JP2615123B2 - 距離検出装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

［産業上の利用分野］ 本発明は距離検出装置、更に詳しくは、投光素子から
被写体に向けて投光した光の被写体による反射光を、一
定基線長だけ離れた受光素子により検出して、被写体ま
での距離を測定する、所謂アクティブタイプの距離検出
装置に関する。 ［従来の技術］ 被写体に向けて光を投射し、その反射光を受光するこ
とにより被写体までの距離を検出するアクティブタイプ
の距離検出装置は、特開昭59−99420号公報等によって
既に周知である。このアクティブタイプの距離検出装置
は、近年、より長焦点レンズによる望遠撮影や接写によ
る接近撮影に対応すべく、性能の向上が迫られている。
即ち、より遠距離までピントよく望遠撮影ができるよう
に、測距精度の向上と、より近くまで撮影できるように
測距範囲の拡大が要求されている。 このような要求に対応するために従来の距離検出装置
においてはどのような問題をもつかについて、以下順次
詳述する。 従来のアクティブタイプの距離検出装置は、第11図に
示されるように、投光素子39で発光されたパルス光が投
光レンズ26により集光されて被写体28に照射され、その
反射光が受光レンズ27により半導体位置検出装置（以
下、PSDと略記する）１上に結像される。PSD1は、受光
レンズ27の光軸に中心を合わせて配置されている。つま
り、∞の被写体からの反射光による結像点の重心とPSD
の中心が一致している場合、基線長をＬ、結像点の光軸
からのズレをｘ、受光レンズ27の焦点距離をf_J、被写体
距離をａとすると、 ｘ＝f_J・L/a ………（１） となる。全光電流をＩ_φ、PSD1の全長を2tとすると反射
光による光電流I₁,I₂は、 I₁＋I₂＝Ｉ_φ ………（４） となる。上式（２），（３）から分かるように光電流
I₁,I₂には、距離情報1/aが含まれているので光電流I₁,I
₂を使って測距演算を行ない、その演算結果から距離情
報ａを求めることができる。 さて、測距演算には従来から種々のタイプがあるが、
その代表例を2,3挙げると、次のものがある。 これは、第12図に示す距離演算回路を用いてI₂/（I₁
＋I₂）の演算を行なう。このときの演算出力I₀は、 となる。この（５）式に上記（２）式および（３）式を
代入すると、 となるから、被写体距離ａの逆数と上記演算出力I₀の関
係は、第13図のグラフに示すように被写体距離ａの逆数
について、傾斜が の直線l₁となる。 これは、第14図に示すような演算回路を用いて（I₂−
I₁）／（I₁＋I₂）の演算を行なう。このときの演算出力
I₀は となる。この（７）式に上記（２）式および（３）式を
代入すると となるから、被写体距離ａの逆数と上記演算出力I₀の関
係は、第15図に示すグラフのようになり、被写体距離ａ
の逆数について傾斜が の直線l₄となる。 V_Tln（I₂/I₁） これは、第16図に示すような演算回路を用いてV_Tln
（I₂/I₁）の演算を行なう。このときの演算出力V₀は、 V₀＝V_Tln（I₂/I₁） ……（９） となる。この（９）式に上記（２）式および（３）式を
代入すれば となる。そこで、演算出力V₀を被写体距離の逆数（1/
a）で微分すると、 となる。即ち、 （t/f_JL）^２＞（1/a）^２ ……（12） となる距離条件のもとでは、傾斜が2f_JL/tの直線に等し
く、それ以外の距離条件のもとでは傾斜はもっと大きく
なる。通常の測距範囲においては、上記（12）式の条件
の当て嵌まる領域が設定されるので、被写体距離ａの逆
数と上記演算出力V₀の関係を示すグラフは第17図のよう
になる。 なお、上記第12図，第14図および第16図の回路および
その演算の詳しい説明は、本出願人が先に提出した特願
昭62−310689号（特開昭 号公報参照）に
開示されているので、上記出願の添付図の第１図，第７
図，第８図で説明した構成部材の番号と同じ符号を付す
に止め、その説明は省略する。 このように、被写体距離の逆数に対する測距演算出力
は、１本の特性線で表わされるわけであるが、被写体か
らの信号光量は、数10pAから数10nA程度の非常に微弱な
光電流なので、実際には、光電流検出回路等の所謂、ラ
ンダムに発生する回路ノイズに影響されて、ある不確定
さを有する。例えば、第13図に示す直線l₁は、第18図に
示す曲線l₂とl₃で囲まれたノイズ幅A₁の斜線を施された
帯状の領域となるから、演算出力は確率的にある幅の中
に入る値となり、その距離の逆数との対応関係は１対１
に決定されずグラフは一本の線にはならない。このた
め、第18図に示すように、被写体距離a₁とa₂とは同一の
演算出力を出力し得る場合があり得るので完全に弁別す
ることができない。そこで測距精度は、被写体距離a₁と
a₂が完全に弁別可能な限界にあるときの1/a₁−1/a₂なる
量で、その測距装置の測距精度を表わすことができる。
この値が小さければ小さい程、その測距装置の距離検出
能力は高く、僅かに離れた被写体距離の差異を識別可能
となる。 第19図は、被写体距離ａの逆数に対する測距演算出力
直線（以下、演算直線と略記する）の傾斜を変えた場合
のグラフである。第18図と第19図とを比べると明白なよ
うに、同一の光電流検出回路を用いるならば、それによ
り発生するノイズ幅A₁は等しいため、傾斜の大きさに比
例して測距精度が良くなることが分かる。そして、演算
直線の傾斜を大きくするには、前記（６）式より分かる
ように基線長L,受光レンズの焦点距離f_Jを大きくする
か、PSDの全長2tを小さくすれば良い。 第20図（Ａ）〜（Ｅ）は、基線長L,受光レンズの焦点
距離f_JおよびPSDの全長2tの関係を示すもの、従来の装
置における関係を示した第20図（Ａ）に比し、第20図
（Ｂ）では基線長Ｌを大きくすることによって、第20図
（Ｃ）では受光レンズ27の焦点距離f_Jを大きくすること
によって、また、第20図（Ｄ）ではPSD1の全長2tを小さ
くすることによって、それぞれ演算直線の傾斜を大きく
している。 ［発明が解決しようとする課題］ しかしながら、このようにして演算直線の傾斜を大き
くすることにより、測距精度を向上させようとすると、
第20図（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）を見ても解るように、測距可
能至近限界が遠くなるという不具合が発生する。この種
の測距装置においては、被写体からの反射光が全てPSD
の受光部上に結像する必要があるので、測距可能至近限
界距離a_minは、 a_min＝f_J・L/t ……（13） となり、前記（６）式と比較すれば、a_minは前記（６）
式の傾斜定数f_J・L/2tの２倍であって、a_minが短くなる
ことは傾斜が小さくなるということがわかる。即ち、測
距精度を向上させることと測距可能至近限界を短くする
こととは、二律背反になてしまう。 そこで、上記問題を解決するために、第20図（Ｄ）の
構成を第20図（Ｅ）に示すように、∞の被写体からの反
射光による結像点の重心位置からPSD1の中心を基線長方
向に沿って投光素子39のある位置と反対方向へシフトす
ることが考えられる。このシフト量をΔｘとすると、測
距可能至近限界は、 a_min＝f_J・L/（ｔ＋Δｘ） ……（14） となり、Δｘによるシフト量だけ至近限界を短くするこ
とができる。 今、PSD1の全長を2tからｔ′＝2t/k（ｋは定数）に短
くすると、演算直線の傾向はｋ倍になり測距精度はｋ倍
に向上する。更に、f_J・L/（ｔ′＋Δｘ）＝f_J・L/tな
る式を満足するようにシフト量Δｘを決定すれば、測距
可能至近限界を遠くすることなく、測距範囲を拡大でき
る。受光レンズの焦点距離f_Jおよび基線長Ｌを変える場
合も同様に考えることができる。 また、一般に、カメラ内はスペースが非常に狭く限ら
れていることからすると、PD1の全長を小さくする方
が、スペース的に有効であり、また、小さいサイズのPS
D1を使用することは、歩留りの良いPSDを使用すること
になり、コスト面でのメリットも引き出すことができ
る。更に、PSDの受光面積の減少により背景光によるノ
イズも低減できる。従って、PSDの中心位置を∞の被写
体からの反射光による結像点の重心位置から投光素子と
反対方向へシフトした位置に配置することによって上述
の二律背反する問題を解決することができる。 ところが、実際には、シフトすると信号検出回路の特
性と相俟って別の不具合を引き起こすことになる。次に
これを詳細に説明する。 第21図に示すように、PSD1で発生した信号光電流I_p1,
I_p2はオペアンプ3,3Aおよびトランスジスタ2,2Aからな
るプリアンプで構成された信号検出回路によって検出さ
れるのであるが、この時信号光電流I_p1,I_p2は、バイア
ス電流I_B1,I_B2に重畳して検出されることになるので、
バイアス電流を考慮した光電流I_1b,I_2bは I_1b＝I_P1＋I_B1 ………（15） I_2b＝I_p2＋I_B2 ………（16） となる。上記光電流I_1b,I_2bを前記第12図の距離演算回
路に入力して例えば前記の（５）式で示されるような距
離演算を行なうと、その演算出力I₀は、 となる。ここで、光電流I_p1,I_p2は前記の（２），
（３）式で示されるように I_p1＋I_p2＝Ｉ_φ ………（20） で表わされる。上記の（20）式で与えられるＩ_φは、距
離の２乗に従って小さくなってゆき∞で０となる反射光
の全受光光量を光電変換して得られた全光電流である。
よって、距離演算出力I₀は、 となる。そこで、被写体が近距離で Ｉ_φ＞I_B1＋I_B2のとき 被写体が遠距離でＩ_φ＜I_B1,I_B2のとき となる。上記（22），（23）式から、測距演算出力I₀は
被写体が比較的近距離では、距離の逆数に比例した直線
関係をもち、被写体が∞では、信号光電流I_p1,I_p2に重
畳したバイアス電流I_B1,I_B2によって決まる値に収束す
ることになる。第22図はこの様子をグラフにしたもの
で、バイアス電流I_B1,I_B2が重畳されていないで信号光
電流I_P1,I_p2のみのときは、∞の被写体距離では演算出
力I₀は に収束する筈だが、実際には、バイアス電流のため に収束する。つまり、被写体距離ａの逆数と測距演算出
力I₀がリニアな関係にならず、１個の測距演算出力値が
２個の被写体距離に対応する領域A₂ができてしまい、測
距不可能となる不具合が発生する。 このような測距演算出力直線の非線形性の問題は、バ
イアス電流比によって起こるだけでなく、測距回路にラ
ンダムに発生するノイズによっても引き起こされる。ノ
イズの影響は、前記第18図，第19図に示すように、被写
体距離が遠くなる程大きくなる傾向がある。これを次に
数式を用いて考察する。 測距回路に発生するノイズをI_N1,I_N2とすると、上記
（15），（16）式は I_1b＝I_p1＋I_B1＋I_N1 ……（24） I_2b＝I_p2＋I_B2＋I_N2 ……（25） となる。これを後段の距離演算回路に入力して、例えば
前記（５）式で示されるような距離演算を行なうと、そ
の出力I₀は となる。但し、光電流I_p1,I_p2は前記（18），（19），
（20）式で表わされる。 となる。そこで、被写体が近距離でＩ_φ＞I_B1,I_B2,I_N1,
I_N2のとき となる。また被写体が遠距離でＩ_φ＜I_B1,I_B2,I_N1,I_N2
のとき となる。 これを図示したのが第23図（Ａ），（Ｂ）である。第
23図（Ａ）はバイアス電流の影響を受けないように、∞
の被写体からの反射光による結像の重心位置とPSDの中
心とを同じにしたものである。従って、ノイズの大きさ
が信号光電流よりも大きくなるような遠距離において
は、ノイズ幅A₃は曲線l₅とl₆で囲まれる領域まで大幅に
増大するから、前述したような測距演算出力の非線形性
の問題と同様な問題がノイズによって発生する。 この問題を解決するためにバイアス電流I_B1,I_B2をノ
イズ電流I_N1,I_N2に比して大きくすると、曲線l₇とl₈と
で囲まれた領域となるからノイズ幅A₄を抑圧することは
できる。しかしながら、バイアス電流を大きくし過ぎる
と、上記の（27）式は となり、測距演算出力は全入射光量を光電変換して得ら
れた全光電流Ｉ_φの影響を受けてしまう。この全光電流
Ｉ_φは被写体の反射率の函数なので、被写体距離が同一
でも、第23図（Ｂ）に示すように、被写体の反射率によ
って演算出力は異なった値となってしまうことになる。 本発明は上記の事情に鑑みてなされたもので、バイア
ス電流比と受光光学系の配置、またはノイズによって生
じる測距演算出力の非線形性の問題を解決し、従来のも
のより測距範囲を拡大し、且つ測距精度も向上させた距
離検出装置を提供することを目的とする。 ［課題を解決するための手段および作用］ 本発明における第１の距離検出装置は、被写体に光束
を複数回、投射する投光手段と、この投光手段から基線
長だけ離れた位置に配置され、上記被写体からの反射光
を受光し、受光位置に応じた光電変換信号を発生する受
光手段と、上記光電変換信号を受けて被写体距離を演算
する演算装置と、この演算手段からの演算出力を複数回
積算する積算手段と、上記光電変換信号と所定レベルと
を比較する比較手段と、この比較手段による比較の結果
に応じて、上記光電変換信号に基づいて上記演算手段に
よる上記演算および上記演算手段による上記演算出力の
積算を行うか否かの制御を行う制御回路手段と、を具備
し、また、本発明における第２の距離検出装置は、上記
第１の距離検出装置において、上記被写体距離が遠方に
ある場合に、上記演算手段による上記演算出力が所定値
となるバイアス電流を出力する回路手段を有し、上記制
御回路手段は、上記光電変換信号に基づいて上記積算を
行わないと判断した場合に上記バイアス電流に基づいて
上記積算を行うことを特徴とする。

【実 施 例】

本発明の距離検出装置は、第１図にその概念図を示す
ように、 被写体に光束を投射する投光手段29と、この投光手段
から基線長だけ離れた位置に配置され、上記被写体から
の反射光を受光して受光位置に応じた光電変換信号を発
生する受光手段30と、上記光電変換信号を受けて被写体
距離を演算する演算手段31と、所定距離に対応した信号
を発生する信号発生手段32と、上記光電変換信号と所定
レベルとを比較する比較手段33と、上記比較の結果、所
定レベルを超える場合には上記演算手段31の出力を選択
し、所定レベルを超えない場合には信号発生手段32の出
力を選択する選択手段34と、を具備したことを特徴とす
るものである。 以下、図面を参照して本発明を具体的に説明する。 第２図（Ａ），（Ｂ）は、本発明を適用することによ
って使用可能となる測距光学系の配置を示すもので、投
光素子にはIRED68を、受光素子にはPSD1をそれぞれ使用
しており、投光レンズ26によって投光素子68から被写体
に向かって投射された投光光軸に平行に、受光レンズ27
の主点を通って入射する光線が受光素子１に交わる点P₁
が、∞の被写体の反射光による結像点の重心位置であ
る。そして、投光素子68と受光素子１の位置関係は、第
２図（Ａ），（Ｂ）に示されるように、必ず受光素子１
（PSD）の中心P₂が、上記点P₁に対して基線長方向に沿
って投光素子68の反対方向へ距離Δｘだけシフトしてい
るものとする。光学系をこのように配置することによっ
て従来のものよりも測距範囲を拡大し、また測距精度を
向上させることができる。 第３図は、本発明の第１実施例を示す距離検出装置の
処理回路である。この処理回路は、PSD1から出力される
第１の光電流I₁および第２の光電流I₂からそれぞれ背景
光電流成分を除去して増幅し、検出する光電流検出回路
80および80Aと、これら光電流検出回路80,80Aの出力電
流により、前記第12図に示す距離演算回路と同じ演算、 を行なう演算手段81と、上記光電流検出回路80,80Aの出
力電流の和をダイオード13に通電することによって得ら
れる準方向電圧を所定レベルと比較し、所定レベルを上
廻っているとき“H"レベルを、下廻っているとき“L"レ
ベルを出力する比較手段82と、この比較手段82の出力論
理信号を受けて所定レベルを上廻っているとき、上記演
算手段81の出力を、下廻っているとき後述する信号発生
手段84の出力をそれぞれ選択して出力する選択手段83
と、所定距離に対応する信号を出力する信号発生手段84
とからなる。 上記光電流検出回路80においては、PSD1の光電流I₁を
電流増幅するトランジスタ２に、オペアンプ３によって
帰還がかけられ、その結果、トランジスタ２のベース入
力抵抗は等価的に数Ω程度に下げられるので、光電流I₁
はPSD1の信号電流分割比に影響することなく、トランジ
スタ２のベースに流入することができる。このトランジ
スタ２で光電流I₁はβ倍され、次のカレントミラー回路
を構成するトランジスタ8,9を経てトランジスタ９のコ
レクタ電流としてβI₁が出力される。 背景光部分は、オペアンプ5,コンデンサ7,トランジス
タ４によって構成される背景光除去回路によって除去さ
れる。上記オペアンプ５の非反転入力端には基準電圧Vr
ef1が、反転入力端にはオペアンプ３の出力がそれぞれ
印加されているので、背景光電流がトランジスタ２のベ
ースに流れ込むと、オペアンプ３の出力電位が下がるた
め、オペアンプ５の反転入力端が非反転入力端に対して
低くなり、オペアンプ５の出力端は“H"レベルとなる。
すると、トランジスタ４が増々電流を流すため、トラン
ジスタ２のベースに流入していた背景光電流はトランジ
スタ４を介してグランドに排出されることになる。これ
によってトランジスタ２へのベース入力電流が減少し、
オペアンプ５の反転入力端の電位は高くなる。このよう
なフィードバックループによって背景光電流成分は、ト
ランジスタ４よりすべてグランドに排出される。一方、
信号光電流成分は周波数が高いため、コンデンサ７によ
って前記したフィードバックがかからず、トランジスタ
２のベースに流入する。このように、信号光電流のみが
トランジスタ２のベースに流入し、増幅されてトランジ
スタ８のコレクタ電流として演算手段81に出力される。
また、PSD1の第２の光電流I₂も上記光電流検出回路80と
同様に構成された光電流検出回路80Aで同様に処理され
たのち、演算手段81に出力される。 この演算手段81は、前記第12図に示した距離演算回路
にダイオード85,86を付加したものである。このダイオ
ード85には光電流検出回路80から信号光電流βI₁が、ま
た、ダイオード86には光電流検出回路80Aから信号光電
流βI₂がそれぞれ供給されているので、比較手段82のダ
イオード13には信号光電流I₁とI₂の和のβ倍の電流が流
れることになる。 比較手段82のダイオード13の飽和電流をIs,ダイオー
ド13のカソードに印加されている基準電圧をVref2とす
れば、ダイオード13のアノードの電位V₁₃は、 となり、信号光電流の大きさを表わす。この電位V₁₃に
は、コンパレータ19で上記基準電圧Vref2より若干高め
に設定された所定レベルの基準電圧Vref3と比較され
る。よって、I₁＋I₂が所定レベルより小さいときは、コ
ンパレータ19の出力は“L"レベル,I₁＋I₂が所定レベル
より大きいときは、“H"レベルとなる。 信号発生手段84は、ここでは定電流源89である。ここ
で定電流源89の定電流値は、被写体距離が∞に対応する
演算手段82の回路出力の理論値と略等しく対応するか、
もしくは演算手段82の演算直線の傾きが正のときには、
上記理論値よりも小さく、負のときは大きくなるように
設定される。 この信号発生手段84の出力は、演算手段81および比較
手段82からの出力と共に選択手段83に供給される、比較
手段82のコンパレータ19の出力の“H",“L"にしたがっ
てトランジスタ92はオフ，オンし、トランジスタ93はオ
ン，オフするから、出力端outには、信号光電流の大き
さI₁＋I₂が所定レベルより大きいとき、演算手段81から
の出力が出力され、逆に小さいとき、信号発生手段84か
らの出力が出力される。 第４図（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）は、上記第１実施例の
出力特性を示す線図である。即ち、（Ａ），（Ｂ），
（Ｃ）は信号発生手段84の出力の値をそれぞれ設定した
もので、第４図（Ａ）（Ｂ）は、信号発生手段84の出力
を、被写体距離が∞に対応する演算手段82の出力の理論
値と略等しくした場合、第４図（Ｃ）は演算手段82の出
力の出力直線の傾きが正であるから前記理論値よりも小
さく設定した場合である。 このように、バイアス電流と受光光学系の配置、また
はノイズによって生じる測距演算出力の非線形性のあら
われる箇所以前に測距演算出力は演算手段82の出力から
信号発生手段84の出力に切り換わるため、前記問題は根
本的に解消される。 第５図は、本発明の第２実施例を示す距離検出装置の
処理回路の概要である。この第２実施例では、演算手段
と信号発生手段と選択手段とが一体となり、且つ信号発
生手段からの出力が演算手段を経由して出力される点が
上記第１実施例と異なり、その他の構成は上記第１実施
例と同じである。 PSD1からの信号光電流I₁とI₂の和が、所定レベルに相
当する準電圧Vref4より低いとき、コンパレータ19の出
力は“L"となり、トランジスタ100,101はオフするか
ら、定電流源94,95の出力電流I_B1,I_B2がバイアス電流と
して圧縮ダイオード98,99に流れる。このバイアス電流I
_B1,I_B2は、信号光電流I₁,I₂およびノイズI_N1,I_N2よりも
大きく設定されているため、出力端子102より出力され
る測距演算出力はI_B1,I_B2のバイアス電流比で決まる値
になり、ノイズ幅は小さい。逆にI₁＋I₂が所定レベルよ
り大きいときは、コンパレータ19の出力は“H"となるか
ら、トランジスタ100,101はオンし、圧縮ダイオード98,
99にはバイアス電流I_B1,I_B2は流れなくなり、ダイオー
ド98,99には信号電流のみ流れる。よって、端子102より
出力される測距演算出力は、信号光電流I₁,I₂の比で決
まる値となる。 第６図は、本発明の第３実施例を示す距離検出装置の
処理回路の概要である。この第３実施例では、測距信号
を電圧信号として取扱うために、前記第16図に示した距
離演算回路を演算手段として使用し、信号発生手段に定
電圧源Ｖ_φを、また選択手段にアナログスイッチ103,10
4およびインバータ105を使用して信号の切換えを行なっ
ている点が上記各実施例と異なるだけなので、その作用
において異なるところはない。 第７図は、本発明の第４実施例を示す距離検出装置の
処理回路図の概要である。この第４実施例では、演算手
段と信号発生手段と選択手段とが上記第２実施例と同じ
ように一体化されると共に、演算手段が上記第３実施例
と同じように電圧信号として取扱われている点を除け
ば、上記各実施例と異なるところはない。従って、その
作用も同じである。 第８図は、本発明の距離検出装置における測距回路部
の更に具体的な実施例で、上記各実施例における処理回
路も含めて説明する。なお、第９図は、上記第８図中の
制御回路部25から供給される信号のタイミングチャート
である。この距離検出装置は、測距対象に光パルスを投
射する投光回路部21と、測距対象からの反射光を受光し
て光電流を検出する光電流検出回路部22と、この光電流
を流した圧縮ダイオードの両端に生じる電圧から被写体
の距離情報を求める演算出力回路部23と、この演算出力
回路部23の出力をA/D変換するカウント回路部24と、上
記各回路部に制御信号を送出する制御回路部25とから構
成されている。 第８図において、投光回路部21の投光素子であるIRED
（赤外発光ダイオード）68は、トランジスタ67,抵抗66,
69およびオペアンプ65で構成されている定電流駆動回路
により定電流ドライブされる。この定電流駆動回路のオ
ン・オフを制御するトランジスタ70のベースが抵抗71,7
4を介して制御回路部25の端子T₁に接続されており、こ
のIRED68から第９図に示される“投光波形”で投射され
る赤外光のオン・オフ制御は、制御回路部25の端子T₁の
出力信号（第９図参照）により行なわれる。 光電流検出回路部22はプリアンプ回路，および背景光
除去回路部から構成されている。PSD1の一方のアノード
から得られる第１の光電流I₁は、光電流検出回路部２の
トランジスタ2,8,9,4、オペアンプ3,5で構成される回路
により前置増幅され、背景光を除去された後、対数圧縮
ダイオード11に流入される。 PSD1の一方のアノードから得られる第１の光電流I₁を
増幅するオペアンプ３は、トランジスタ２によって帰還
がかけられるように、その出力端をトランジスタ２のエ
ミッタに、反転入力端子をベースにそれぞれ接続されて
おり、トランジスタ２のベースの入力インピーダンスは
等価的に数百Ω程度に下げられるため、PSDの光電流比I
₁:I₂に影響を与えることなく上記信号I₁はすべて上記ト
ランジスタ２のベース電流としてベースに入力される。
トランジスタ２の電流増幅率β倍に増幅された信号は、
第１のカレントミラー回路敬を形成する次段のトランジ
スタ8,9,9′,9″に供給されるようになっている。そし
て、トランジスタ９のコレクタは、電流をシンクする定
電流源10と背景光除去回路部のオペアンプ５の非反転入
力端子に接続されている。 このオペアンプ５は、非投光時にトランジスタ６が制
御回路部25の端子T₁の出力信号の“H"（定電流源10と1
0′は同じであるので、ダイオード11′には上記パルス
成分のみが流れることになる。）レベルが抵抗74,73を
通じてベースに与えられることによりオンするとアクテ
ィブとなり、その出力端に接続されたコンデンサ７に、
この背景光の明るさに応じた電荷を蓄積すると共に、同
コンデンサ７とトランジスタ４とで構成されたフィード
バックループによってPSD1の背景光による光電流成分
と、オペアンプ３のバイアス電流成分をトランジスタ４
のコレクタ電流としてグランドラインに排出する。その
結果として、トランジスタ２のコレクタ電流は、背景光
の大きさによらず定電流源10の定電流値に応じた一定値
となる。投光時には、トランジスタ６がオフするからオ
ペアンプ５がノンアクティブとなるが、コンデンサ７に
蓄積された電荷によりトランジスタ４が背景光による光
電流をグランドラインに排出し続けるので、PSD1の一方
のアノードから得られる第１の光電流から背景光による
光電流を除いたパルス光成分はトランジスタ２でβ倍さ
れて第１のカレントミラー回路8,9″によって折り返さ
れ圧縮ダイオード11′に注入される。 上述の説明と同様に、PSD1の他方のアノードから得ら
れた第２の光電流I₂は、トランジスタ2A,8A,9A,4Aおよ
びオペアンプ3A,5Aからなる同様の回路で処理され、ダ
イオード11′Ａのアノードから検出される。 トランジスタ15,18およびトランジスタ15A,18Aはそれ
ぞれ第２のカレントミラー回路を形成している。これら
第２のカレントミラー回路の定電流は、トランジスタ3
5,36,37および定電流源38で構成されている第３のカレ
ントミラー回路によって与えられるようになっている。
定電流源38の電流値をI_Bとすれば、カレントミラー回路
の性質から、トランジスタ35,36,37の各コレクタ電流は
何れもI_Bとなる。 トランジスタ36はトランジスタ18と直列に接続されて
いるから、トランジスタ18を流れる電流は上記定電流I_B
である。ところで、一方の第２のカレントミラー回路を
形成しているトランジスタ15と18のエミッタにそれぞれ
抵抗16と可変抵抗17が接続されているので、可変抵抗17
と抵抗16とが等しい抵抗値であれば、トランジスタ15を
流れるバイアス電流I_B1も、上記定電流源38の電流値I_B
に等しくなるが、後述するように、可変抵抗17は信号発
生手段から出力される信号レベルを調整する目的で可変
調整されるものであるので、一般にはI_B1≠I_Bである。
トランジスタ18Aはトランジスタ35に直列なので、他方
の第２のカレントミラー回路を構成するトランジスタ15
A,18Aを流れる電流I_B2はI_Bに等しいから、結局、一般的
には、I_B1≠I_B2となる。 即ち、上記可変抵抗17を可変することによりバイアス
電流I_B1を増減することができるので、これによってバ
イアス電流比 を任意に設定できることになる。 定電流源12は定電流源10,10Aの和と等しいのでダイオ
ード13に流れる電流は信号光電流β・（I₁＋I₂）とな
る。そこで、全光電流I₁＋I₂が大きければ、オペアンプ
19の出力端が“H"レベルとなるためトランジスタ14がオ
ンし、トランジスタ35,36がオフするから、ダイオード1
1′,11′Ａにはバイアス電流I_B1,I_B2が流れなくなる。
一方、全光電流I₁＋I₂が小さければ、オペアンプ19の出
力が“L"レベルとなるから、トランジスタ14がオフしダ
イオード11′,11′Ａにはバイアス電流I_B1,I_B2がそれぞ
れ流れることになる。 このようにして、圧縮ダイオード11′あるいは11′Ａ
のアノードに得られた信号電圧は、演算出力回路部23の
トランジスタ41と42のベースに供給される。 演算出力回路部23は、トランジスタ41,42,44〜46と定
電流源43からなり、測距演算出力を得るための対数伸長
回路を構成している。作動増幅器を形成しているトラン
ジスタ41,42の各ベースは、上記圧縮ダイオード11′と1
1′Ａの各アノードに直接、あるいは図示しない緩衝増
幅器を介して接続され、各エミッタは定電流源43に共通
に接続されている。トランジスタ42のコレクタは、カレ
ントミラー回路を形成しているトランジスタ44〜46の各
ベースとトランジスタ44のコレクタとに接続されてい
る。 ところで、上記ダイオード11′,11′Ａにそれぞれ流
れる電流は、前記PSD1の各アノードから得られた光電流
I₁＋I₂と、上記バイアス電流I_B1,I_B2との和である。す
なわち、前記した電流I_1b,I_2bは、 である。 従って、トランジスタ42のコレクタ電流Icは、定電流
源43の定電流をI_Eとすると、 となる。この（31）式で示される電流Icは前記（21）式
で示された演算出力に係数I_Eが掛けられたものに相当し
ている。 この（31）式に上記（30）式を代入すれば、 となる。 従って、トランジスタ42のコレクタ電流Icを測定すれ
ば被写体までの距離を求めることができることになる。
この電流Icはカレントミラー回路の性質から、トランジ
スタ46のコレクタにも流れ、このトランジスタ46のコレ
クタ電流Icが演算出力となる。この演算出力回路部23で
は、トランジスタ41を流れるコレクタ電流をI_c1とする
と、 が成立するように作動する。 ここで、上記バイアス電流I_B1,I_B2は、前述したよう
に、第１の光電流I₁,第２の光電流I₂に重畳してそれぞ
れ圧縮ダイオード11′,11′Ａを流れることになるの
で、ここで電子の電荷をq,絶対温度をT,ボルツマン定数
をk,逆方向飽和電流をIsとすると、サーマルボルテージ
をV_Tとおき、簡単のため背景光がないと考えると、被写
体距離が充分に遠くて光電流I₁,I₂が充分に小さいと
き、ダイオード11′,11′Ａのアノード電位V₁,V₂は、 となる。 つまり、この場合、圧縮ダイオード11′,11′Ａのア
ノードの電位はバイアス電流I_B1,I_B2のみによって定ま
ることになる。従って、このときの演算出力Icは上記
（32）式から となる。 次に、被写体が充分に近くて、PSD1からの光電流I₁,I
₂が大きな場合には、圧縮ダイオード11′,11′Ａのアノ
ードの電位V₁,V₂は、 となるので、この場合、上記（32）式から となる。 従来の測距回路においては、I_B1≒I_B2としていたので
演算出力Icは となるものであったが、この実施例では、バイアス電流
I_B2を定電流源38のI_Bに等しく一定とし、バイアス電流I
_B1についてはトランジスタ15,18と抵抗値R₁の抵抗16お
よび抵抗値R₂の可変抵抗17によって、 なる関係式を満足するように可変抵抗17を調整してい
る。こうすることにより、バイアス電流比 を任意に設定して第４図に示されたような距離−出力関
係となるようにしている。なお、本実施例では可変抵抗
を用いて調整しているが、必ずしも調整することが必要
なのではなく、あらかじめ決められたバイアス電流比に
固定されるよう固定抵抗としても良い。 カウント回路部24は、上記トランジスタ46のコレクタ
電流から測距演算出力のバックグランド成分を除去した
成分を計測して制御回路部25に内蔵されているカウンタ
機構（図示せず）でディジタル計測するものである。 測距演算出力のバックグランド成分を記憶し保持する
回路を制御するトランジスタ48は、ベースが抵抗75を介
して制御回路部25の端子T₂に接続されており、制御回路
部25の端子T₂の出力信号（第９図参照）によりオン，オ
フ制御される。つまり、非投光時に上記トランジスタ48
がオンするようになっている。トランジスタ48がオンの
ときは、オペアンプ47,トランジスタ50およびコンデン
サ49よりなるフィードバックループにより、トランジス
タ50には上記（32）式で与えられるコレクタ電流Icが流
れ、トランジスタ50とトランジスタ51はカレントミラー
回路を形成しているので、このときトランジスタ51にも
電流Icが流れる。そして、このときコンデンサ49には背
景光に相当する電荷が蓄えられるが、非投光時の電流Ic
はI₁＝I₂＝０であるので、このとき前述したように前記
（32）式より、コンデンサ49に蓄えられる電荷は、トラ
ンジスタ50,51が下記の電流量をグランドに排出するだ
けのものが貯えられることとなる。 つまり、トランジスタ51は被写体距離∞時の演算出力
をグランドに排出する役割を果す。投光時には、トラン
ジスタ48がオフしてオペアンプ47が不動作となるからコ
ンデンサ49の保持電荷によってトランジスタ51の排出電
流量は保持されることになる。 このようにして、コンデンサ52には、投光ごとに有効
被写体距離時の演算出力から∞被写体距離時の出力を引
いた電流が流れて電荷が蓄積されていくことになる。オ
ペアンプ53は上記コンデンサ52のリセットをするための
もので、その制御用のトランジスタ54のベースは抵抗76
を介して制御回路部25の端子T₃に接続されている。従っ
て、この端子T₃の出力信号（第９図参照）により、トラ
ンジスタ54には、オンしてコンデンサ52の電位を基準電
圧Vref1にセットし、投光開始の直前にオフしてオペア
ンプ53を動作不能とする。その後はコンデンサ52の電位
は、同コンデンサ52への注入電流によって増加してい
く。 所定回数の投光が終ると、第９図のタイミングチャー
トに示すようにその端子T₄がＨ→Ｌとなるのでトランジ
スタ63がオフし、トランジスタ55でコンデンサ52を放電
していく。同時に制御回路部25に内蔵されたカウンタが
働き、コンパレータ62の出力がＨになるまでカウントを
続ける。コンパレータ62は、コンデンサ52の両端電圧が
基準電圧Vref1より小さくなると、ＬからＨに変化す
る。コンデンサ52の放電速度は、定電流源61と抵抗58,5
9とトランジスタ57,60によって決定される。抵抗59は可
変抵抗であって、これを変化させることによって任意の
ディスチャージ速度を設定できる。このようにして被写
体距離に応じた出力を制御回路部25内のカウンタのカウ
ント値として得ることができる。 ところで、上記距離検出装置において、可変抵抗17の
調整は、次のような手順で行なわれる。 （イ）比較的近距離の２箇所を測距して、被写体距離が
a₁のときのカウント値をc₁とし、a₂のときのカウント値
をc₂とする。 （ロ）∞カウント値の演算を行ない、∞カウント値ｃ_∞
を により求める。この（38）式は、２箇所の測距値（1/
a₁,c₁）、（1/a₂,c₂）から第４図（Ａ）に示すような直
線l₀を求め、∞の測距値、つまり縦軸との交点P₄の座標
を計算するための計算式である。 （ハ）受光部を遮光してカウント値がｃ_∞に略等しくな
るように可変抵抗17を調整する。 以上が、この距離検出装置における可変抵抗17の調整
法である。 また、上記各実施例では、説明の都合上、受光素子と
してはPSDを用いて説明したが、この受光素子はこれら
に限られるものではなく、例えばSPD（シリコン・フォ
ト・ダイオード）を第10図（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）に示
すように２分割したSPD₁,SPD₂としたもの等を使用して
もよい。即ち、この場合には２分割されたSPD₁,SPD₂に
わたる受光スポット像の光量が半々になる位置が、PSD
の中心位置に相当することになる。このことを考慮して
光学配置を行なえばよい。 ［発明の効果］ 以上述べたように本発明によれば、 （１）バイアス電流比と受光光学系の配置またはノイズ
によって生じる測距演算出力の非線形性の問題が解決さ
れ、また被写体反射率の影響もなくなる。 （２）従来の装置よりも測距範囲が拡大でき、また測距
精度も向上させるができる。 （３）更に、使用する受光素子の面積も小さなもので良
いので、受光素子のコストが安価になり、歩留りが向上
し、信頼性も向上する。 （４）また、従来の装置では10μｍ程度のオーダーで調
整する必要のあった投光素子−受光素子間距離の調整が
不要なので、生産性も向上し、ひいては安価で信頼性の
高い装置が生産可能となる。 （５）上記（４）の効果、多数の投光素子および受光素
子をもつ測距装置においては絶大な効力を発揮する 等の顕著な効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の距離検出装置の概念図、 第２図（Ａ），（Ｂ）は、本発明の距離検出装置におけ
る測距光学系の配置図、 第３図は、本発明の第１実施例を示す距離検出装置の処
理回路の要部の回路図、 第４図（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）は、上記第３図における
被写体距離の逆数に対する演算出力の関係を示す線図
で、（Ａ），（Ｂ）は信号発生手段からの出力信号を被
写体距離が∞のときの演算手段出力の理論値と略等しく
設定した場合を、（ｃ）は演算手段出力の理論値より小
さく設定した場合をそれぞれ示す線図、 第５図は、本発明の第２実施例を示す距離検出装置の処
理回路の要部の回路図、 第６図は、本発明の第３実施例を示す距離検出装置の処
理回路の要部の回路図、 第７図は、本発明の第４実施例を示す距離検出装置の処
理回路の要部の回路図、 第８図は、本発明の距離検出装置の測距回路の回路図、 第９図は、上記第８図における制御回路部から出力され
る各信号のタイミングチャート、 第10図（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）は、本発明の距離検出装
置における受光素子の他の例をそれぞれ示す平面図、 第11図は、本発明に用いられる三角測距の原理を説明す
るための概略図、 第12図は、従来の距離検出装置における距離演算回路の
一例を示す回路図、 第13図は、上記第12図における演算出力−被写体距離の
関係を示す特性線図、 第14図は、従来の距離検出装置における距離演算回路の
他の例を示す回路図、 第15図は、上記第14図における演算出力−被写体距離の
関係を示す特性線図、 第16図は、従来の距離検出装置における距離演算回路の
更に他の例を示す回路図、 第17図は、上記第16図における演算出力−被写体距離の
関係を示す特性線図、 第18図，第19図は、従来の距離検出装置における光電流
検出回路にランダムノイズが重畳された場合の演算出力
−被写体距離の関係を示す特性線図で、第18図は傾斜の
小さい場合、第19図は大きい場合をそれぞれ示す線図、 第20図（Ａ），（Ｂ），（Ｃ），（Ｄ），（Ｅ）は、三
角測距の原理を説明するもので、（Ａ）は従来例、
（Ｂ）は基線長を２倍にした場合、（Ｃ）は受光レンズ
の焦点距離を２倍にした場合、（Ｄ）はPSDの全長を半
分にした場合、（Ｅ）はPSDの中心を投光手段から遠ざ
かる方向にシフトした場合、をそれぞれ示す説明図、 第21図は、PSDを上記第20図（Ｅ）のように配置した場
合に生じる問題点を説明するための信号光検出および測
距演算回路の要部の回路図、 第22図は、上記第21図における被写体距離が∞に近い場
合の演算出力−被写体距離の関係を示す特性線図、 第23図（Ａ）は、従来の距離検出装置における光電流検
出回路にランダムノイズが重畳された場合の演算出力−
被写体距離の関係を示す特性線図で、第23図（Ｂ）は被
写体の反射率に対応する上記線図の変動を示す線図であ
る。 １……PSD（受光手段） 28……被写体 29……投光手段 30……受光手段 31,81……演算手段 32,84……信号発生手段 33,82……比較手段 34,83……選択手段

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】被写体に光束を複数回、投射する投光手段
   と、 この投光手段から基線長だけ離れた位置に配置され、上
   記被写体からの反射光を受光し、受光位置に応じた光電
   変換信号を発生する受光手段と、 上記光電変換信号を受けて被写体距離を演算する演算装
   置と、 この演算手段からの演算出力を複数回積算する積算手段
   と、 上記光電変換信号と所定レベルとを比較する比較手段
   と、 この比較手段による比較の結果に応じて、上記光電変換
   信号に基づいて上記演算手段による上記演算および上記
   積算手段による上記演算出力の積算を行うか否かの制御
   を行う制御回路手段と、 を具備することを特徴とする距離検出装置。
2. 【請求項２】上記被写体距離が遠方にある場合に、上記
   演算手段による上記演算出力が所定値となるバイアス電
   流を出力する回路手段を有し、上記制御回路手段は、上
   記光電変換信号に基づいて上記積算を行わないと判断し
   た場合に上記バイアス電流に基づいて上記積算を行うこ
   とを特徴とする請求項１に記載の距離検出装置。