と、 前記フィルタ処理された信号と前記現象信号との差信号
    を供給する差手段と、 前記テスト信号から遅延されたテスト信号を供給する遅
    延手段と、 前記遅延されたテスト信号および前記差信号の関数とし
    て前記第３のフィルタ重みを適応させる第３のアダプタ
    手段とをさらに備えた、請求項１に記載の繰返し現象キ
    ャンセレーション制御器。
  8. 【請求項８】前記位相手段は、予め定められた位相値を
    設定する手段を含む、請求項１に記載の繰返し現象キャ
    ンセレーション制御器。
  9. 【請求項９】前記タイミング入力手段は、前記現象の前
    記繰返し速度を感知しかつ前記タイミング信号を発生す
    るタイミング手段を含む、請求項１に記載の繰返し現象
    キャンセレーション制御器。
  10. 【請求項１０】前記タイミング手段は回転速度計を含
    む、請求項９に記載の繰返し現象キャンセレーション制
    御器。
  11. 【請求項１１】前記タイミング手段は位相ロックループ
    回路を含む、請求項９に記載の繰返し現象キャンセレー
    ション制御器。
  12. 【請求項１２】前記タイミング入力手段は前記タイミン
    グ信号を発生する関数発生器を含む、請求項９に記載の
    繰返し現象キャンセレーション制御器。
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