JP2600558B2 - 磁気記録再生装置における磁気ヘッド位置制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、ビデオテープレコー
ダ、ディジタルテープレコーダなどの磁気記録再生装置
において、アクチュエータによって磁気テープの長さ方
向の位置を制御される可動磁気ヘッドを回転ドラムに備
えた磁気記録再生装置における磁気ヘッド位置制御装置
に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＶＴＲなどの磁気記録再生装置において
磁気テープに記録されたデータを正確に再生するために
は、磁気ヘッドは記録トラックに忠実に追従しなければ
ならない。従って、この記録トラックに忠実に追従する
目的のために、従来の改良されたＶＴＲにおいては、磁
気ヘッドの位置を制御してトラッキングをとることが行
われていた。

【０００３】そしてこのために、磁気ヘッドは、回転ド
ラム上にアクチュエータを介してトラッキング方向に偏
向自在に設けられることによってトラックずれが防がれ
ているとともに、早送り再生などの特殊再生時において
も、大きな振幅でトラッキング方向への磁気ヘッド移動
を行うことによって各種の良好な早送り同期再生が行わ
れる。

【０００４】図４７はピエゾ電気バイモルフ素子５００
の一例を示す外観図である。ピエゾ電気バイモルフ素子
５００は、回転ドラム５２０の直径方向反対側に対称的
に一対設けられ、それぞれ磁気ヘッドＨが搭載されてい
る。

【０００５】図４８は、図４７に示すバイモルフ素子５
００の改良例で、バイモルフ素子５００の有効長が図４
７に示すものより長く取れるよう回転ドラム５２０の周
囲に沿ってそれぞれ半周分アーク状に延びた形状を有す
る。図４９も同様に、図４７に示すバイモルフ素子５０
０の改良例で、バイモルフ素子５００の有効長が図４７
より長くなるよう各バイモルフ素子５００は回転ドラム
５２０の弦と平行に配置されている。

【０００６】図５０はバイモルフ素子５００が磁気ヘッ
ドＨを駆動するときの状態を示したもので、半径Ｒの実
効長をもったバイモルフ素子５００が角θだけ屈曲する
と、ξで示されるよう磁気ヘッドＨが移動する。図５１
は、バイモルフ素子５００が駆動されるときの磁気ヘッ
ドＨの傾き量（図５０におけるθ）とバイモルフ有効長
との関係を、幾何的に求めたもので、横軸はバイモルフ
有効長を、縦軸は磁気ヘッドＨの傾き量を表している。
また、図５２は、ピエゾ電気バイモルフ素子５００の周
波数特性の一例を示した図である。

【０００７】そして、このようなバイモルフ素子の屈曲
によってトラッキングを行うための磁気ヘッドの位置制
御においては、磁気ヘッドおよび駆動アクチュエータの
バネ質量系の機械的共振のダンピングを含めて正確に制
御しなければならない。

【０００８】図５３は、例えば、特開昭５２−１１７１
０７号公報に示された、従来のバイモルフアクチュエー
タを用いた磁気ヘッド駆動装置のブロック回路図であ
る。この従来のバイモルフアクチュエータを用いた磁気
ヘッド駆動装置は次の構成要素を備えている。

【０００９】磁気ヘッドＨをテープの走行方向に直交し
て所定位置に移動させて所望のトラッキング制御を行う
ために印加された電圧に応じて曲がり動作を行う上述し
たピエゾ電気バイモルフ素子５００：ピエゾ電気バイモ
ルフ素子５００の一部に形成されたピエゾ電圧発生器か
らなるセンサ５０１：このセンサ５０１に負荷をほとん
ど与えることなく検出電圧を増幅する高入力インピーダ
ンスの増幅器５０２：高インピーダンス増幅器５０２か
らの出力と、後に述べるポテンショメータ５０９からの
出力を加算する加算器５０３：加算器５０３からの出力
を微分する微分器５０４：微分器５０４からの出力信号
の中で、ピエゾ電気バイモルフ素子５００の２次共振特
性および高次共振特性に寄与する信号のみを減衰させる
ように選択されたカットオフ周波数を有するローパスフ
ィルタ５０５：ローパスフィルタ５０５からの出力の位
相遅れを補償するための位相進み回路５０６：位相進み
回路５０６からの出力を可変反転増幅するゲイン可変増
幅器５０７：後述する周波数補償器５１１からの出力信
号とゲイン可変増幅器５０７からの出力信号を加算する
加算器５０８：加算器５０８からの出力信号が供給され
るポテンショメータ５０９：加算器５０８からの出力信
号を増幅して前記バイモルフアクチュエータ５００に所
望の駆動電圧を印加する駆動増幅器５１０。

【００１０】さらに、片持ち支持されたピエゾ電気バイ
モルフ素子５００の自由端に支持された磁気ヘッドＨか
らの出力をビデオ処理するビデオ信号処理回路５１４：
ウオブリングサーボ系を構成するために磁気ヘッドＨの
出力信号からトラッキング補正信号を出力するヘッド位
置調整制御回路５１３：ヘッド位置調整制御回路５１３
からの出力信号および後述する変換器リセット信号発生
器５１２からの出力信号を受けて周波数補償を行なう周
波数補償器５１１：必要に応じて磁気ヘッドＨをトラッ
キングの初期位置に選択的にリセットするために、偏向
可能な支持アーム、すなわち、ピエゾ電気バイモルフ素
子５００に与えるリセット信号を発生する変換器リセッ
ト信号発生器５１２とを備える。

【００１１】この従来のバイモルフアクチュエータを用
いた磁気ヘッド駆動装置の動作に付いて説明する。ピエ
ゾ電気バイモルフ素子５００と一体に構成されたセンサ
５０１は磁気ヘッドＨの瞬間偏向位置を表す信号を発生
する。この出力信号は、ピエゾ電気バイモルフ素子５０
０を駆動する信号に対して９０度の位相遅れを有してい
る。

【００１２】この出力信号は高入力インピーダンスの増
幅器５０２に供給される。なお、この増幅器５０２を高
インピーダンス入力のものとした理由は、センサ５０１
がコンデンサとこれに直列な電圧源と等価であるため、
センサ５０１からの低周波数信号を効果的に結合するた
めにセンサ５０１上の電気的負荷は小さくなくてはなら
ないからである。

【００１３】高インピーダンス増幅器５０２の出力は加
算器５０３に与えられる。加算器５０３の他の入力は、
後に述べるポテンショメータ５０９からの出力信号であ
る。加算器５０３からの出力信号は微分器５０４に与え
られる。この微分器５０４はセンサ５０１からのヘッド
位置信号を微分して、この瞬間ヘッド位置を表すヘッド
位置信号から瞬間ヘッド速度を表す信号に変換する。

【００１４】微分器５０４はハイパスフィルタと同様の
周波数特性を有するため、通過した信号には位相進みが
生じる。この微分器５０４によって生じたヘッド速度信
号はローパスフィルタ５０５に供給される。このローパ
スフィルタ５０５のカットオフ周波数は、バイモルフ素
子５００の２次共振特性および高次共振特性に寄与する
信号を実質的に減衰させるように選ばれている。

【００１５】ローパスフィルタ５０５はそれを通過する
信号にある位相遅れを与えるため、共振位置近くの信号
がこのローパスフィルタによって受ける全位相遅れを補
償するための位相進み回路５０６が設けられており、こ
の位相進み回路５０６はバイモルフ素子５００の共振点
付近の周波数の信号成分が位相進み回路５０６から出力
されるときに０度の位相となるように移相する。

【００１６】この位相進み回路５０６の出力信号はゲイ
ン可変増幅器５０７に入力され、ゲイン可変増幅器５０
７の反転した出力信号はバイモルフ素子の共振振動を減
衰させるために、後述する周波数補償器５１１からの出
力信号と加算器５０８で加算される。

【００１７】この加算器５０８の出力は、駆動増幅器５
１０で増幅されてバイモルフ素子５００に偏向駆動信号
として与えられる。上記ゲイン可変増幅器５０７はバイ
モルフ素子５００の特性のばらつきに対応できるように
ゲインが調整できるように構成される。

【００１８】他方、反共振点付近の信号成分は、バイモ
ルフ素子５００に供給される駆動信号の一部を結合する
ことで効果的に零に調整される。加算器５０８の偏向信
号はポテンショメータ５０９に供給され、このポテンシ
ョメータ５０９の出力は加算器５０３の他方の入力端に
供給されて、高インピーダンス増幅器５０２から入力さ
れるセンサ５０１で検出された偏向位置信号と加算され
る。

【００１９】この偏向信号の位相は、バイモルフ素子５
００を介してセンサ５０１で検出される際に１８０度の
移相を受けるので、偏向信号のうち反共振点付近の周波
数成分は加算器５０３において零調整され、そのためル
ープは反共振点付近の周波数に対して安定化される。以
上のようにしてバイモルフ素子５００のダンピング動作
が行われるので、安定なトラッキング制御が可能となる
はずである。

【００２０】しかしながら、図５３におけるバイモルフ
素子５００は、図４７について説明したように回転ドラ
ム５２０上に配置されているため、ＶＴＲの特殊再生時
などにおける大振幅動作時においては図５０について説
明したように図の上方に変位し、磁気ヘッドＨに傾きθ
が発生することになる。これは、磁気ヘッドＨと磁気テ
ープとの接触状態を劣化させ、特に記録再生信号の高周
波数特性を劣化させる重要な要因となる。

【００２１】この欠点を改善するため、先に引用した図
４８および図４９に示したようにバイモルフ素子５００
の有効長を大きくすることが提案されているが、有効長
を長く取ると図５０におけるヘッド傾きは小さくなる
が、図５２における共振周波数および反共振周波数は低
い方に移動する。

【００２２】一般的なバイモルフ素子においては、１次
共振周波数より高い帯域では位相が１８０度シフトする
特性を有しているため、可動ヘッドを用いたトラッキン
グシステムにおいては、制御帯域を共振周波数より十分
低い周波数に設定する必要がある。

【００２３】もし、１次共振周波数と２次共振周波数も
しくは反共振周波数とが十分離れている場合は、位相進
み補償を行なうことによって、１次共振周波数と２次共
振周波数もしくは反共振周波数との間に制御帯域を設定
することも可能である。しかしながら、有効長があまり
に大きいバイモルフ素子５００ではこの制御帯域が十分
取れず、磁気テープのトラック曲がりにまで十分追従可
能な制御システムを構成することが難しいという問題が
ある。

【００２４】もちろん、上述のような微分回路を用いて
バイモルフ素子５００の共振ピークゲインをある程度小
さくすることはできるが、微分動作が入るために偏向位
置信号に含まれるノイズが相対的に大きくなることから
ダンピングループのゲインを大きく取ることができな
い。

【００２５】以上のように、バイモルフ素子５００を用
いた磁気ヘッド駆動装置では、トラッキング動作時にお
いて磁気ヘッドＨと磁気テープとの良好なコンタクトを
取る（すなわち、ヘッド傾きを小さくする）ことと、こ
のバイモルフ素子５００の機械共振を高い周波数にシフ
トさせあるいは共振ピークゲインを小さくすることとが
トレードオフの関係にあって、これらを両立させること
は困難である。

【００２６】さらに微分回路を用いたダンピング制御回
路においては、位置センサのノイズ成分を増大させてし
まうために性能を向上させるには限界があった。加え
て、ダンピングループを構成する際に位置信号を取出す
ことが必要であるため、回転ドラム内にダンピング用の
回路基板を搭載するか、もしくはスリップリングなどで
位置信号を取り出さねばならないという機械的な制約も
あった。

【００２７】

【発明が解決しようとする課題】従来の磁気ヘッド駆動
アクチュエータのダンピング方法は、先に説明したよう
に、アクチュエータの位置信号を微分してアクチュエー
タの速度を得ていたために、位置信号に含まれるノイズ
が増大してしまうことからダンピング性能が不十分であ
った。

【００２８】また、上記の位置信号を取出す必要がある
ことから位置センサを必要とすることや、位置信号を回
転ドラム外に取り出す場合はスリップリングのチャンネ
ルを増やす必要があるなど、機械的にも複雑な構成とな
るという問題点があった。

【００２９】そしてさらに、共振周波数が機械的なバネ
・質量系で決まってしまうために、アクチュエータの応
答特性の大幅な改善は不可能であった。

【００３０】これに加えて、ドラム回転に起因する負荷
外乱（テープ・ヘッド間の周期的な衝突）に対する剛性
は、バネ・質量系の機械的剛性および磁気回路系の磁気
ダンパ効果によってのみ決まっていたため、機械設計に
は充分な考慮を必要とし、それがアクチュエータ設計の
制約条件となっていた。

【００３１】本発明は上記のような問題点を解消するた
めになされたもので、位置センサや微分器を不要にし、
機械的な変更をすることなしに、安価な電気回路のみに
よって、大きな機械共振を有するアクチュエータにおい
ても、安定した大きなダンピングをかけることのできる
磁気記録再生装置のヘッド駆動アクチュエータのダンピ
ング手段を得ることを目的としている。

【００３２】また、この発明は、バネ・質量系の機械剛
性の低い制御性の劣悪なアクチュエータに対しても、位
置フィードバックループを設けることにより、安価な電
気回路によってアクチュエータ位置信号を正確に検出
し、制御性の良好な、応答性のよいアクチュエータ特性
が得られるように改善することを目的とする。

【００３３】また、この発明は上記のようなバネ・質量
系の機械剛性の低い制御性の劣悪なアクチュエータに対
しても外乱フィードフォワードループを設けることによ
り、安価な電気回路によってアクチュエータにかかる負
荷外乱を正確に検出し、剛性の高いアクチュエータに改
善することを目的とする。

【００３４】さらに、本発明は、従来の可動ヘッド位置
制御装置では可動磁気ヘッドの位置をデッキベースから
の絶対高さによって制御しようとすると、可動磁気ヘッ
ドの位置を検出するための交流磁界発生用コイルの取付
精度がきびしくなり、また、この交流磁界発生用コイル
による交流磁界の検出に回転ドラムに設けられている固
定ヘッドを利用すると、可動磁気ヘッドの高さをこの固
定ヘッドと同じ高さに制御することしかできない。

【００３５】また、上記の交流磁界発生用コイルによる
交流磁界の検出は、回転ドラムの１回転につき１個所で
しか行なわれないので、アクチュエータの可動部剛性を
考慮しないと、振動などにより回転ドラムの１回転の期
間に記録される記録トラックが曲がってしまうなどの問
題があった。

【００３６】この発明は、上記のような問題点を解消す
るために、交流磁界発生コイルの取付精度に無関係に、
可動磁気ヘッドを所定の絶対高さ（デッキベースからの
ヘッド高さ）に維持し得るようにするとともに、回転ド
ラムの１回転内での可動磁気ヘッドの高さずれや振動を
も抑えて、様々なトラックフォーマットの磁気テープ装
置に適用できる、理想的な記録トラックパターンを形成
することができる磁気ヘッド位置制御装置を得ることを
目的とする。

【００３７】

【課題を解決するための手段】磁気ヘッドをトラッキン
グ方向に移動させるための電磁駆動型アクチュエータを
備える磁気記録再生装置において、上記電磁駆動型アク
チュエータに供給されるアクチュエータ駆動電圧とアク
チュエータ駆動電流とから上記電磁駆動型アクチュエー
タの移動速度を推定した推定速度信号を出力するための
ものであって、上記電磁駆動型アクチュエータのモデル
化された各特性をそれぞれ電気的に模擬する等価回路の
組合わせによって構成された状態推定器を設けるととも
に、この状態推定器により推定された推定速度信号を上
記電磁駆動型アクチュエータに上記アクチュエータ駆動
電圧および上記アクチュエータ駆動電流を供給するドラ
イブアンプの入力にフィードバックするダンピング制御
ループを設けてアクチュエータのダンピングを制御する
ようにした。

【００３８】状態推定器は、電磁駆動型アクチュエータ
の駆動コイル抵抗とインダクタンス特性，磁気回路の力
定数，慣性，バネ定数および逆起電力をそれぞれ電気的
に模擬する等価回路を含んで構成することができる。

【００３９】状態推定器は、アクチュエータ駆動電圧を
アクチュエータの駆動コイル抵抗とインダクタンス特性
を電気的に模擬した等価回路を介して逆起電力を含まな
いアクチュエータ駆動電流を推定するとともに、この推
定したアクチュエータ駆動電流と逆起電力の影響を受け
たアクチュエータ駆動電流とを比較することによって、
電磁駆動型アクチュエータの速度を推定することができ
る。

【００４０】状態推定器は、電磁駆動型アクチュエータ
のコイルリアクタンスを含むインピーダンス特性を模擬
した等価回路であってもよい。さらに、電磁駆動型アク
チュエータのコイルリアクタンスを含むインピーダンス
特性を模擬した等価回路としてローパスフィルタを用い
ることができる。そして、状態推定器の出力を電磁駆動
型アクチュエータの共振周波数を中心周波数とするバン
ドパスフィルタを含むダンピング制御ループを介してフ
ィードバックすることができる。

【００４１】また、ダンピング制御ループの内側にアク
チュエータ駆動電流をフィードバックする電流帰還ルー
プを設けることによって、上記電磁駆動型アクチュエー
タの温度変化などによる経時変化を補償することができ
る。

【００４２】状態推定器によって逆起電力を含まないア
クチュエータ駆動電流を推定し、この推定したアクチュ
エータ駆動電流をフィードバックすることによって電磁
駆動型アクチュエータの温度変化などによる経時変化を
補償するようにすることができる。

【００４３】また、状態推定器によって電磁駆動型アク
チュエータの位置を推定した位置推定信号を生成し、こ
の位置推定信号をアクチュエータ駆動電圧にフィードバ
ックすることによって上記電磁駆動型アクチュエータの
見掛けの共振周波数を高くすることができる。

【００４４】さらに、状態推定器によって電磁駆動型ア
クチュエータの負荷外乱を推定した推定外乱信号を生成
し、この推定外乱信号をアクチュエータ駆動電圧にフィ
ードフォワードすることによって上記電磁駆動型アクチ
ュエータの負荷外乱を打ち消すようにしてもよい。

【００４５】可動磁気ヘッドと、この可動磁気ヘッドを
トラッキング方向に移動させるための電磁駆動型アクチ
ュエータとを内部に備える回転ドラムと、この回転ドラ
ムに近接して設けられて所定周波数の交流磁界を発生す
る交流磁界発生手段と、上記可動磁気ヘッドが検出した
上記交流磁界発生手段からの交流磁界によってこの可動
磁気ヘッドの高さ位置を検出して検出位置信号を出力す
る位置検出手段と、上記電磁駆動型アクチュエータの移
動速度を上記電磁駆動型アクチュエータに供給されるア
クチュエータ駆動電圧とアクチュエータ駆動電流とから
上記電磁駆動型アクチュエータの速度を推定した推定速
度信号を出力するためのものであって、上記電磁駆動型
アクチュエータのモデル化された各特性をそれぞれ電気
的に模擬する等価回路の組合わせによって構成された状
態推定器と、この状態推定器により推定された推定速度
信号を上記電磁駆動型アクチュエータに上記アクチュエ
ータ駆動電圧および上記アクチュエータ駆動電流を供給
するドライブアンプの入力にフィードバックするダンピ
ング制御ループと、上記位置検出手段からの検出位置信
号に基づいて上記電磁駆動型アクチュエータを制御して
上記可動磁気ヘッドの高さ位置を制御する可動磁気ヘッ
ド高さ位置制御手段と、を設けて磁気記録再生装置にお
ける磁気ヘッド位置制御装置を構成することができる。

【００４６】

【作用】この発明の主要な構成要素の１つである状態推
定器は、電磁駆動型アクチュエータの特性を電気的に模
擬するものであって、このアクチュエータに供給される
駆動電圧および駆動電流をこの状態推定器にも供給する
ことによって実際のアクチュエータの動作状態を模擬し
て、このアクチュエータの速度，位置，駆動電流および
外乱などを予測することができる。

【００４７】このため、本発明によれば、回転ドラム内
に磁気ヘッドの位置を検出するための例えば光ダイオー
ドと光検出器からなるセンサを設ける必要がないので、
構成が簡単になるばかりでなく、回転ドラム内に設けら
れる上記センサに対する導電接続手段も必要が無くなる
という格別の効果が得られる。特許請求の範囲の各請求
項に記載した発明の構成およびこの構成に基づく作用効
果については、以下に述べる各実施例の説明によって順
次明らかにされる。

【００４８】

【実施例】以下、この発明の好適な実施例を説明するに
先立って、本発明の可動ヘッド位置制御系の制御対象と
なる電磁駆動型アクチュエータについて図を参照しなが
ら説明する。なお、このような電磁駆動型アクチュエー
タは、前述した図４７、図４８、図４９のようなバイモ
ルフ素子アクチュエータを用いた時のように磁気ヘッド
に傾きを生じることのないヘッドアクチュエータとして
有用であった。

【００４９】図４はこの発明の対象となる電磁駆動型ア
クチュエータの例を概略的に示した断面図であり、図
５、図６には若干詳細にその構造の例が示されている。
図５において、磁気ヘッドＨは板バネ２００によってコ
イルボビン２０１に支持され、このコイルボビン２０１
には駆動コイル２０２が捲回されている。

【００５０】コイルボビン２０１はその両端がジンバル
バネ２０３，２０４により円筒状ヨーク２０５および円
板状ヨーク２０６，２０７に軸方向に移動自在なように
支持されている。コイルボビン２０１と各ジンバルバネ
２０３，２０４の結合部には高分子材料からなるマウン
ト部材２０８が設けられている。

【００５１】前記コイルボビン２０１の内部には円柱形
永久磁石２０９，２１０が前記ヨーク２０６，２０７の
間に固定され、また両永久磁石間にはセンターヨーク２
１１が設けられている。

【００５２】このアクチュエータの磁気回路は、２つの
永久磁石２０９，２１０を互いに反発するように設置し
ているので、図６に示すように駆動コイル２０２を横切
る磁束密度を高くとれる構造となっている。従って、駆
動コイル２０２に適当な駆動電流を供給することによっ
て、磁気ヘッドＨの位置を任意に調整可能な構成であ
る。

【００５３】この構成においては、磁気ヘッドＨは平行
移動するため、磁気ヘッドとテープとのコンタクトは大
振幅動作時においても良好に保たれる。しかし、このよ
うな電磁駆動型アクチュエータＣにおいても、ジンバル
バネ２０３，２０４や板バネ２００の機械的共振による
位相シフトが発生し、図５２のように１次共振以上の帯
域において位相が１８０度以上シフトするため、バイモ
ルフ素子５００の場合と同様に、トラッキング制御帯域
が１次共振より十分低い周波数にしか設定できなかっ
た。

【００５４】そこで、ジンバルバネ２０３，２０４およ
び板バネ２００の剛性を上げて、共振周波数を上げてや
ればよいが、共振ピークゲインが高くなるため、バイモ
ルフ素子５００で述べた場合と同様に、位置センサを設
けてその出力に基づいてダンピングをかけなくてはなら
ないという問題がある。

【００５５】図７は図５における電磁駆動アクチュエー
タの周波数特性である。以上のような電磁駆動型アクチ
ュエータが本発明においても用いられる。図４に戻る
と、図中ａは磁束発生用の永久磁石がないもの、ｂは永
久磁石があるものを示す。図４ａ，ｂに同じ駆動電圧Ｖ
(s) を加えた場合を想定し、その際コイル２０２に流れ
る電流をａの場合はＩ(s) 、ｂの場合はＩ′(s) とす
る。

【００５６】まずａの場合は、駆動コイル２０２を横切
る磁束が存在しないので、コイルのインピーダンス特性
の逆特性をＺ(s) とすると Ｉ(s) ＝Ｚ(s) Ｖ(s) となる。

【００５７】次にｂの場合を考える。この場合は駆動コ
イル２０２を横切る磁束が存在するので、コイル２０２
に電流が流れるとコイルを横切る磁束とコイル２０２を
流れる電流との間に力が発生する。結果としてこの力は
駆動コイル２０２をｖ（ｓ）なる速度で移動させる。ま
たこの際、磁束中をコイル２０２がｖ（ｓ）なる速度で
横切ることになるので、コイル２０２中に逆起電力が生
じる。その際の逆起電力定数をＫG( A・sec/m)とする
と、コイルに流れる電流Ｉ′（ｓ）は Ｉ′(s) ＝Ｉ(s) −ｖ(s) ＫG となる。

【００５８】よって、上記２つの電流Ｉ(s) およびＩ′
(s) を正確に測定することができれば、コイル２０２の
速度に比例した逆起電力ｖ(s) ＫG を次の式に基づいて
取出すことが可能になる。 ｖ(s) ＫG ＝Ｉ(s) −Ｉ′(s)

【００５９】この逆起電力、すなわちコイル２０２の速
度をアクチュエータ制御電圧にフィードバックすること
によって、ダンピングが安定にかかることになる。

【００６０】しかし、以上の説明は、あくまでＩ(s) お
よびＩ′(s) が正確に測定された場合であって、実際は
電流検出に用いる抵抗などの電気的特性のバラツキなど
によってＩ(s),Ｉ′(s) を正確に測定することができ
ず、各々にゲイン変動が生じてしまう。

【００６１】逆起電力ｖ(s) ＫG は、上式のようにＩ
(s) とＩ′(s) の差として検出されるので、ゲイン変動
が生じるとコイル移動による純粋な逆起電力の情報にコ
イルを駆動する電流情報が混入してしまう。この情報が
混入した逆起電力を単純にフィードバックすると、アク
チュエータの低域ゲインが変動したり、不安定になった
りする問題がある。

【００６２】〔第１実施例〕この第１実施例は、上記の
ような電磁駆動アクチュエータを用いた可動ヘッドの位
置制御を、現代制御理論の同一次元オブザーバによって
構成された状態推定器を用いて精度よく実行し得るよう
にしたものである。

【００６３】図１は本発明に係る磁気記録再生装置のヘ
ッド駆動アクチュエータ制御装置の第１実施例を示した
ものであり、この図１において、Ｈは図示していない回
転ドラムに搭載された磁気ヘッドであり、この磁気ヘッ
ドＨは電磁駆動型のアクチュエータＣにより移動制御さ
れてトラッキングを行う。

【００６４】Ｍは回転ドラム外から回転ドラム内のアク
チュエータＣに電流を供給するためのスリップリング、
ＤはアクチュエータＣに駆動電流を供給するためのドラ
イブアンプ、Ｑはアクチュエータ制御電圧信号から後述
する推定速度信号を減算する減算器である。

【００６５】ＲはアクチュエータＣに流れる電流を検出
する電流検出用抵抗であり、本実施例においてはドライ
ブアンプＤとアクチュエータＣとの電流経路中に設けら
れているが、アクチュエータＣと接地間の電流経路中に
設けてもよい。Ｏはこの電流検出用抵抗の両端の電圧差
を検出する差動アンプであり、アクチュエータＣに流れ
ている電流値に相当する電圧を出力する。

【００６６】Ｐは本発明の１つの特徴とする状態推定器
であって、電流検出用抵抗のドライブアンプＤ側の電圧
（すなわちアクチュエータの駆動電圧）と差動アンプ出
力（すなわちアクチュエータ駆動電流）とを入力してア
クチュエータＣの速度を推定し、推定速度信号として出
力するものである。

【００６７】図２は、図１の模式図を制御理論のブロッ
ク線図で表したものであり、各ブロック内には伝達関数
あるいは伝達係数の値を示してある。この図２におい
て、ブロック２はアクチュエータＣの特性を伝達関数で
表わしたものであり、ここに含まれるブロック３００は
アクチュエータＣのインピーダンス特性を表す伝達係
数、ブロック３０１はアクチュエータＣの磁気回路の力
定数を表す伝達係数である。

【００６８】ブロック３０２，３０３，３０４はアクチ
ュエータＣの機械特性を示す伝達関数および伝達係数で
あり、ｍはアクチュエータＣの可動部質量、ｋはアクチ
ュエータＣのバネ定数、Ｓはラプラス演算子を示す。

【００６９】３０５はアクチュエータＣの逆起電力定数
を表す伝達係数、３０６はアクチュエータＣの磁気回路
中で物理的に生じている駆動電流と逆起電力との関係を
演算ブロックで表したものである。３０７はアクチュエ
ータＣの機械的に行われている磁気回路が発生する力と
ジンバルバネ反発力との力のつりあいを減算ブロックで
表したものである。

【００７０】状態推定器Ｐは上述のようにアクチェータ
の伝達特性を模擬するもので、ここに含まれる各ブロッ
クはそれぞれ下記の性格を有する。ブロック４００は上
記伝達係数３００を電気的に模擬した伝達係数、ブロッ
ク４０１は上記伝達係数３０１を電気的に模擬した伝達
係数、ブロック４０２，４０３は上記伝達関数３０２，
３０３を電気的に模擬した積分器からなる伝達関数、ブ
ロック４０４，４０５は上記伝達係数３０４，３０５を
電気的に模擬した伝達係数、ブロック４０６，４０７は
上記減算ブロック３０６，３０７を電気的に模擬した減
算ブロックである。

【００７１】減算器４１０はアクチュエータＣの逆起電
力を含むアクチュエータ駆動電流と電気回路にて推定さ
れた逆起電力を含むアクチュエータ駆動電流とを比較す
る減算器である。ブロック４０８，４０９は減算器４１
０からのエラー信号をフィードバックする際のゲインを
示す伝達係数、減算器４１１はアクチュエータＣのアク
チュエータ駆動電圧から上記ブロック４０９からのフィ
ードバック信号を減算するための減算器である。

【００７２】ブロック４１２は状態推定器Ｐによって推
定された推定速度をアクチュエータ制御電圧にフィード
バックするゲインを表す伝達係数である。

【００７３】図３に示した回路構成における図２の状態
推定器Ｐの各伝達係数は、図３の回路を構成する各差動
増幅器の特性とその入力端子側に設定されている抵抗値
とをそれぞれ選択することによって所要の値に設定する
ことができる。

【００７４】この実施例の図１に示した状態推定器Ｐは
現代制御理論の同一次元オブザーバによって構成された
ものであり、その詳細を伝達関数表示すると図２のよう
になる。

【００７５】図２において、一点鎖線で囲まれたＣは電
磁駆動型アクチュエータを伝達関数表示したもの、Ｐは
本発明の状態推定器である。この状態推定器Ｐは、アク
チュエータＣの駆動電圧，駆動電流，駆動トルク，速
度，変位，逆起電力，外乱間の特性を模擬する等価回路
４００〜４１１で構成されている。

【００７６】実際のアクチュエータＣの動作は次のよう
に考えられる。アクチュエータ駆動電圧はアクチュエー
タＣの駆動コイル２０２のインピーダンス特性の逆特性
Ｚ(s) （ブロック３００）によって電流に変換される。
この電流から後に述べる逆起電力を引いた電流値に力定
数ＫA （Ｎ／Ａ）３０１を乗算したものが、アクチュエ
ータＣのバネ・質量系で構成される機構部３０２，３０
３に加わる力となる。

【００７７】この力がアクチュエータＣに加わり、アク
チュエータＣの駆動コイル２０２に速度変化および位置
変化をさせる。アクチュエータＣのコイル２０２がある
速度で動くとこの速度に比例した逆起電力が生じる。逆
起電力定数をブロック３０５に示したようにＫG( A・se
c/m)とすれば、この逆起電力はアクチュエータ駆動電流
にフィードバックされるのと等価であることが理解でき
る。

【００７８】また、アクチュエータＣの可動部は、図５
に示したジンバルバネ２０３，２０４によってバネ支持
されているためにフックの法則によりバネ定数ｋ（Ｎ／
ｍ）３０４に比例した反発力が生じるので、これを伝達
関数表示すると力フィードバックに相当することが理解
できる。

【００７９】アクチュエータＣの動作は以上のように伝
達関数表示が可能なので、この特性を電気回路にて模擬
し、逆起電力に相当する信号をとりだせば、アクチュエ
ータＣの速度信号ｖ(s) を模擬することができる。

【００８０】状態推定器Ｐでは、実際のアクチュエータ
Ｃの特性３００〜３０７を電気的に４００〜４０７で模
擬している。電気的に推定した逆起電力を含むアクチュ
エータ駆動電流と実際に検出された逆起電力を含むアク
チュエータ駆動電流（図１においては電流検出用抵抗Ｒ
によって検出される）とを減算器４１０によって比較
し、その誤差信号が零になるように積分器４０２の手前
にＦ₁ なるゲインでフィードバックする。

【００８１】このような構成の状態推定器Ｐは、周波数
特性が実際のアクチュエータＣと等しいだけでなく、動
特性（時間軸での特性）をも等しくすることができる。

【００８２】すなわち、動特性の誤差である指定された
逆起電力を含むアクチュエータ駆動電流と実際の信号と
の誤差が零に収束するようにＦ_1,Ｆ₂ なるゲインで誤差
信号をフィードバックさせているので、ある時間経過後
は状態推定器のフィードバックゲインの作用によって推
定誤差が零に収束する。この状態で状態推定器の逆起電
力に相当する部分を出力すれば、それは実際のアクチュ
エータの速度と等価な信号となる。

【００８３】また、このように状態推定器Ｐを構成する
と、前述の電流検出抵抗Ｒのバラツキによる検出ゲイン
変動やアクチュエータＣの温度変化や経時変化による特
性変動が生じた場合においても、状態推定器内のフィー
ドバックゲインＦ₁ （ブロック４０８），Ｆ₂ （ブロッ
ク４０９）によるフィードバックループによってその変
動を安定に吸収する効果があるため、逆起電力に相応す
る推定速度信号には寄与しないという特徴がある。

【００８４】よって、以上のように構成された状態推定
器Ｐは、アクチュエータ駆動電流の検出系のゲイン変動
や電磁駆動型アクチュエータＣ自身の特性変動があって
も正確な速度を推定することが可能であり、この推定速
度をブロック４１２のＫF なるフィードバックゲインに
てアクチュエータ制御電圧にフィードバック制御するこ
とにより、低域においてゲイン変動のない効果的なダン
ピングを行うことが可能になる。

【００８５】図３は、前記図１および図２に示した本発
明の第一実施例に係る磁気記録再生装置のヘッド駆動ア
クチュエータ制御装置をアナログ回路によって構成した
具体的な回路の一例を示した電気回路図である。

【００８６】この図３図示の回路においては、図２で示
した伝達関数ブロック間の演算をオペアンプによるアナ
ログ演算回路で実現している。なお、この図３におい
て、各オペアンプに付けられた番号は図２に示したブロ
ックの番号を示しており、当該オペアンプは対応するブ
ロックに相当する役割を果たしているものであるから、
詳細な説明は省略する。

【００８７】また、図３で示した回路は、あくまでも一
例であって、図２の考え方を実現させるものであれば他
の如何なる構成であってもよい。また、図３の実施例で
は、アナログの電気回路にて構成したが、マイクロプロ
セッサやＤＳＰなどを用いてデジタル演算を行うように
構成してもよいことはいうまでもない。

【００８８】この前記第１実施例は、電磁駆動型アクチ
ュエータＣの電流検出用抵抗Ｒのバラツキや、電磁駆動
型アクチュエータＣ自身の特性変動に対して対応力の強
いシステムであった。

【００８９】原理的に言えば、状態推定器のフィードバ
ックゲインＦ₁ （ブロック４０８）は、電流検出抵抗お
よびアクチュエータＣの駆動コイル２０２のコイル抵抗
（直流分）のバラツキを補償する役割がある。

【００９０】一方Ｆ₂ （ブロック４０９）は、アクチュ
エータＣのジンバルバネ２０３，２０４のバネ定数やコ
イルボビン２０１および駆動コイル２０２の質量などの
機構特性のバラツキや経時変化、および、アクチュエー
タＣの可動部に加わる外乱力による機構特性の変化を補
償する役割がある。

【００９１】しかしながら、フィードバックゲインＦ₁
（ブロック４０８）を含むループ（以下、ループＡ、と
いう）のループゲインを限りなく大きくすれば（Ｆ₁ →
∞）、本来フィードバックゲインＦ₂ （ブロック４０
９）のループ（以下、ループＢ、という）が補正すべき
アクチュエータ機構部の経時変化や外乱力による機構特
性変動をも補正してしまう結果となる。

【００９２】したがってこの時、状態推定器Ｐの推定測
定信号はループＢの一部であるから、推定速度信号は当
然アクチュエータの速度を正確に表すことができないと
いう問題がある。

【００９３】ところが、逆に、ループＢのループゲイン
を限りなく大きくすれば（すなわちＦ₂ →∞）、電流検
出用抵抗のバラツキが無い理想的な場合においては、現
代制御理論でいう完全オブザーバ構成となるために、非
常に正確な速度，位置，外乱などの状態の推定が可能に
なる。

【００９４】ところが実際には、電流検出用抵抗の値が
バラツクため、本来ループＡが補正すべき電流検出用抵
抗のゲインのバラツキをループＢが補正してしまう結果
になる。

【００９５】このバラツキを状態量の次元で言えば加速
度（＝アクチュエータに流れる電流値）であるから、ル
ープＢの本来速度（＝逆起電力）を示す部分に加速度情
報が混入してしまうという問題がある。

【００９６】このように、本発明の状態推定器において
は、２つのフィードバックゲインの各々補正すべき状態
量が決まっているため、両方同時にゲインを無限大にす
ると上記の理由から正常な状態推定ができなくなる。そ
こで、２つのフィードバックゲインＦ₁ （ブロック４０
８），Ｆ₂ （ブロック４０９）のゲインのみならず、そ
の比が、状態推定器設計の重要なポイントになる。

【００９７】本発明のヘッドアクチュエータの構成は、
前述の通り図５のようであり、その変位／周波数の特性
は図７のようになっている。

【００９８】ここで、負荷外乱に対して振動しやすいの
は１次共振周波数であるのは明らかなので、前記ループ
Ｂが支配的に補正すべき帯域は１次共振周波数を中心に
したその付近の帯域であることがわかる。

【００９９】また、ループＡが支配的に補正すべき帯域
は、電流検出用抵抗のバラツキ、すなわち直流成分を含
む１次共振周波数以下の帯域であれば十分であることが
わかる。

【０１００】以上のことから、ループＡおよびループＢ
は各々補正する状態量が異なっており、また補正すべき
帯域が各々異なっているため、各々のループが支配的に
働く帯域を分割すればこの問題は解決する。

【０１０１】例えば、ループＡを全周波数についてハイ
ゲインしたときには、ループＢは１次共振周波数を含む
その付近の帯域がループＡよりハイゲインになるように
構成すれば良い。

【０１０２】〔第２実施例〕図８はこの問題を解決する
ために、上記ループＢは誤差信号を補償フィルタ４１３
を介してフィードバックするようにした第２実施例を示
すものである。図９〜図１１は、この第２実施例におい
て用いられている上記補償フィルタ４１３の周波数特性
をそれぞれ示したものである。

【０１０３】この実施例では、ループＢは外乱力によっ
て引き起こされる１次共振周波数の励起振動のダンピン
グを受け持てば良いので、補償フィルタ４１３は、図９
に示すようなアクチュエータＣの１次共振周波数が中心
周波数であるバンドパスフィルタであることが好適であ
り、１次共振周波数での位相シフトがないものであるこ
とが望ましい。

【０１０４】また、場合によっては、補償フィルタ４１
３はハイパスフィルタによって構成されても良い。この
場合においてもＦ(s) （ブロック４１３）の特性として
は図１０に示したようにアクチュエータＣの１次共振周
波数においても位相シフトがないように構成することが
望ましい。

【０１０５】また、ループＢを全周波数についてハイゲ
インにしたときには、ループＡは直流成分を含む低周波
帯域がループＢよりハイゲインになるように構成すれば
よく、この場合には、ループＡは補償フィルタ４１３を
介してフィードバックする構成とする。この補償フィル
タ４１３としては、図１１図示のように、カットオフ周
波数が１次共振周波数より低く選ばれたローパスフィル
タを用いるのが好適である。

【０１０６】よって以上のように構成された状態推定器
Ｐは、アクチュエータ駆動電流の検出系のゲイン変動や
アクチュエータＣ自身の特性変動に対しても、また負荷
外乱振動が加わっても、正確な速度を推定することが可
能であり、この推定速度をブロック４１２のＫF でフィ
ードバックすることにより、低域のゲイン変動のない効
果的なダンピングが可能になる。

【０１０７】前述のように、図７はダンピングを施す前
のアクチュエータＣの変位／電圧の周波数特性図を示す
ものであるが、この第２実施例によるダンピングを施す
と図１２図示のように改善される。

【０１０８】すなわち、低域ゲインの変動はなく、１次
共振周波数だけが効果的に制振されていることが確認さ
れる。また、上述の通り、アクチュエータ駆動電流の検
出系のゲイン変動が５０％以上あっても、何ら特性変化
なく同様にダンピングをかけることが可能である。

【０１０９】また、本発明は、図１３で示すように、負
荷外乱による励起振動についても、効果的にダンピング
可能である。このようなアクチュエータダンピングを実
現させる電気回路は図１４に示されている。

【０１１０】この図１４において、図８に示した伝達関
数ブロック間の演算をオペアンプによるアナログ演算回
路で実現している。各オペアンプに付けられた番号は、
図８に示したブロックの番号に相当する役割をする。

【０１１１】なお、図１４で示した回路はあくまでも一
例であって、図８の考え方を実現させるものであれば他
の如何なる構成をとってもよい。また、この例ではアナ
ログ回路で構成した例を示したが、マイクロプロセッサ
やＤＳＰなどを用いてディジタル演算を行うように構成
することができることはいうまでもない。

【０１１２】もし、電流検出用抵抗Ｒの精度が高く、電
磁駆動型アクチュエータＣ自身の特性変動が少ない場合
や、その変動によるダンピング後の特性変動が実際の動
作上問題ないレベルである場合は、さらに安価で簡単な
システム構成とすることが可能である。

【０１１３】〔第３実施例〕図１５は、そのような場合
における本発明の第３実施例を示す図である。図１５に
おいて、可動ヘッド位置制御装置は、電磁駆動型アクチ
ュエータＣの磁束が無い場合もしくは可動コイル固定時
の電圧−電流特性、すなわち、逆起電力を含まないアク
チュエータの駆動電流を推定するための電磁駆動型アク
チュエータＣのインピーダンス特性を電気的に模擬した
ＬＰＦ４００′と、逆起電力を含んだアクチュエータ駆
動電流と推定された逆起電力を含まないアクチュエータ
駆動電流とを比較する差動アンプ４１０′とを含んでい
る。

【０１１４】図１６は、図１５に示したこの第３実施例
を制御理論のブロック線図で表したものである。図１６
において、等価回路４００´のインピーダンス特性の逆
特性Ｚ'(S)は駆動コイル２０２のコイルリアクタンスを
含むインピーダンス特性を電気回路にて模擬した１次フ
ィルタで構成される。

【０１１５】もし、コイルリアクタンスによる位相シフ
トのカットオフ周波数が制御したい帯域より、例えば１
０倍以上のように充分高い場合には、上記インピーダン
ス特性の逆特性Ｚ'(S)は単なるゲインとなり、周波数特
性を持たない構成とすることも可能である。

【０１１６】また、減算器４１０′は上述した差動アン
プＯを減算ブロックで表したものであり、伝達係数ＫF
（ブロック４１２′）は推定速度をフィードバック制御
する際のゲインを示す伝達係数である。なお、この第３
実施例において、前述した第２実施例の構成要素と同一
の構成要素には同一符号を付して、説明を省略する。

【０１１７】図１５、および図１６に示すヘッド駆動ア
クチュエータダンピング装置においては、アクチュエー
タ駆動電流検出系の誤差が少ないことを前提としている
ので、検出された逆起電力を含むアクチュエータ駆動電
流と電気回路４００′にて推定された逆起電力を含まな
いアクチュエータ駆動電流とを単純に減算器４１０′で
比較すれば、逆起電力を小さな誤差で取り出すことがで
きる。

【０１１８】この逆起電力（すなわち、推定速度）を第
１実施例と同様に、あるフィードバックゲインＫF （ブ
ロック４１２′）によってフィードバックすれば、前述
した第１実施例と同様の効果が得られる。

【０１１９】図１７は、図１６のヘッド駆動アクチュエ
ータダンピング装置の構成を、電気回路にて実現した実
施例である。図３の場合と同様、オペアンプに付与され
た番号は図１６における同一番号のブロックの働きに相
当する部分を示す。

【０１２０】また、図３の場合と同様に、これは単なる
実施例であって、図１６の構成を実現するいかなる電気
回路構成でもよく、例えば、デジタル回路で実現しても
同様の効果が得られることはいうまでもない。

【０１２１】〔第４実施例〕次に、電流検出用の抵抗の
抵抗値のバラツキにも対応できるようにした第４実施例
に付いて説明する。なお、上記した第３実施例で示した
システムにおいても、ある程度まで（例えば、１０％〜
２０％程度）の電流検出用抵抗のバラツキについては許
容することができる。

【０１２２】図１８において、ＢＰＦ４１３は電磁駆動
型アクチュエータＣの１次共振周波数を中心周波数に持
つバンドパスフィルタである。このＢＰＦ４１３の構成
を制御理論の伝達関数表示によるブロック線図にすると
図１９のようになる。

【０１２３】この実施例では、前記第３実施例における
推定速度を、中心周波数が電磁駆動型アクチュエータＣ
の共振周波数のバンドパスフィルタＦ(s) （ブロック４
１３）を介して、ブロック４１２′のゲインＫF でフィ
ードバックする構成になっている。

【０１２４】このバンドパスフィルタＦ(s) （ブロック
４１３）は、例えば、カットオフ周波数が電磁駆動型ア
クチュエータＣの共振周波数、もしくはその共振周波数
付近に選ばれた一次のハイパスフィルタと一次のロース
パスフィルタによって実現することができる。

【０１２５】例えば、電流検出用抵抗のパラツキによっ
てゲイン変動が生じて、推定速度信号にアクチュエータ
駆動電流の情報が混入する場合を以下考える。この場
合、推定速度の共振周波数より十分低い帯域である低域
成分は、低域では速度情報が小さいことから、主にアク
チュエータ駆動電流の成分が支配的になる。さらに低域
においては位相シフトがないため、推定速度の誤差は位
置の情報を表すことになる。よって、この情報をそのま
まフィードバックすると前述の通り低域にてゲイン変動
が生じてしまう。

【０１２６】ここで、低域では推定速度は位置情報に置
き換っていることは明らかなので、低域のみを微分する
ハイパスフィルタによって、速度情報に補正してやれば
よいことがわかる。

【０１２７】さらに、ダンピングに直接関係しない１次
共振周波数より高い帯域の推定速度は直接ダンピングに
寄与しないので、電磁駆動型アクチュエータＣの１次共
振周波数をカットオフ周波数とするローパスフィルタに
て積分してやることが安定性向上のために効果的であ
る。すなわち、ハイパスフィルタおよびローパスフィル
タの機能を同時に行うバンドパスフィルタ４１３によっ
て推定速度を補正することが効果的である。

【０１２８】このバンドパスフィルタ４１３の中心周波
数は電磁駆動型アクチュエータＣの１次共振周波数と同
様に選択し、１次共振周波数での位相シフトがないよう
に構成することが望ましい。

【０１２９】また、場合によっては、バンドパスフィル
タ４１３はハイパスフィルタのみによって構成されても
よい。この場合においても、バンドパスフィルタ４１３
の特性Ｆ(s) は電磁駆動型アクチュエータＣの１次共振
周波数においても位相シフトがないように構成すること
が望ましい。

【０１３０】このように補正された推定速度をフィード
バックすれば、部品バラツキが少々あっても、第１の実
施例と同様に、低域ゲインの変動が少ないダンピング効
果が得られる。但し、電磁駆動型アクチュエータＣの１
次共振周波数付近の特性は多少変動するが、低域特性が
支配的な使用例、例えば特殊再生にのみ電磁駆動型アク
チュエータＣが用いられる場合などは、使用上にはまっ
たく問題が無い。

【０１３１】図２０は、図１８、および図１９に示すヘ
ッド駆動アクチュエータダンピング装置の構成を電気回
路にて実現した一実施例である。図３の場合と同様、オ
ペアンプに付加された番号は、図１９に示す同一番号の
ブロックの働きに相当する部分を示す。また、同様にこ
れは単なる実施例であって、図１９の構成を実現するも
のであるならば、いかなる電気回路構成でもよく、デジ
タル回路で実現しても同様の効果が得られることはいう
までもない。

【０１３２】以上に説明した実施例におけるアクチュエ
ータのダンピングに付いては、特殊再生時などアクチュ
エータを大振幅で駆動する場合、大きな電流が駆動コイ
ルに流れるために駆動コイルが発熱してしまう。この場
合、発熱により駆動コイルのインピーダンスが変化する
ために、アクチュエータの変位／電圧の感度が変化する
という問題があった。

【０１３３】〔第５実施例〕そこで、これを補償するよ
うにした第５実施例に付いて説明する。先に説明した実
施例では制御信号を電圧として与えていたが、実際電磁
駆動型アクチュエータＣを動作させる状態量は電流であ
るから、電磁駆動型アクチュエータＣの駆動電流を制御
電圧に倣うように制御系を構成すればよい。

【０１３４】これは一般に電流ドライブと呼ばれる方法
であって、アクチュエータ駆動電流を測定し、その信号
をアクチュエータ制御電圧にハイゲインでフィードバッ
クすることで実現される。

【０１３５】ここで注意しなくてはならないことは、例
えば、電流検出用抵抗Ｒによって、アクチュエータ駆動
電流を検出すると、検出されたアクチュエータ駆動電流
は逆起電力を含んでいるという点である。

【０１３６】この逆起電力を含んだアクチュエータ駆動
電流をアクチュエータ制御電圧にフィードバックする
と、コイルインピーダンス変化は補償されるが、同時に
電磁駆動型アクチュエータＣ自身の逆起電力によるダン
ピング効果をも補償してしまうようになる。

【０１３７】従って、逆起電力を含んだアクチュエータ
駆動電流をフィードバックすると、アクチュエータの逆
起電力によるダンピング効果がなくなるため、機械共振
ピークゲインが逆に大きくなる。

【０１３８】この大きくなった機械共振ピークゲインを
効果的にダンピングするには、前述した実施例で説明し
たダンピングループの内側に電流帰還ループを付加すれ
ばよい。このように構成すれば、これら２つのループの
相関がほぼ無視できる。

【０１３９】この実施例の構成を図２１，図２２，およ
び図２３に示す。この図２１，図２２，図２３では、前
述の実施例のシステムを示した図１，図１５，図１８図
示の構成にそれぞれアクチュエータ駆動電流をフィード
バックする電流帰還ループがダンピングループの内側に
増設されている。

【０１４０】図２１，図２２，図２３を各々制御理論の
伝達関数表示によるブロック線図で表すと、図２４，図
２５，図２６に示すようになる。図において、ブロック
７０１の伝達係数ＫI は電流帰還ループフィードバック
ゲインを表すものであり、減算ブロック７０２は減算器
である。

【０１４１】図２４，図２５，図２６の各々の実施例の
ダンピング方法についての詳細は既に述べたので省略す
る。

【０１４２】この実施例のシステムは、電流帰還ループ
を新たにダンピングループの内側に設けたので、アクチ
ュエータの駆動コイル２０２の発熱などによるコイルイ
ンピーダンス変化に伴う変位／電圧直流感度変動を補償
可能で、かつ、大きなダンピングをかけることが可能と
なる。

【０１４３】なお、上記実施例のドライブアンプＤは電
流駆動型のものを用いたが、電圧駆動型のドライブアン
プ構成にしても同様の効果が得られる。

【０１４４】図２７，図２８，図２９は、図２４，図２
５，図２６の構成をそれぞれアナログ電気回路にて実現
した実施例である。これらのアナログ回路のオペアンプ
にそれぞれ付加された番号は、図２４，図２５，図２６
に示される同一番号のブロックの働きに相当する部分を
示す。また、これらは単なる実施例であって、図２４，
図２５，図２６の構成を実現するものであるならばいか
なる構成でもよく、デジタル回路で実現しても同様の効
果が得られることはいうまでもない。

【０１４５】以上に述べた第５実施例では、電流検出用
抵抗Ｒによって検出された逆起電力を含むアクチュエー
タ駆動電流をフィードバックすることによって、アクチ
ュエータ自身の加熱などによる経時変化を補償する方法
に付いて述べた。

【０１４６】〔第６実施例〕この第６実施例では、第１
実施例の状態推定器Ｐが逆起電力を含まないアクチュエ
ータ駆動電流を推定可能なことに着目して、この推定電
流がアクチュエータ制御電圧指令値にならないように、
電流としてフィードバックされるフィードバック制御ル
ープを構成する。

【０１４７】この場合、フィードバックする電流信号に
は逆起電力の情報が含まれていないため、電流帰還する
ことによって電磁駆動型アクチュエータＣのダンピング
特性に何等の影響も与えない。

【０１４８】図３０はこの第６実施例の概略図であっ
て、状態推定器Ｐからの逆起電力を含まない電流をダン
ピング信号が混入したアクチュエータ制御電圧にフィー
ドバックする構成となっている。

【０１４９】図３１はこの図３０図示の実施例を制御理
論による伝達関数表示したブロック線図であり、その構
成は、図１で示した実施例のダンピングシステムに、新
たに電流帰還ループが設けられた構成となっている。

【０１５０】状態推定器Ｐからの逆起電力を含まないア
クチュエータ駆動電流にコイルインピーダンス変化の逆
数をかけた信号、これはすなわち状態推定器のアクチュ
エータ駆動電圧になるが、これを取り出し、ダンピング
信号が混入したアクチュエータ制御電圧と減算器７００
において比較されて誤差信号が作られる。

【０１５１】誤差信号はブロック７０１のゲインＫIに
よって増幅され、加算器７０２にてダンピング信号が混
入したアクチュエータ制御電圧に加算される。

【０１５２】上記のように電流ループを構成すると、図
３１中にＡで示した逆起電力を含まないアクチュエータ
駆動電流が同図中のＢのダンピング信号が混入したアク
チュエータ制御電圧に倣うために、結果として電磁駆動
型アクチュエータＣは電流ドライブと等価となって、コ
イルのインピーダンス変化を補償することが可能とな
る。またその際、この電流帰還ループはダンピングルー
プに何等影響しないため、電磁駆動型アクチュエータＣ
のダンピング特性は何等変化しないという効果がある。

【０１５３】図３２は、図３１の構成を電気回路にて実
現した実施例である。図３の場合と同様、オペアンプに
付加された番号は図３１に示される同一番号のブロック
の働きに相当する部分を示す。また同様に、これは単な
る実施例であって、図３１の構成を実現するものである
ならば、いかなる電気回路構成でもよく、デジタル回路
で実現しても同様の効果が得られることはいうまでもな
い。

【０１５４】〔第７実施例〕上述の実施例において制御
対象となったアクチュエータは、図５で示したような特
性の比較的制御性の良好な物であったが、本発明を適用
すれば、より制御性の劣悪なアクチュエータについても
実用化が可能となる。

【０１５５】図３３に示した様な構成のアクチュエータ
に、本発明を適用した実施例を以下に説明する。なお、
図３３図示のアクチュエータの構成において、図５と同
一の構成要素については同一符号を付して、その説明を
省略する。

【０１５６】図３３に示すアクチュエータは、図５で示
したアクチュエータから永久磁石２０９もしくは２１０
を取り去った構成となっている。高価な永久磁石が一つ
不要になったこと、ならびに組立性の向上からの歩留り
の向上によって、図５の構成と比べ、かなり安価に生産
することが可能である。

【０１５７】しかしながら、本来２つあった永久磁石を
１つにしたため、センタヨーク２１１と円筒状ヨーク２
０５間の磁束密度、即ち、駆動コイルを横切る磁束密度
が低くなり、逆起電力による磁気的なダンピング効果が
少なくなる。結果として、このアクチュエータの変位／
電圧の周波数特性は、図３４に示されるように、１次共
振のピークゲインが非常に高くなり、制御性が劣化す
る。

【０１５８】この大きくなった共振ピークゲインを効果
的にダンピングするには、前記した第２実施例で説明し
た電気的なダンピングループを付加すれば良い。こうす
れば、従来不可能であった大きなダンピングが可能にな
るため、このような制御性の劣悪なアクチュエータにお
いても、高価な制御性の良いアクチュエータかのように
使用することができる。この実施例のアクチュエータダ
ンピング方法については、第１ならびに第２実施例につ
いて既に詳細に述べたと同様であるので、説明を省略す
る。

【０１５９】図３５は、上述した電磁駆動型アクチュエ
ータと同様に使用することができる電磁駆動型アクチュ
エータの他の例を示すものである。

【０１６０】また、このアクチュエータの問題として、
上記のように磁束密度が減少し、駆動コイル２０２が従
来の物と同等であれば駆動力が減少するために電流感度
が劣化する。この様なアクチュエータを特殊再生の様な
大振幅動作を必要とする用途に用いる場合には大電流を
流さねばならず、発熱の点から問題となる。

【０１６１】この問題を解決するには、アクチュエータ
のバネ／質量系のバネ剛性を弱くすれば良い。こうすれ
ば小さい電流でも、換言すれば小さい駆動力でも、大き
な振幅を得ることができる。しかしながら、バネ剛性が
弱くなれば、図３６に示すようにバネ・質量系で決まる
共振周波数が低くなるために応答性が劣化する。通常再
生時のトラッキング制御にアクチュエータを使用する場
合には、前述の通り制御帯域が狭くなるため問題にな
る。

【０１６２】このように電磁駆動アクチュエータにおい
ては、振幅（可動範囲）と応答性（制御帯域）とはトレ
ードオフの関係にあるため、従来の制御方式では両者を
両立させることは不可能であった。

【０１６３】この実施例においては、アクチュエータの
位置をフィードバックして、見かけの共振周波数を電気
的に高く設定することでこの問題を解決した。しかも、
アクチュエータの位置センサは不要で、安価な外付けの
電気回路からの推定位置を用いて制御することができ
る。

【０１６４】図３７は、この実施例によるアクチュエー
タ制御装置を示す概略図である。Ｐは状態推定器であ
り、図８に示した第２実施例の状態推定器と同一の構成
を有している。

【０１６５】この実施例のアクチュエータ制御装置は、
状態推定器Ｐからの推定位置をアクチュエータ制御電圧
にフィードバックすることで、見かけの機械共振周波数
を高く設定可能な構成になっている。

【０１６６】図３８は、図３７を制御理論の伝達関数表
示したブロック図である。４１４は状態推定器Ｐからの
推定位置をＫI 倍する増幅器、Ｑはアクチュエータ制御
電圧と第２実施例で説明した推定速度増幅器４１２から
の信号ならびに増幅器４１４からの信号との差をとる減
算器である。

【０１６７】ここで、位置フィードバックによって共振
周波数を高く設定する原理を図３９を参照しながら説明
する。図３９において、アクチュエータＣの伝達関数を
Ｇ(s) とすると、この図３９から次式のように表わされ
る。 Ｇ(s) ＝Ｚ(s) ・ＫA ／（ｍＳ・Ｓ＋ＫA ・ＫG Ｓ＋
ｋ）

【０１６８】いま仮にアクチュエータＣの位置が検出で
き、ＫI なるゲインでフィードバックした場合の伝達関
数をＧ₁ (s) とすると、次式となる。 Ｇ₁ (s) ＝Ｚ(s) ・ＫA ／（ｍＳ・Ｓ＋ＫA ・ＫG ・Ｓ
＋（ｋ＋Ｚ(s) ・ＫA・ｋI ））

【０１６９】上記２式を比較すれば、分母多項式のｓの
零次の項が変化することがわかる。この項は、アクチュ
エータＣの機械特性のバネ剛性を表わすものであるか
ら、電気的に位置をフィードバックすることで、機械特
性であるバネ剛性が見かけ上（Ｚ(s) ・ＫA ・ＫI ）だ
け高くなることがこれらの式から容易に理解できる。

【０１７０】機械共振周波数ｆは、アクチュエータＣの
可動部質量をｍ，バネ定数をｋとすれば、 ｆ＝（１／（２π））・（ｋ／ｍ）^1/2 で与えられる。ここで位置フィードバックによって見か
けのバネ定数を大きく設定できるので、機械共振周波数
も高く設定でき、アクチュエータの機械的な応答特性を
電気的に改善することができる。

【０１７１】図３８は、アクチュエータＣの機械特性
を、電気的な位置ならびに速度フィードバックによって
改善できる制御方式のブロック線図である。図３８にお
いて、Ｐは第２実施例で説明した状態推定器と同一の構
成の状態推定器である。

【０１７２】既に述べたようにこの状態推定器Ｐは速度
のみならず位置も推定可能であるため、第２実施例の制
御系に新たに状態推定器Ｐからの推定位置をフィードバ
ックするループを設けた構成となっている。よって、状
態推定器Ｐならびに速度フィードバックによるダンピン
グ制御の詳細な説明は省略する。

【０１７３】ここで、前述の通り、状態推定器Ｐ内の積
分器４０３の出力はアクチュエータＣの位置に相当して
おり、推定位置信号として取り出すことができる。よっ
て、この推定位置信号を増幅器４１４にてＫI 倍して、
アクチュエータ制御電圧から減算器Ｓで引いてやれば、
位置フィードバックループが構成できる。

【０１７４】前述のように、この位置フィードバックに
よって、バネ定数を(k) から（ｋ＋Ｚ(s) ・ＫA ・ＫI
）に大きくすることができる。例えば、図３６は図３
３で示されたアクチュエータの位置／電圧の周波数特性
である。小さい駆動力で大振幅動作できるようにバネ剛
性を下げたために、共振周波数が低く、制御性が悪い特
性をしている。

【０１７５】この様なアクチュエータに本実施例の電気
的な位置フィードバックを施せば、図４０のように共振
周波数を高く設定することが可能となる。位置フィード
バックだけでは機械的なバネ剛性が見かけ上高くなるだ
けなので、共振ピークゲインは高くなり振動し易いアク
チュエータとなる。そこで第２実施例で示したダンピン
グを施せば、図４１のような非常に制御性の良好なアク
チュエータに特性を改善できる。

【０１７６】図４２は、図３８で示した制御系をＯＰア
ンプによるアナログ電気回路で実現した一例である。な
お、同図において、図３８の各ブロックに対応する回路
構成には同一の符号を付してある。

【０１７７】この回路は、ＯＰアンプによる簡単な加算
器，減算器，積分器，一次フィルタで構成されており、
各ＯＰアンプの抵抗値ならびにコンデンサ容量値を図３
８に示した関係を満足するように予め所定値に選択する
ことで、任意のアクチュエータに対しても良好に設定可
能である。

【０１７８】図４２で示した回路は、あくまで一例であ
って、図３８の方式を実現させる物であれば、他の如何
なる構成であっても良く、例えばマイクロプロセッサや
ＤＳＰなどを用いてソフトウェアでディジタル演算にて
実現できることはいうまでもない。

【０１７９】〔第８実施例〕前記した第７実施例は、可
動範囲を広くするためにアクチュエータバネ剛性を弱く
して電気的にバネ剛性をあげ、加えて電気的にダンピン
グすることで特性改善する方法について説明した。この
第８実施例は第７実施例を含む電磁駆動方アクチュエー
タの負荷外乱に対する剛性を改善できるように構成した
ものである。

【０１８０】図４３は、この実施例の構成を示す図であ
る。図３７に示した第７実施例に新たに外乱フィードフ
ォワードループを設けた構成になっている。図４４は、
図４３の模式図を制御理論のブロック線図で示したもの
である。ブロック４１５はＫD なるゲインの増幅器であ
り、その他の構成ブロック要素は前述した実施例と同一
であるため同一符号を付して説明を省略する。

【０１８１】まず、状態推定器ＰがアクチュエータＣの
負荷外乱を推定する原理を図４４を参照しながら説明す
る。アクチュエータＣに作用する負荷外乱の次元は加速
度（もしくは力）であるから、図４４で言えば力定数３
０１の出力ノードの部分となる。要するに負荷外乱は減
算ブロック３０７に加算される形になる。すなわち、磁
気回路に電流が流れることによって発生する力とアクチ
ュエータバネ剛性による反発力と負荷外乱力との力の釣
合が減算ブロック３０７にて表わされている。

【０１８２】前述の第２実施例で説明した状態推定器Ｐ
（図８参照）をみると、アクチュエータの特性を示した
ブロック２における減算ブロック３０７に対応するの
は、状態推定器Ｐの減算ブロック４０７であり、負荷外
乱に相当するノードは伝達係数Ｆ₁ （ブロック４０８）
の出力ノードであることは容易に理解できる。

【０１８３】すなわち、状態推定器Ｐを電気回路にて実
現し、伝達係数Ｆ₁ （ブロック４０８）の出力ノードに
相当する場所の信号を取り出せば、負荷外乱がセンサを
用いることなく容易に検出できる。

【０１８４】したがって、この実施例では、状態推定器
Ｐにて検出された推定外乱を増幅器４１５にてＫD なる
ゲインで、アクチュエータ制御電圧から減算ブロックＱ
にて引き、外乱フィードフォワードループを構成する。

【０１８５】このループはアクチュエータＣに作用する
負荷外乱を打ち消すように電気的に負荷外乱と逆相の信
号をフィードフォワードするので、アクチュエータＣは
あたかも負荷外乱が作用していないかのように動作させ
ることが可能となる。なお、外乱ループのループゲイン
はフィードフォワードループであるから、増幅器４１５
のゲインＫD は１未満になるように選択される。

【０１８６】この第８実施例の効果を図４５に示す。こ
の図４５の(a) 図はアクチュエータＣに第２および第７
実施例で示したダンピング制御を十分施した系に、３０
Ｈｚの周期的な負荷外乱力を作用させたときのアクチュ
エータＣの位置変動の様子を示した特性であり、同図
(b) はこの実施例によって得られた特性である。

【０１８７】外乱制御を施さない(a) 図の場合は周期外
乱によってアクチュエータＣは周期振動しているが、こ
の実施例によって外乱制御を施すと、(b) 図のように周
期振動の振幅が大幅に減少し、負荷外乱に対する剛性が
増したことが確認できる。

【０１８８】このように、この第８実施例によれば、機
械的剛性の低いアクチュエータを電気的に剛性の高い特
性に改善することが可能になる。

【０１８９】図４６は、図４４で示した制御系をＯＰア
ンプによるアナログ電気回路で実現した一例である。な
お、同図において、図４４の各ブロックに対応する回路
構成には同一の符号を付してある。

【０１９０】この回路は、ＯＰアンプによる簡単な加算
器，減算器，積分器，一次フィルタで構成されており、
各ＯＰアンプの抵抗値ならびにコンデンサ容量値を図２
８の関係を満足するように予め所定値に選択すること
で、任意のアクチュエータに対しても良好に設定可能で
ある。

【０１９１】図４６で示した回路は、あくまでも一例で
あって、図４４の制御系を実現させる物であれば、他の
如何なる構成であっても良く、例えばマイクロプロセッ
サやＤＳＰなどを用いてソフトウェアでディジタル演算
にて実現できることはいうまでもない。

【０１９２】〔第９実施例〕従来の可動ヘッド位置制御
装置は、磁気ヘッドのデッキベースからの絶対高さを制
御しようとすると、交流磁界発生用コイルの取付精度が
きびしくなる。また、可動ヘッドアクチュエータの可動
部剛性を考慮しないと、１回転のうちの１箇所でしかヘ
ッド高さを検出していないため、振動などにより１回転
内の可動ヘッドの軌跡が曲がってしまうなどの問題があ
った。

【０１９３】この第９実施例は、上記のような問題点を
解消するためのもので、可動ヘッドが位置決めされるべ
き絶対高さ（デッキベースからのヘッド高さ）に、交流
磁界発生コイルの取付精度に無関係に制御でき、１回転
内の可動ヘッドの高さずれや振動をも抑えて、様々なト
ラックフォーマットの磁気テープ装置において可動ヘッ
ドに理想的なトラック軌跡を形成させることができる可
動ヘッドの位置制御装置を得るためのものである。

【０１９４】これによって、可動磁気ヘッドを記録のた
めと特殊再生を含めた再生のためとに兼用させることが
できるので、この実施例は、回転ドラムに設けるべきヘ
ッドの数を減少させて価格を低下させることができるば
かりでなく、小型化が容易になるなどの優れた効果が得
られるものである。

【０１９５】最初に従来の可動ヘッドの構造例について
説明する。図８２は従来の磁気記録再生装置の主要部を
示す断面図、図８３は台座を取り除いた図８２の８３−
８３線での断面図である。

【０１９６】図において、１は固定ドラム、２はこの固
定ドラムに取り付けられた軸受、３はこの軸受２に支承
されて回転する回転軸、４はこの回転軸３の一端に嵌着
された台座、５はこの台座４にネジ６を用いて取り付け
られた回転ドラム、７は回転ドラム５にネジ８を用いて
取り付けられたアクチュエータ、９は固定ドラム１に取
り付けられた下トランス、１０は台座４に取り付けられ
た上トランス、１１は回転ドラム５に取り付けられた配
線板、１２はアクチュエータ７に制御電流を供給するた
めの回転しない接触子、１３は接触子１２に摺接するよ
うに台座４の一部に設けた回転する電極、１４は接続部
で、前記電極１３から接続部１５および配線板１１を経
由してアクチュエータ７に電気接続する接続部、Ｈはア
クチュエータ７に取り付けられている磁気ヘッド（以
下、「可動ヘッド」、という）であり、接続部１７、配
線板１１、接続部１５を経てアクチュエータ制御部に電
気的に接続されている。

【０１９７】１８はアクチュエータ７を収納するため回
転ドラム５の一部に設けた凹所であり、可動ヘッドＨの
位置調整ができるようにアクチュエータ７より大きく形
成されている。１９は可動ヘッドＨの位置調整のための
複数の位置調整用孔、２０は磁気テープで、固定ドラム
１および回転ドラム５の外周面に巻きつけられて走行
し、可動ヘッドＨと摺接する。

【０１９８】図８４はアクチュエータ７の平面図、図８
５は図８４の８５−８５線での断面図、図８６は図８４
の８６−８６線での側面図で、２１は磁性材料からなる
第１ヨーク、２２は第１ヨーク２１に固着された柱状の
第１永久磁石、２３は内周の一部に凸形状部２３ｂを有
していて第１ヨーク２１に取り付けられた磁性材料から
なる第２ヨーク、２４は第２ヨーク２３に取り付けられ
た磁性材料からなる第３ヨーク、２５は第１永久磁石２
２と同一の磁極を対向させて第３ヨーク２４に固着され
た柱状の第２永久磁石、２６は第２永久磁石２５と第１
永久磁石２２の間にあって、いずれか一方に固着された
磁性材料からなるポールピース、２７は薄板の非磁性材
料からなる板バネであって、第１ヨーク２１と第２ヨー
ク２３で周縁が挟持されて保持されるとともに、その延
在部２７ａが第１ヨーク２１および第２ヨーク２３に設
けられている窓２１ａ，２３ａを通って外方に突出して
おり、その先端に可動ヘッドＨが取付けられている。

【０１９９】２８は薄板の非磁性材料からなる板バネ
で、第２ヨーク２３と第３ヨーク２４で挟持されて保持
されている。２９は板バネ２７、２８にそれぞれ保持さ
れている固定部材、３０はボビンで、内周が第１永久磁
石２２、第２永久磁石２５およびポールピース２６の外
周との間にギャップを有する位置において固定部材２９
に接着剤３２を用いて固着されている。３１はこのボビ
ン３０に巻回された被覆材を有する電線からなるコイル
で、第２ヨーク２３の凸形状部２３ｂとの間で形成され
ている環状のギャップＧ内に保持されている。

【０２００】図８７は、回転ドラム５に搭載されている
磁気ヘッドを現行ＶＨＳフォーマットに基づいた磁気テ
ープ装置の場合についてみたもので、可動ヘッドＨは記
録されている映像情報を早送り再生したり、スロー再生
したりする特殊再生モード専用の一対の磁気ヘッドとし
て用いられる。

【０２０１】３５はビデオテープに長時間の映像情報を
録画するため、狭いトラック幅の長時間モード用の一対
のＥＰヘッド、３６は、通常の映像情報を録再用のトラ
ック幅の広い一対のＳＰビデオヘッド、３７はオーディ
オ情報を録再するための一対のオーディオヘッド、３８
は、つなぎ録りの時に記録トラックを１本づつ消去する
ためのフライングイレーズ（ＦＥ）ヘッドである。

【０２０２】図８８は第１の従来の制御系のブロック回
路図、図８９はこの従来例の磁界発生装置の配設位置を
示す斜視図である。図において、４０は可動ヘッドＨに
周波数の異なる２つの磁界Ｂｆ_1,Ｂｆ₂ をあたえる交流
磁界発生装置であって、この交流磁界発生装置４０は磁
気テープ２０が巻き付けられていない側の回転ドラム５
と固定ドラム１の外周面に沿う位置に配設されており、
その位置は調整可能に構成されている。

【０２０３】この交流磁界発生装置４０は回転ドラム５
の軸方向に２つの交流磁界発生コイル４５、４５ａが回
転軸方向に配列されており、それぞれ異なった周波数ｆ
₁ ，ｆ₂ の磁界Ｂｆ_1,Ｂｆ₂ を発生するように構成され
ている。４２はｆ₁ の成分を通過させるバンドパスフィ
ルタ、４３はｆ₂ の成分を通過させるバンドパスフィル
タ、４４は差動アンプである。

【０２０４】可動ヘッドＨは、交流磁界発生装置４０の
近傍を通過するたびに交流磁界発生コイル４５，４５ａ
によって形成されている磁界Ｂｆ_1,Ｂｆ₂ を検出し、そ
の磁界の強さに比例した検出信号を出力する。バンドパ
スフィルタ４２は周波数ｆ₁ の信号成分Ｓを通過させ、
バンドパスフィルタ４３は周波数ｆ₂ の信号成分Ｔを通
過させる。

【０２０５】この２つの信号成分Ｓ，Ｔのレベルは、図
９０に示すように、可動ヘッドＨを回転ドラム５の軸方
向に移動させたとき、つまり可動ヘッドＨの高さ位置の
変化に伴って変化する。

【０２０６】いま、この２つの信号成分Ｓ，Ｔが同じレ
ベルとなる可動ヘッドＨの高さ位置をｍとし、そのとき
の両信号成分Ｓ，ＴのレベルをＵとする。図８８の減算
器４４はこの２つの信号成分Ｓ，Ｔを減算してその差を
とり、その差分信号をアクチュエータＣにフィードバッ
クし、その差分が零となる方向に可動ヘッドＨを移動さ
せる。

【０２０７】つまり、図９０において２つの信号成分Ｓ
とＴが同じレベルとなるように、すなわち可動ヘッドＨ
の高さ位置がｍになるように可動ヘッドＨを移動させ
る。交流磁界発生コイル４５，４５ａの位置などを変え
ることによって２つの信号成分ＳとＴの交点Ｕの位置を
変えることができ、可動ヘッドＨの高さ位置ｍを変える
ことができるので、可動ヘッドＨの高さの基準位置を自
由に定めることができる。

【０２０８】なお、上記従来例では一つの可動ヘッドの
制御について説明したが、複数の可動ヘッドＨａ，Ｈｂ
を備えた装置では、各可動ヘッドＨａ，Ｈｂについて同
様の制御動作を行うことによって各可動ヘッド記録時の
チャンネル間の段差をなくすことができる。

【０２０９】図９１は第２の従来例のブロック回路図で
あって、４６は発振コイル４５に電流を供給するドライ
バ、４７は交流電圧を発生するための発振回路である。
４８，４９は回転ドラム内の磁気ヘッドと信号を受けわ
たしするためのロータリートランス、５０，５１はオー
ディオヘッドおよびビデオヘッドからの信号を増幅した
り記録電流を供給するための録音再生アンプ、５２は回
転ドラム５内に固定されたヘッドであるオーディオヘッ
ド３７から再生される発振コイル４５からの電磁誘導に
よる信号のみを通過させるバンドパスフィルタ、５３は
可動ヘッドＨから再生される発振コイル４５からの電磁
誘導による信号のみを通過させるバンドパスフィルタ、
５４は回転ドラム５の１回転おきに再生されるオーディ
オヘッド３７からの発振コイル４５の電磁誘導出力の増
幅値をホールドするためのサンプルホールド回路、５５
は回転ドラム５の１回転おきに再生される可動ヘッドＨ
からの発振コイル４５の電磁誘導出力の増幅値をホール
ドするためのサンプルホールド回路、５６はサンプルホ
ールド回路５４，５５の差を取るための差動アンプ、５
７は位置固定制御ループにおける安定性を確保するため
のローパスフィルタなどで構成されるサーボ補償回路、
５８はアクチュエータ７に駆動電流を供給するためのド
ライバである。

【０２１０】図９２は交流磁界発生コイル４５の断面図
で、４５ｃはコイル磁束を集中させるための磁心、４５
Ｕは交流電流を流し磁心４５ｃに交流磁束を発生させる
ためのコイル、４５Ｌはコイル４５Ｕと磁界の発生の向
きが逆になっているコイル、４５ｂはコイル４５Ｕおよ
び４５Ｌを収納するためのコイルホルダ、１００は交流
磁界発生コイル４５を固定するための取付け部材であ
る。図９３はこの交流磁界発生コイル４５の発生磁束方
向を図示したものである。

【０２１１】第２の従来例は、図９４に示すように、交
流磁界発生コイル４５の２つのコイル４５Ｕ，４５Ｌで
発生した周波数ｆ₁ の交流磁束は対向する部分で反発
し、上下方向に対して磁束密度の高い部分と低い部分と
が形成される。

【０２１２】この交流磁束は、可動ヘッドＨやオーディ
オヘッド３７がその交流磁界内を通過したとき再生さ
れ、ロータリートランス４８，４９を介して再生アンプ
５０，５１より再生される。

【０２１３】このとき、発振回路４７の発振周波数ｆ₁
は、ロータリートランス４８，４９の低周波側の周波数
特性に起因する減衰周波数限界以上で、かつ交流磁界発
生コイル４５のインダクタンスにより駆動電流が供給し
にくくなる周波数以下の周波数に選定される。

【０２１４】一般的にはロータリートランス４８、４９
の減衰周波数限界は数１０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚとなっ
ており、例えばコイル４５Ｕ，４５Ｌの巻数が数百ター
ンでインダクタンスによる減衰開始周波数が１ＭＨｚあ
るとすると、発振周波数ｆ₁は、例えば１００ＫＨｚ＜
ｆ₁ ＜１ＭＨｚの間に選定される。

【０２１５】図９１において、磁気ヘッドＨ，３７が交
流磁界発生コイル４５の近傍を通過するときに再生アン
プ５０、５１から出力される周波数ｆ₁ の再生信号の振
幅は次のようになる。

【０２１６】仮に交流磁界発生コイル４５の２つのコイ
ル４５Ｕ，４５Ｌの中間の位置がオーディオヘッド３７
のヘッド高さ位置もしくは可動ヘッドＨの中立位置にお
けるヘッド固定高さよりも高い位置に取り付けてある場
合、可動ヘッドＨを上方向（デッキベースよりはなれる
方向）に動かすと大きくなり、可動ヘッドＨを下方向に
動かすと小さくなり、取付位置が上記と逆の場合は再生
信号の減衰方向も逆になる。

【０２１７】いま、固定ヘッド（オーディオヘッド）３
７からの再生信号として再生アンプ５０から出力される
信号検出感度と、可動ヘッドＨからの再生信号として再
生アンプ５１から出力される信号検出感度とが等しい
か、または、再生アンプ５０または５１のゲイン調整に
より等しくなるように調整されているものとする。

【０２１８】再生アンプ５０と５１の再生出力は、周波
数ｆ₁ のみを通過させるバンドパスフィルタ５２，５３
を通されて不要なノイズが除去され、この２つの再生出
力レベルが最大になる値をサンプルホールド回路５４，
５５でサンプルホールドされるかピークホールドされた
後、そのレベル差が差動アンプ５６で取り出され、可動
ヘッドＨと固定ヘッド３７のヘッド段差が電圧の関数と
して取り出される。

【０２１９】これを、ローパスフィルタなどの制御系位
相補償回路５７に通した後、ドライバ５８によってヘッ
ド段差がなくなる方向に制御ループが閉じられることに
よって記録時においても可動ヘッドＨと固定ヘッド３７
との段差が生じないように保持される。

【０２２０】同様に、２つの可動ヘッドＨａ，Ｈｂが回
転ドラム５上に１８０度対向に取り付けられている場合
には、それぞれのチャンネル間のヘッド段差もそれぞれ
のアクチュエータにおいて上述したヘッド高さ位置固定
制御系を構成することにより実現できる。

【０２２１】この場合、位置固定制御ループのサーボ帯
域は、可動ヘッドＨと固定ヘッド３７のヘッド段差や２
つの可動ヘッドＨの間の高さずれを補正するだけである
のでそれほど広くする必要はなく、ヘッド高さや段差ず
れの検出も、回転ドラム５の１回転おきに行われるた
め、ドラム回転数が１８００ｒｐｍの場合には３０Ｈｚ
のサンプリングによる無駄時間があることから、制御帯
域を数Ｈｚ以下に設定しないと制御系が発振する。

【０２２２】そのため補償回路５７にて、制御帯域が数
Ｈｚで位相余裕が６０度以上確保されるように補償回路
５７のローパスフィルタの時定数やゲインが決定され
る。

【０２２３】なお、当然ではあるが、記録時におけるヘ
ッド高さの制御は、可動ヘッドＨがドラム５に磁気テー
プ２０が巻き付けられている側を走行中はアンプ５１が
記録アンプとして働き、可動ヘッドＨが磁気テープ２０
が巻き付けられていない交流磁界発生コイル４５の近傍
を走行中には再生アンプとして動作するようにしなけれ
ばならない。

【０２２４】図９５は、第３の従来例のブロック回路図
で、各々のヘッドの感度バラツキなどの影響を受けない
ように構成した２つの交流磁界発生コイル４５，４５ａ
を回転ドラム５の周方向に配設したもので、５９は第１
の割算器で２つの交流磁界発生コイルからの固定ヘッド
再生出力振幅の比を求めるためのもの、６０は第２の割
算器で、２つの交流磁界発生コイル４５，４５ａからの
可動ヘッドＨの再生出力振幅の比を求めるためのもので
ある。

【０２２５】次に、磁気ヘッドアクチュエータ７の動作
を説明する。図８５において、第１永久磁石２２はポー
ルピース２６，第２ヨーク２３および第１ヨーク２１で
作る閉磁路により磁束Ｄを発生する。同様に、第２永久
磁石２５はポールピース２６，第２ヨーク２３および第
３ヨーク２４で作る閉磁路により上記磁束Ｄと逆向きの
磁束Ｅを発生する。

【０２２６】このように発生された磁束Ｄおよび磁束Ｅ
はともに環状ギャップＧを同一の方向に横切るので、コ
イル３１に関しては上記第１永久磁石２２と第２永久磁
石２５の合計した磁束が横切ることになる。

【０２２７】この状態でコイル３１に接触子１２から電
極１３，接続部１４，１５を経て電流を流すと、コイル
３１とボビン３０と可動ヘッドＨは一体となって図８５
の上下方向軸方向に移動する。これにより、可動ヘッド
Ｈは磁気テープ２０の幅方向に変位し、磁気記録跡を精
度よくトレースできる。

【０２２８】図９６は磁気ヘッドアクチュエータ７の駆
動電流と可動ヘッドＨの変位量の間のヒステリシス特性
を示すものであり、図９７はこのようなヒステリシス特
性を有する磁気ヘッドアクチュエータ７を用いて記録し
た時の磁気テープ２０上の記録トラックパターンを示し
ている。

【０２２９】図９６、図９７から明らかなように、初期
段階で磁気ヘッドアクチュエータ７を調整しただけの場
合は、図９６のようなヒステリシス特性により可動ヘッ
ドＨの基準位置が変化し、記録トラックＴがαだけ重な
り合ってしまう。

【０２３０】このようにヘッド高さ位置制御系が構成さ
れているが、図９１の従来例では、各ヘッドＨ、３７か
らアンプ５０，５１までの検出感度が等しいか、等しく
調整されなければならない。

【０２３１】これは実際には、固定ヘッド３７と可動ヘ
ッドＨとのヘッドのターン数の違いやヘッドコアの透磁
率の違いや、アンプゲインのバラツキや温度特性の差な
どにより等しくすることができない場合が多い。

【０２３２】第３の従来例においては、２つの交流磁界
発生コイル４５、４５ａを配設して各々の発振周波数を
変えてｆ_1,ｆ₂ とし、更に図９５の拡大図Ａに示すよう
に、一方の交流磁界発生コイル４５は２つのコイル４５
Ｕと４５Ｌの中間高さ位置が固定ヘッド３７の高さ位置
より高い位置に、他方の交流磁界発生コイル４５内の２
つのコイル４５Ｕ、４５Ｌの中間高さ位置が固定ヘッド
３７の高さ位置よりも低い位置に固定する。

【０２３３】この時、固定ヘッド３７によって再生され
る発振コイル４５ａからの電磁誘導による再生アンプ５
０からの周波数ｆ₁ の再生出力と、発振コイル４５ａか
らの周波数ｆ₂ の再生出力との振幅比が、可動ヘッドＨ
の再生出力の振幅比と等しくなるように可動ヘッドＨの
高さを制御すれば、各ヘッドから再生アンプまでの周波
数ｆ_1,ｆ₂ における周波数特性に固定ヘッド系と可動ヘ
ッド系が大きくずれていないかぎりヘッドターン数の違
いやヘッドコアの透磁率の違い、アンプゲインのバラツ
キや温度特性などにかかわらず、可動ヘッドＨと固定ヘ
ッド３７の段差をなくすることができる。

【０２３４】そのため、可動ヘッド再生出力周波数ｆ₁
またはｆ₂ のみを通過させるバンドパスフィルタ５３と
５３ａの再生信号振幅をサンプルホールド回路５５，５
５ａもしくはピークホールド回路により取り出し、割算
器６０に入力して取り出した割算信号と、同様に固定ヘ
ッド３７の再生出力中の周波数ｆ₁ またはｆ₂ の信号成
分の振幅の比をバンドパスフィルタ５２，５２ａ、サン
プルホールド回路５４，５４ａで取り出して割算器５９
に入力して取り出した割算信号との差を、差動アンプ５
６で取ることにより可動ヘッドＨと固定ヘッド３７との
段差ずれの方向と量を検出することができる。

【０２３５】例えば可動ヘッドＨのヘッド高さが、固定
ヘッド３７のヘッド高さよりも高い方にずれている（デ
ッキベースより遠ざかる方向にずれている）場合、可動
ヘッドＨの再生信号は固定ヘッド３７の再生信号より周
波数ｆ₁ の成分の方がｆ₂ の成分よりも振幅が大きく再
生される。従って、差動アンプ５６の出力信号は負とな
り、可動ヘッドＨを下方向に動かして段差が無くなる位
置に固定する。

【０２３６】以上のようにして、可動ヘッドＨと固定ヘ
ッド３７間やヘッドアンプ５０と５１間の感度バラツキ
があっても正確なヘッド高さ制御が行われるわけである
が、図９５の従来例の場合は、精度の良い割算器５９，
６０を必要とするので、コストアップになる場合があ
る。

【０２３７】図９８は割算器を用いない第４の従来例の
ブロック回路図で、図において、６１はスイッチ回路、
６２はサンプルホールド回路５５，５５ａのホールドタ
イミングを制御するためのタイミングコントロール回路
である。

【０２３８】この第４の従来例は、固定ヘッド３７の再
生アンプ５０ａの出力を周波数ｆ_1,ｆ₂ のみを通すバン
ドパスフィルタ５２，５２ａの出力として、調整用端子
で見ながら、周波数ｆ₁ （＝１５０ＫＨｚ）とｆ₂ （＝
２００ＫＨｚ）の出力信号の振幅が等しくなるように交
流磁界発生コイル４５，４５ａの取付位置やドライバ４
６，４６ａの駆動出力電圧を調整する。

【０２３９】このようにすれば、可動ヘッドＨによる再
生出力の周波数ｆ₁ とｆ₂ の再生信号成分の振幅が等し
くなるように高さ位置を制御すれば、割算器を用いずと
も、可動ヘッドＨと固定ヘッド３７のヘッド段差がなく
なるように制御することができる。

【０２４０】可動ヘッドＨが回転ドラム５に１８０度対
向して２つ取り付けられているこの従来例においては、
バンドパスフィルタ５３，５３ａの後にアナログスイッ
チ６１で４つのサンプルホールド回路５５，５５ａに各
々のチャンネルの再生信号を分配することにより対応す
ることが可能であって、このときは差動アンプ５６，５
６ａ、補償回路５７，５７ａ、ドライバ５８，５８ａ
は、それぞれ２個ずつ必要である。

【０２４１】このような多チャンネルに対する対応は、
上述の第２および第３の従来例においても同様に適用で
きる。制御帯域の設定については、第２および第３の従
来例もこの従来例と全く同じであって、補償回路５７，
５７ａにてゲイン、位相が補償される。

【０２４２】なお、一般に磁気ヘッドは回転ドラム５の
円周の接続方向の磁束を拾うため、交流磁界発生コイル
４５，４５ａの形状が、図９２のような場合、図９９の
ような再生エンベロープとして取り出される。

【０２４３】なお、図９８の構成の場合、固定ヘッド３
７の再生出力はｆ₁ とｆ₂ が等しくなるよう調整されて
いるために図９９(a) のようになり、可動ヘッド系との
ヘッド−ヘッドアンプ間感度がずれていても制御後は、
図９９(c) のようにｆ_1,ｆ₂成分のレベルが等しくなる
とヘッド段差がなくなる。

【０２４４】なお、図９８の従来例では、交流磁界発生
コイル４５の取付位置の調整や、駆動電圧レベルの調整
によって固定ヘッドの再生出力の周波数ｆ₁ とｆ₂ の再
生信号振幅が等しくなるようにすることが可能である場
合を示したが、取付位置の調整や駆動電圧レベルの調整
によっては等振幅に追い込めない場合、あるいは、温度
特性、経時変化などにより初期調整だけでは実用できな
い場合がある。

【０２４５】図１００は第５の従来例のブロック回路
で、一般的に微小変位計測器として用いられている差動
トランスの構成と同じように、交流磁界発生コイル４５
の２つのコイル４５Ｕ，４５Ｌの中間高さ位置が、可動
ヘッドＨの高さと等しくなるように配置し、可動ヘッド
Ｈが上下方向にずれたとき、図１０１に示すように再生
信号の振幅とともに位相がずれることを同期検波回路６
３により検出することによりヘッド段差の方向とずれ量
とを検出するようにしたものである。

【０２４６】この場合も同期検波サンプルホールド後の
処理は、第２ないし第４の従来例と同じである。

【０２４７】このように、記録時において、可動ヘッド
Ｈと固定ヘッド３７のヘッド段差が常になくなるように
制御できれば、記録専用の固定ヘッド３５，３６を回転
ドラム５に取り付ける必要がなくなり、アクチュエータ
７に搭載された可動ヘッドＨで例えば映像信号の記録、
再生、特殊再生が可能になるほか、固定ヘッド３７との
高さが調整されるため、図１０２に示すように、ＶＨＳ
フォーマットにおけるハイファイオーディオ３７やつな
ぎ取りのためのイレーズヘッド３８を回転ドラム５上に
配置し、ＥＰヘッド３５、ＳＰヘッド３６をアクチュエ
ータ７に搭載してもよく、従来の図８７に示したヘッド
配置構成に比べきわめて簡略化された構成とすることが
できる。

【０２４８】図１０３は、第６の従来例のブロック回路
図で、交流磁界発生コイル４５，４５ａの取付位置の調
整によっては固定ヘッド３７の再生出力の振幅が等しく
ならない場合に、これを電気的に自動調整し、再生出力
の振幅が等しくなるようにする交流発生磁界制御系を設
けたブロック回路図で、図において６５，６５ａは、コ
イル４５，４５ａが発生する交流磁界のレベルを制御す
るための可変ゲインコントロールアンプである。

【０２４９】この従来例は、可変ゲインコントロールア
ンプ６５，６５ａを挿入して、固定ヘッド３７の再生出
力のバンドパスフィルタ５２，５２ａの出力信号振幅レ
ベルが常に一定になるようにサンプルホールド回路５
４，５４ａの出力を可変ゲインコントロールアンプ６
５，６５ａのゲインコントロール入力端に入力して、固
定ヘッドの再生出力のｆ₁ およびｆ₂ の振幅が常に一定
になるように制御するものであり、交流磁界発生コイル
４５，４５ａの機械的位置調整のバラツキや温度特性、
経時変化などに対しても常に振幅が一定（この場合、固
定ヘッドの再生出力のｆ₁ とｆ₂ の再生振幅が常に等し
く）に制御される。

【０２５０】図１０４は第７の従来例のブロック回路図
で、図１０３の従来例における磁界レベル制御を一方の
交流磁界発生コイル４５ａのみの調整で行う構成とした
もので、６６は差動アンプである。

【０２５１】この従来例は、固定ヘッド３７の再生出力
のうち周波数ｆ_1,ｆ₂ の信号成分をバンドパスフィルタ
５２，５２ａで抜き出してそれぞれサンプルホールド回
路５４，５４ａでサンプルホールドした値を差動アンプ
６６にて差分を取ることにより、一方の交流磁界発生コ
イル４５ａの駆動電圧レベルを可変ゲインコントロール
アンプ６５に入力し、他方の交流磁界発生コイル４５か
らの再生出力のレベルと一方の交流磁界発生コイル４５
ａからの再生出力のレベルとが、等しくなるよう制御し
たもので、図１０３の従来例と同様の効果が得られる。

【０２５２】以上のような交流磁界発生コイル４５，４
５ａの発生磁界制御系を新たに加えたことにより、第４
の従来例において交流磁界発生コイル４５，４５ａの取
付位置の調整のバラツキや、電磁誘導レベルの経時変
化、温度特性による変化などがあっても、可動ヘッドの
高さ位置制御系の追従精度を維持することができる。

【０２５３】なお、前述の第２ないし第７の従来例につ
いてはアナログ回路で構成した例を示したが、再生アン
プ５０，５１の出力もしくはバンドパスフィルタ５２，
５３の出力をアナログ−デジタル変換してから、ディジ
タル回路やマイクロコンピュータ内のソフトウェアなど
による処理を行った後、ディジタル−アナログ変換して
アクチュエータ７をドライブする構成としても良いこと
はいうまでもない。

【０２５４】次に、上記のような磁界を発生させるため
の交流磁界発生コイル４５の構成について詳しく述べ
る。

【０２５５】磁束密度を場所によって急激に変化させる
ためには、まず、磁束を集中させることが必要となる。
磁束を集中させることが可能な例として、図９３に示す
ようにコイルを対向させて、お互いに反発しあうような
電流を通電する方法がある。

【０２５６】図９４に示すように２個のコイル間の領域
において磁束が集中し、さらにコイル磁心から距離が離
れると急激に磁束は発散するため、磁束密度は小さくな
り、位置によって磁束密度が急激に変化するので都合が
良い。

【０２５７】ここでいう磁束密度の変化は、その位置に
おける磁束の本数の変化ではなく、可動ヘッドの移動方
向すなわち回転ドラムの回転軸方向に関して可動ヘッド
が検知できる方向の磁束の磁束密度の変化としているの
は前述した通りであるから、交流磁界発生コイル４５の
磁束の方向について検討を行う必要がある。

【０２５８】図１０５は交流磁界発生コイル４５の磁界
分布を調べるための座標面を示す模式図であって、４５
Ｕ，４５Ｌはコイル、４５ｃは軟鉄などの軟磁性体で造
られた磁心、４６は２つのコイルに通電するための交流
電源であり、Ａ面は磁心４５ｃの中心軸Ｌを法線に持つ
面であり、かつ、２つのコイル４５Ｕ，４５Ｌの間の中
心を横切る面である。

【０２５９】Ｂ面はＡ面と平行であり、Ａ面から微小距
離ｄ離れた面、Ｃ面はＡ面、Ｂ面と平行でありＢ面から
更に微小距離ｄ、Ａ面から微小距離２ｄ離れた面であ
る。Ｄ面は磁心４５ｃの中心軸Ｌと同一方向に中心軸を
持つ半径Ｒの円筒側面の一部である。なおＤ面は回転ド
ラム５の側面を表し、Ｄ面と他の平面との交線は、可動
ヘッドの軌跡を表すものとして考える。

【０２６０】コイル４５Ｕおよび４５Ｌには、実際は、
交流電流を通電するのであるが、ここでは原理説明のた
め、直流電流を通電した場合を考えてみる。図１０６に
コイル４５Ｕおよび４５Ｌにお互いに極が反発しあうよ
うに直流電流を通電した時の各平面上の磁束をベクトル
表示した模式図を示す。なお、図中の円は磁心４５ｃの
断面を、Ｘ−Ｘ′の曲線は各面と曲面Ｄ面との交線を表
す。

【０２６１】まず、Ａ面を見ると、磁心４５ｃに近い領
域においてはＡ面上の磁束ベクトルの大きさは大きく、
磁心４５ｃから離れるにつれ、磁束がまわり込むため、
Ａ面上の磁束ベクトルは急激に小さくなってゆく。

【０２６２】Ａ面からｄだけ離れたＢ面においては、磁
束がまわり込む効果のため、Ｂ面上の磁束ベクトルは磁
心４５ｃからある程度離れた領域で最大となる。

【０２６３】Ｃ面もＢ面で述べた状態と同様であるが磁
束がまわり込み、Ｃ面上の磁束ベクトルは次第に零に近
づくためベクトルの絶対値はＢ面よりは小さくなる。

【０２６４】さて、先ほど述べたように図１０６の各面
における曲線Ｘ−Ｘ′は可動ヘッドの軌跡を表してお
り、また、可動ヘッドが検知可能な磁束の方向は曲線Ｘ
−Ｘ′上の点の接線となる。

【０２６５】図１０６中の磁束を交流磁束とし、曲面Ｄ
面を平面に展開したものが図１０７である。図中の矢印
はＤ面と各面との交線でのＤ面上の磁束ベクトルを表
す。交流磁束なので矢印の向きは逆転したものが一対と
なっている。

【０２６６】図１０８は、同図左側の磁束分布の場合に
おける可動ヘッドがＡ面およびＢ面およびＣ面とＤ面と
の交線を通過した場合の可動ヘッドの誘導起電力による
出力波形である。この出力波形を見てわかるように、各
面においてピークレベルが異なり、この例ではＢ面のピ
ークレベルが最大となっている。

【０２６７】換言すれば、ピークレベルは可動ヘッドの
回転ドラムの回転軸方向の変位量に依存する非線形関数
となっている。よって、出力波形のピークレベルを検知
することによって、可動ヘッド自信の絶対位置を知るこ
とができる。

【０２６８】なお、可動ヘッドを位置センサとして位置
制御をかけることを考慮すると、センサ感度を高くとる
ためにヘッド高さの変化に対する出力波形のピークレベ
ル変化率の大きい領域、図１０７でいえばＡ面とＢ面の
間の領域もしくはＢ面とＣ面の間の領域に可動ヘッドを
固定できるように交流磁界発生コイル４５を取り付けれ
ばよい。

【０２６９】また、いままで説明してきた磁界分布のよ
うすは、ある特定の交流電圧で交流磁界発生コイル４５
を駆動した場合を示したが、この磁界分布の関係は電圧
振幅値にも依存する関数となっている。そのためこの電
圧値は、先ほどのべたヘッド高さ変化に対する出力波形
のピークレベル変化率が最大になるように調整すればよ
い。

【０２７０】また、このように交流磁界発生コイル４５
を、ドラムデッキ中に設けると、リニアオーディオヘッ
ドにノイズとして飛び込んだり、磁気テープの情報を消
去したりという悪影響をおよぼす恐れがある。そこで図
１０９に示すように磁界発生素子の一部を軟磁性体４５
ｓで包むことによって磁気シールドすることができる。
図１１０は図１０９の１１０−１１０線での断面図で、
このようにすれば、上記のような悪影響は解消される。

【０２７１】なお、上記従来例では、交流磁界発生コイ
ル４５の構成を磁束を集中させるために図１１０のよう
にした例を示したが、他に、例えばセンサ感度は落ちる
が、図１１１または図１１２に示すような構成であって
もよい。

【０２７２】以上のように従来の実施例においては、例
えば図８９における磁界発生コイル４０の機械的取付精
度は、経時的、温度的変化を考慮にいれた十分な精度で
取付られる。すなわち、磁界発生コイル４０の取付位置
に可動ヘッドの高さを上記のように一致させることがで
きるから、可動ヘッドＨの位置固定許容精度よりもコイ
ル４０の取付精度の方を高くすることが必要である。

【０２７３】もしコイル４０の取付精度が悪い場合で
も、図８９のように可動ヘッドが複数個存在する回転ド
ラムを用いる場合にも、各々の可動ヘッドの相対的高
さ、もしくは回転ドラム上の他の固定ヘッドとの高さを
等しくすることは可能であるが、回転ドラム５を支持し
ているデッキベースからの可動ヘッドの絶対高さを制御
することはできない。

【０２７４】このような従来の方法においては、磁界発
生コイル４０の取付高さもしくは、他の固定ヘッドの絶
対高さに等しい絶対高さ位置に制御するか、もしくは、
各々のヘッドの相対高さを等しくするように制御するこ
とが可能である。

【０２７５】しかしながら、例えばＶＨＳフォーマット
かβフォーマットなどの現行システムにおいては、他の
固定ヘッドに対し同じ高さになるよう可動ヘッド高さを
制御するのではなく、他の固定ヘッドの高さから少しず
れた高さに可動ヘッドを位置制御しなければならない場
合がある。

【０２７６】また、例えば８ｍｍビデオや、Ｄ−１、Ｄ
−２などのディジタルＶＴＲなどの他のシステムにおい
ても、可動ヘッドをデッキベースからの絶対高さを所定
の高さに制御することができれば、記録時に各々のテー
プフォーマットに基づいた正確な記録トラックを形成す
ることが可能となる。

【０２７７】しかも、コイル４０の取付精度は、温度特
性や経時変化を考慮して、あまり厳密な精度を必要とし
ない方がコイル４０の工作精度や調整の容易さなどを考
えると安価にシステムが構成できるため、可動ヘッドが
所定の高さにあるかどうか検出する手段が望まれてい
た。

【０２７８】さらに、従来のシステムでは、ドラム１回
転毎に、決まったポイントでのヘッド高さしか検出でき
ないため、装置振動や、テープのテンション変動などに
よるテープヘッド間の摺動摩擦の変化により、ドラム１
回転内で可動ヘッドが動いてしまったり、機械振動を起
すなどの問題があるため、可動ヘッドアクチュエータの
ジンバルバネの剛性を上げ、機械共振を小さく抑えるな
どの考慮が必要であった。

【０２７９】以下に述べる実施例における可動ヘッドの
絶対高さ基準値の検出は、回転ドラム上に配置された交
流磁界検出手段により検出され、この交流磁界検出手段
と同じ高さに可動ヘッドの高さが制御される。

【０２８０】また、この発明におけるドラム１回転以内
の可動ヘッドの位置固定は可動ヘッドアクチュエータ内
に配置された可動ヘッドの位置検出手段により、位置固
定されると同時に、電気的に速度を推定する状態推定器
によりアクチュエータにダンピングがかけられ、振動な
どによる位置ずれが防止される。

【０２８１】図５４は本発明の第９実施例における回転
ヘッド部の構成を示すもので、図８２に示した現行のＶ
ＴＲシステムの回転ヘッド部における可動ヘッドとし
て、長時間モード用の狭トラックヘッド３５と、広トラ
ックピッチ用ヘッド３６をジンバルバネ２７の上にスペ
ーサ７２を介して取り付けたものである。

【０２８２】図５５は、回転ドラム５上に取り付けられ
た絶対高さ検出素子７３の外観図であり、７４は検出コ
イルである。

【０２８３】図５６は、絶対位置検出回路の検出信号増
幅部の回路図で、図において７５はバンドパスフィル
タ、７６はスイッチング用トランジスタである。図５７
は図５６のスイッチング用トランジスタ７６の動作モー
ドをドラムの回転角に対応させて示したものである。

【０２８４】図５８は、ホールセンサによるアクチュエ
ータ可動部の位置検出構成例で、図において、５０１は
磁気ヘッド１１２への漏れ磁束を小さくするためのマグ
ネットホルダー、５０２は磁束を発生させるマグネッ
ト、５０３はマグネット５０２の磁束の大小を検出する
ホールセンサ、５０４はホールセンサ５０３からの微小
信号を増幅して位置信号を得るための差動増幅器であ
る。

【０２８５】図５９は、図５８の変形例であって、５０
５はマグネット、５０６はホールセンサ、５０７はホー
ルセンサ５０６を固定するための基板である。図６０
は、光センサによる位置検出手段をアクチュエータに取
り付けた例であって、６０１は平行光を出射する発光
部、６０２はフォトダイオードなどで構成された２分割
検知器（受光部）である。

【０２８６】図６１は図６０の変形例で、６０３はＬＥ
Ｄなどで構成される発光素子６０５からの光を平行光に
するためのレベル、６０４は出射窓（絞り）、６０６は
レベル６０３からの平行光を反射するためのミラーであ
る。図６２は図６１における光センサの可動部変位量の
検出原理を表す図で、６０７は２分割検知器６０２にお
ける光電流の差動をとり、増幅するための差動増幅器で
ある。

【０２８７】図６３はこの実施例を制御理論の伝達関数
で表わしたブロック図である。ブロック３１１ないし３
１３はアクチュエータの特性を伝達関数によって示した
もので、３１１は可動磁気ヘッドＨを動かすアクチュエ
ータ機構部の伝達関数表現、３１２はアクチュエータの
コイル抵抗、３１３はドライブアンプのゲインである。

【０２８８】状態推定器４２０内の等価回路４２１〜４
２８はアクチュエータの速度を推定するためのオブザー
バの伝達関数表現であって、４２１はアクチュエータモ
デルにおけるバネ定数の等価回路、４２２はアクチュエ
ータコイル抵抗、アクチュエータトルク定数およびドラ
イブアンプゲインをまとめた等価回路、４２３はアクチ
ュエータの粘度定数と可動部質量との等価回路、４２４
は積分特性の伝達関数表現、４２５は上記４２１ないし
４２４からなる状態モデルと実測との誤差が収束するル
ープの安定化を図るために挿入されたオブザーバゲイ
ン、４２６はオブザーバゲイン４２５と同様な誤差を収
束させるためのオブザーバループゲイン、４２７は推定
した速度をフィードバックするための速度フィードバッ
クゲインである。

【０２８９】図６４はオブザーバによるダンピングルー
プをかけた場合と、かけない場合のアクチュエータ伝達
特性（ゲイン特性および位相特性）の比較図である。

【０２９０】図６５は上述のオブザーバの回路構成の一
例である。図において、８０１はアクチュエータ駆動電
圧の交流成分のみを取り出すためのコンデンサ、８０２
はオブザーバ内フィードバック信号と駆動電圧とを加算
して増幅するための増幅器、８０３はオブザーバ内のバ
ネ定数を模擬したループをフィードバックするための増
幅器、８０４はオブザーバ内のアクチュエータ粘性およ
び質量を模擬した伝達特性を実現するためのフィルタ、
８０５はオブザーバ内の積分器を構成するフィルタ、８
０６は位置情報とオブザーバの推定位置情報との差を取
り出すための比較回路、８０７は位置情報に含まれる交
流成分のみを取り出すためのコンデンサ、８０８は推定
速度情報に含まれる交流成分のみを出力させるためのコ
ンデンサである。

【０２９１】図６６は、上述のアクチュエータ可動部の
位置センサ（図５８〜図６２）と、上述の状態推定器１
０３を用いてダンピングループおよび位置ループを構成
し、さらに従来例にある交流磁界発生コイル４５と、交
流磁界検出回路（図５６）を用いた絶対高さ検出センサ
１０６の出力に基づいて従来例の図９１もしくはこれを
改良した図９５、図９８、図１００、図１０３における
絶対高さ検出回路１０５を用いて図６６の位置制御ルー
プの低域（直流成分）を補償するように構成した本発明
の実施例のブロック図である。

【０２９２】図６７(a) は、図６６のブロック図におけ
るオープンループ特性を表した図で、図６７(b) は、図
６６のブロック図の図６７(a) とは別の補償方式で構成
された場合のオープンループ特性である。図６８は、図
６６のブロック図における低域補償回路１０１のブロッ
クの細部を表したもので、(a) 〜(c) は、各々の細部の
ブロックにおける補償フィルタの伝達特性を表したもの
である。

【０２９３】図６９は図６６のブロック図における位置
制御補償器１０２の細部を表したもので(a) 〜(b) は細
部のブロックにおける各々の補償フィルタの伝達特性を
表したものである。図７０は、図６６のブロック図にお
ける本発明の実施例の制御系をソフトウェアによる演算
によって実現した場合のメインプログラムのフローチャ
ートを表したものである。

【０２９４】図７１は、図６６のブロック図における状
態推定器１０３のソフトウェアによる演算を表した速度
推定オブザーバのサブルーチンプログラムのフローチャ
ートである。図７２は図６６のブロック図における位置
制御補償器１０２のソフトウェアによる演算を表した、
位置制御補償器のサブルーチンプログラムのフローチャ
ートである。

【０２９５】図７３は、図６６における絶対高さ補正ル
ープのソフトウェアによる演算を表した絶対高さ補正サ
ブルーチンプログラムのフローチャートである。図７４
は、上記ホールセンサによる位置検出によって上記オブ
ザーバを用いた制御システムを構成した例で、図におい
て、５１０はドラム内に内蔵された基板である。

【０２９６】図７５は、光センサによるアクチュエータ
の位置検出を用いて、上述のオブザーバ回路およびドラ
イバ回路を回転ドラムに内蔵しない場合の構成例を示し
たもので、図において、６０８は検波回路である。

【０２９７】図７６は、アクチュエータおよびトラッキ
ング制御システムおよびオブザーバの極配置表したもの
である。図７７は、本発明の実施例における回転ドラム
上の磁気ヘッドおよび絶対高さ検出ヘッドのヘッド配置
を表した図である。

【０２９８】図７８は、本発明の実施例における回転ド
ラム内の信号伝送用の平盤形ロータリートランスのチャ
ンネル配置の一例を表したものである。図７９は、図７
７における各ヘッドおよび絶対高さ検出素子の配置によ
るテープとの接触期間をドラム１回転に対し（２ＨＲ）
のヘッドを基準に表したものである。

【０２９９】従来例におけるシステムの場合は、交流磁
界発生コイル４５の取付位置が、デッキベースからの可
動ヘッド高さの絶対位置を表していた。

【０３００】すなわち、従来においては、磁気ヘッドか
ら再生される２つの交流磁界発生コイル４５、４５ａの
出力レベルが等しくなる位置を所望の磁気ヘッド高さと
した場合、交流磁界発生コイル４５，４５ａのデッキベ
ース上での取付位置精度によって基準の絶対高さがバラ
ツイてしまう。

【０３０１】また、他の固定ヘッドの高さを可動ヘッド
の絶対高さ基準として用いることも可能であるが、この
場合、他の固定ヘッド例えば、オーディオヘッドなどと
同じ高さにしか制御できない。

【０３０２】これらは、従来例においても述べたように
交流磁界発生コイル４５の発生磁界や、磁気ヘッド−ヘ
ッドアンプの検出感度が温度などによってバラツクた
め、２つの検出信号の差がゼロになる位置に制御するよ
うな構成とすることによって上記バラツキの影響を除去
するようにしたためである。

【０３０３】次に、現行のＶＴＲにおける様々な記録フ
ォーマットに対応しテープ上にフォーマット通りの記録
パターンを形成させるためには、可動ヘッドの高さを他
の固定ヘッドに対して同じ高さに制御するのではなく、
他の固定ヘッド高さからすこしずれた高さに制御しなけ
ればならない場合も生じる。

【０３０４】この場合まず考えられることは図５４にあ
るように２つの磁気ヘッドの高さをスペーサ７２を介し
て取り付け、例えば、広トラックピッチ用ヘッド３６で
磁気記録を行う場合狭トラックピッチ用磁気ヘッド３５
で従来の高さ検出用交流磁界を再生することで従来の磁
気ヘッド高さ制御系を閉じることにより狭トラックモー
ド用ヘッド３５と基準となる固定ヘッド（例えばオーデ
ィオ用磁気ヘッド）を同じ高さにし、図５４のスペーサ
７２の高さ分だけ広トラックピッチ用ヘッドの制御後の
基準高さをずらすことができる。

【０３０５】このような方法の他にも、高さ検出用の交
流磁界再生ヘッドは、実際にテープ上への磁気記録再生
を行う必要がないため、図５５にあるような簡単な構成
の磁界検出器でも良く、図中のギャップやドラム表面か
らのつき出し量も厳密に定める必要がない。ただし、磁
気テープをいためたりするほどつき出し量を大きくとっ
てはならないのはいうまでもない。

【０３０６】このような簡単な構成の磁界検出器７３を
可動ヘッドが制御されなければならない所望の高さに機
械的に取付調整を行い、記録再生時において上記検出器
７３と可動ヘッドの高さが等しくなるよう従来例の制御
方式で制御することによって可動ヘッドの高さを所望の
絶対高さにもってくることができる。

【０３０７】以上のような手段でもって精度良く所望絶
対高さに可動ヘッドがきているかどうかを検出すること
が可能となる。

【０３０８】以上のような交流磁界による絶対高さの検
出は外部の磁界発生コイルに流す電流をＶＴＲ内のヘッ
ドアンプなどへの電磁的飛び込みによって信号劣化を生
じさせない範囲で大きくすることができる。上記のよう
に磁界発生コイルの発生磁界を大きくすると、検出する
絶対高さの検出感度を高めることができるため、制御シ
ステムの目標値への追従精度が向上する。

【０３０９】しかしこの場合従来からのＶＴＲシステム
に内蔵されている信号再生アンプを用いると、再生アン
プのダイナミックレンジによって信号が飽和してしまう
場合が生じる。これは、磁気テープから再生される微小
磁界よりも上記交流磁界発生コイルからの磁界の方が極
めて強いためである。

【０３１０】そのため図５６にあるようにロータリート
ランスを介して得られる高さ検出用交流信号を従来の再
生アンプとは別のアンプで増幅する必要がある。図５６
は、そのための増幅回路図で、高さ検出信号は、検出ヘ
ッドが、磁気テープと接触していないドラムが裏側で得
られるため、図中７６のスイッチング用トランジスタを
介して取り出すことが可能となる。

【０３１１】さらに図中４個のスイッチング用トランジ
スタ７６を図中のモードのように切り換えることによっ
て増幅システムを記録再生、検出、非動作とすることが
できる。なお、記録、再生時の上記スイッチング用トラ
ンジスタのモードは、検出ヘッドの回転位置によって図
５７のように切り換えれば良い。なお、上述した高さ検
出信号のみしか再生しない簡単な検出器７３の場合の増
幅回路は、図５６のような構成にする必要はなく、単に
バンドパスフィルタと位置検出信号アンプの組み合せで
可能となることは当然である。

【０３１２】また、この時のロータリートランスにおけ
るドラム上の各ヘッドならびに絶対高さ検出用ヘッドの
チャンネル配置は、ＶＴＲの記録時においてテープと接
触している側の記録ヘッドに記録電流が流れているた
め、ロータリートランスのチャンネル間クロストークに
より上述の交流磁界発生コイルによる絶対高さ検出信号
が乱される場合が生じる。このため、記録電流を流して
いるチャンネルと絶対高さを検出するチャンネルとをロ
ータリートランス上で離しておく必要がある。

【０３１３】例えば、現行ＶＨＳ、ＶＴＲにおいて図７
７のようなヘッド配置を有するシステムの場合例えばロ
ータリートランスのチャンネル配置は図７８のようにな
る。この時上述した記録電流を流すチャンネルと高さ検
出のチャンネルとの関係をわかりやすくするため、図７
８のヘッド配置におけるヘッドとテープの摺動区間をヘ
ッド２ＨＲを基準に表したのが図７９の模式図である。

【０３１４】図７９において、２ＨＲ，６ＨＬ，ＡＲは
ほぼ同時にテープと摺動しており、２ＨＬ，６ＨＲ，Ａ
Ｌもほぼ同時であることがわかる。よって２ＨＲ，６Ｈ
Ｌ，ＡＲが記録中に２ＨＬ，６ＨＲ，ＡＲが高さ検出で
きるよう（２ＨＬ，６ＨＲ，ＡＬが記録中は上記の逆）
に２ＨＬ，６ＨＲ，ＡＬと２ＨＲ，６ＨＬ，ＡＲとをロ
ータリートランスのチャンネル上で離しておく必要があ
る。

【０３１５】また一般的にオーディオヘッドとビデオヘ
ッドとはクロストークの影響をさけて離されるのが普通
であるので、通常再生時においては使わないフライング
イレーズヘッドのチャンネルや高さ検出専用の２ＨＳ，
６ＨＳのチャンネルとを間に挟み、再生時はこのチャン
ネルのロータリートランス端子をショートさせることに
より現行ＶＴＲで用いられているロータリートランスチ
ャンネル間クロストーク防止用のショートリングの代り
として用いることが可能となる。なお、ここにおいて２
ＨＳは、可動ヘッド２Ｈの基準高さに調整された検出器
で６ＨＳは可動ヘッド６Ｈの基準高さに調整された検出
器である。

【０３１６】従来のシステムにおいては、可動ヘッドの
高さを検出する箇所がドラム１回転中１箇所しかないた
め、ドラム１回転につき１回の制御しかかけられない。
例えば、装置全体が外部振動にさらされるように車載の
システムや、携帯用のシステムにおいては、ドラム１回
転内に可動ヘッドが振動したりずれたりしてテープフォ
ーマット通りの記録ができなくなる場合も考えられる。

【０３１７】特にこれは、今後磁気記録の記録密度が向
上しトラックピッチが極めて狭くなった場合に特に問題
となってくる。

【０３１８】そこでドラム１回転に１回の絶対高さ制御
以外に通常の可動ヘッド高さを固定し、振動などの影響
を受けにくい構成とする必要が生じる。このためには、
ドラム１回転に１回ではなく、常に可動ヘッドの高さが
検出できる手段が必要である。

【０３１９】しかしこの場合、上述したドラム１回転に
１回の絶対高さ検出手段をも有していれば特に上記常に
高さが検出できるセンサの絶対値が正確でなくてもよ
い。すなわち、絶対的な高さは、上記の交流磁界発生コ
イルからの磁界再生によって行い１回の絶対高さ検出か
ら次の絶対高さ検出までの間上記常に可動ヘッドの高さ
が検出できるセンサの出力が一定となるようにコントロ
ールすれば、ドラム回転中の振動などに起因するヘッド
の高さずれを防ぐことが可能となる。

【０３２０】上述のようなドラム１回転内の位置制御系
可動ヘッドのポジションを検出するためのポジションセ
ンサが不可欠である。

【０３２１】図５８はその一例で、可動ヘッドＨの動き
を検出するため、可動部２０３ｂにマグネット５０２を
接続し、ホールセンサ５０３にて、可動部２０３ｂにお
けるマグネット５０２が近づいたり遠ざかったりするこ
とによる磁束密度の値を検出し、増幅器５０４の出力と
して取り出すことにより、可動部の位置を検出すること
ができる。この際、マグネット５０２は、透磁率の高い
部材で構成されたマグネットホルダー５０１にて囲わ
れ、漏れ磁束が磁気ヘッドＨへ影響しないような構成と
している。

【０３２２】さらに、図５９は図５８の変形例で、アク
チュエータの可動部のうち磁気ヘッドがついていない側
のジンバルバネ２０３ａにマグネット５０５を固定し、
ヨーク２０２にあけた穴からアクチュエータ外部に漏れ
てくるマグネット５０５の磁束を、基板５０７上に固定
したホールセンサ５０６により検出する構成としてい
る。

【０３２３】ここにおいて、マグネット５０５からの磁
束の強さが可動部の位置を表すことになり、これは図５
８の場合と同じである。この変形例では磁気ヘッドＨへ
のマグネット５０５の漏れ磁束の影響は考えなくても良
い。

【０３２４】以上のような磁気的な位置検出手段以外に
も、光学的な位置検出手段による方法もある。

【０３２５】例えば、図６０はその一例で、アクチュエ
ータの固定側に取り付けられた発光部６０１からの光
（この場合は、レンズにより平行光になっている）を、
可動部に取り付けられた２分割フォトダイオードなどに
よる受光部６０２により検出している。

【０３２６】可動部が動くと２分割のフォトダイオード
６０２の片側に当たる光量がもう一方より多くなること
から、それぞれのフォトダイオード６０２の光電流の差
を取ることにより可動部の位置を検出することが可能で
ある。

【０３２７】さらに、図６０を変形した例が図６１で、
可動部には光を反射するミラー６０６が取り付けられて
いるだけで、発光部６０１とフォトダイオードなどによ
る受光部６０２は、固定側に付いている。

【０３２８】この場合もＬＥＤあるいは半導体レーザな
どにより構成される発光素子６０５からの光はレンズ６
０３により平行光になされる。この時、平行光を得るた
めには発光素子６０５はレンズ６０３の後方焦点位置に
配置する必要がある。図６１の光学式センサは図６２の
ような原理で位置検出がなされる。

【０３２９】図６２において、可動部と一体となってい
るミラー６０６が平行に移動すると（この図の構成で
は、ジンバルバネなどにより一軸方向のみしか動かない
ように制御されている）出射される平行光は受光部６０
２上を可動部の移動とともに平行移動するため、図６０
と同様に例えば２分割フォトダイオード６０２のそれぞ
れの光電流量に差が生じ、差動増幅器６０７の出力とし
て位置検出信号が得られる。

【０３３０】光学的位置検出手段は、上述のような方法
以外にも、発光部を可動部に取り付け、受光側が固定部
にあっても同様の効果が得られることはいうまでもな
い。

【０３３１】また、上述のような磁気的あるいは光学的
位置検出手段の他にも、可動ヘッドアクチュエータの板
バネあるいはジンバルバネに、歪むと磁気抵抗が変化す
る一般的に歪ゲージと呼ばれる素子を貼り付けることに
よって、板バネもしくはジンバルバネの変形を抵抗値の
変化として検出し、例えば、上述の歪ゲージに一定電流
を流した時の電圧の変化を読むか、一定電圧を加えた時
に歪ゲージと直列に挿入した電流検出用抵抗の両端の電
圧を読むなどして、可動部の位置を検出する方法も可能
である。

【０３３２】また、可動部付近に容量を検出するセンサ
を用意し、さらに上記容量センサと可動部との距離が、
可動部の移動に伴い変化するように配置し、容量センサ
の容量を電気的に検出することにより可動部の位置を検
出することも可能である。

【０３３３】また、従来のバイモルフ型アクチュエータ
を用いる場合においては、従来例で示すようにバイモル
フの一部を切ることによりバイモルフ変位量における直
流成分以外の量を取り出すことが可能であることもいう
までもない。この場合、変位出力に直流成分は含まれな
いが、ドラム１回転内の可動ヘッドの位置制御において
必ずしも直流成分を必要としないため、位置制御に用い
る位置検出信号として入力することが可能である。

【０３３４】また、上記のような可動ヘッドの高さを常
に検出できる位置センサの出力を利用し、以下のような
電気的な状態推定器によりダンピングループを構成し、
アクチュエータの有する機械共振を抑圧し、可動ヘッド
の高さを制御する時の制御性を向上させ外部振動に対し
て振動しにくくすることも可能である。

【０３３５】特に、上述した常に検出できる位置センサ
の出力に基づいて構成した位置制御ループにおいて、可
動ヘッドアクチュエータの機械共振により位置ループの
制御帯域が低く制限されてしまうのを防ぐ効果がある。

【０３３６】さらにドラム内で磁気ヘッドを動かすに
は、１軸方向すなわちドラムの回転軸と平行な方向にの
み動かしてやることが必要で、従来例で示したバイモル
フ型や電磁駆動型にみられるような片持ち部材もしくは
板バネ形状のような構成とし、駆動部と磁気ヘッドを離
したり、もしくは、板状の先端にヘッドを取り付ける必
要があった。

【０３３７】このため、従来例のバイモルフ型アクチュ
エータの場合や電磁駆動型アクチュエータの場合におけ
るアクチュエータの伝達特性（変位−駆動電圧もしくは
電流特性）に見られるように、板バネ構成特有の大きな
機械共振が存在していた。

【０３３８】この大きな機械共振は、共振周波数付近に
おいて位相を１８０度回すため、例えば位相遅れ補償を
施した位置制御システムを構成する場合、１次共振周波
数より十分低い周波数、一般的には１次共振周波数の１
／１０〜１／数１０程度までしか制御帯域が取れなかっ
た。

【０３３９】何故ならば、第１には、上記共振付近の位
相回りの影響によって制御系の位相余裕が十分に確保で
きず、第２に共振ピークゲインが大きいと、制御帯域周
波数以降におけるゲイン余裕量（一般的には、制御帯域
周波数より高い周波数領域における位相が−１８０度と
なる周波数での制御系オープンループゲインが−１０〜
−２０ｄＢになる必要がある）が共振ピークゲインによ
り小さくなり、これらにより制御システムが不安定とな
るからである。

【０３４０】また、位相進み補償を施して１次共振と２
次との間に制御帯域を持ってくる場合は、１次機械共振
周波数と２次共振もしくは反共振周波数が十分に離れて
いる必要があり、ＶＴＲの可動磁気ヘッドのアクチュエ
ータに見られるような板バネ形状の可動部を有するシス
テムでは１次共振と２次以降との周波数差が取れず、上
記進み補償はあまり用いられない。

【０３４１】そこで、ＶＴＲの可動磁気ヘッドアクチュ
エータ特有の大きな機械共振特性を電気的にダンピング
して制御性の良いアクチュエータに変える必要が生じ
る。しかし、従来例に見られるように微分回路で構成し
たのでは、位置センサのノイズを増幅し、却ってトラッ
キング制御性能が劣化してしまっていた。

【０３４２】そこで、図６３に示されたように、積分回
路を用いた状態推定器４２０によってアクチュエータ速
度を推定すれば、ノイズを増幅することもなく、また、
後述する理由で、高次機械共振の影響も取り除くことが
できる。

【０３４３】図６３の伝達関数表現された状態推定器４
２０は、現代制御理論における同一次元オブザーバによ
る構成の一例で、この状態推定器内にはドライブアンプ
３１３，コイル抵抗３１２，アクチュエータ機構部３１
１の特性をそれぞれ模擬する等価回路４２２，４２３，
４２４が設けられている。

【０３４４】実際のドライブアンプ３１３に入力する駆
動電圧はこの状態推定器４２０内の上記ブロックにも入
力され、等価回路４２４の出力であるａ点に状態推定器
の入力から推定したアクチュエータの位置を表わす信号
Ｉが出力されて、減算器４２８の減算入力端子に供給さ
れる。

【０３４５】一方、実際のアクチュエータの変位を後述
するセンサなどで実測した信号Ｘがｂ点から上記減算器
４２８の加算入力端子に出力され、この減算器４２８か
らはその差であるＸ−Ｉが推定誤差Ｊとして取り出され
る。

【０３４６】状態推定器４２０内でアクチュエータの特
性を模擬しているブロック４２２，４２３，４２４の伝
達特性はこの場合２次の積分特性を有しており、初期状
態までも実際のアクチュエータにおける積分特性を模擬
していないことや、実際のアクチュエータには積分特性
の手前に外乱が入力されるにも拘らず、等価回路では外
乱までは模擬できないなどの理由から、周波数特性に関
しては実際のアクチュエータ特性と等価回路が同じであ
っても、等価回路の出力値における各時間経過毎の値で
ある動特性は同じにならない。

【０３４７】このため、上記推定誤差が収束して“０”
になるように、等価回路４２５と４２６のゲインＦ₁ と
Ｆ₂ を介してフィードバックがかけられている。従っ
て、ある時間経過後は状態推定器内フィードバックゲイ
ンの作用により推定誤差がゼロに収束するため、等価回
路４２４の出力である推定位置Ｉと実測位置Ｘは等しく
なる。

【０３４８】このとき、１／（Ｃ＋ＭＳ）の機能を果た
す等価回路４２３は位置の微分を行なっていることか
ら、その出力Ｆは実際のアクチュエータ速度に等しくな
っている。

【０３４９】上述のような原理で推定したアクチュエー
タの速度を等価回路４２７のＦ₃ のゲインで元の制御ル
ープにフィードバックすると、現代制御理論におけるレ
ギュレータの構成と同様に、速度フィードバックループ
が新たに構成されたこととなり、アクチュエータの機械
共振特性にダンピングがかかる。

【０３５０】図６４は、上記のことを証明するアクチュ
エータ周波数特性の実測図で、状態推定器を用いて速度
フィードバックを施した場合のアクチュエータの動作特
性にはダンピングがかかり、共振ピークゲインが小さく
なる。

【０３５１】以上述べたところは、アクチュエータの速
度を推定する状態推定器４２０として現代制御理論の同
一次元オブザーバで構成した場合のものであるが、最小
次元オブザーバで構成しても同様の効果が得られること
はいうまでもない。

【０３５２】この場合には、上述したようなアクチュエ
ータの特性を模擬したブロックは用いられず、アクチュ
エータ特性を状態方程式で表現した式を、一般的な最小
次元オブザーバ構成アルゴリズム（例えばゴピナスの最
小次元オブザーバ）によって解いた結果をそのまま回路
で実現することになる。

【０３５３】また、ここにおいて、同一次元オブザーバ
における等価回路４２５，４２６のゲインＦ₁ およびＦ
₂ の設定は、 Ｍ：アクチュエータ可動部 ｋ：アクチュエータ質量 Ｃ：アクチュエータ粘性 （ｘ₁ 〜）：アクチュエータ推定位置 （ｘ₂ 〜）：アクチュエータ推定位置 ｕ：入力 Ｃｅ：推定誤差 （ｙ〜）：状態推定器出力 とすると、アクチュエータ状態方程式は

【数１】 となる。

【０３５４】現代制御理論における任意極配置の定義に
よりオブザーバの極を−α_1,−α₂とすると、Ｆ_1,Ｆ₂
の値は

【数２】 を満たすＦ_1,Ｆ₂ を求めれば良いことになる。

【０３５５】しかしながら、状態推定器４２０内におけ
るゲインＦ₁ （ブロック４２５）を含むループとゲイン
Ｆ₂ （ブロック４２６）を含むループの収束はトラッキ
ング制御系全体の収束よりも十分速い必要があるため、
式２におけるα₁ とα₂ の値は、図７６の制御理論にお
いてシステムの応答を表現する図の極位置において、レ
ギュレータシステムの極（トラッキング制御システムの
極）よりも十分左側（負の実数値が大きい側＝収束が速
い側）に設定する必要がある。

【０３５６】実際の状態推定器をアナログ回路で構成す
る場合には、例えば図６５に示すように実現される。ア
ナログ差動増幅器などでは温度ドリフトなどによりオフ
セットが発生しやすいため、このようにアナログ回路で
構成する場合には、状態推定器４２０へのアクチュエー
タ駆動電圧入力および位置センサからの位置情報入力に
ついて、直流成分を除去するコンデンサ８０１，８０７
を挿入することが望ましい。

【０３５７】このトラッキング制御システムにおいて主
にダンピングをかける必要がある周波数領域は機械共振
が存在する周波数付近であることから直流分は必要がな
く、したがって、このようにコンデンサを使用しても支
障を生じることはない。

【０３５８】図６５の回路は、図６３のオブザーバ伝達
特性をそのまま模擬したもので、図６３中のＲ，Ｋｄ，
Ｋｔ，ｋ，Ｆ_1,Ｆ₂ はそのままオペアンプの増幅ゲイン
として図６５中に存在し、１／（Ｃ＋Ｍｓ）の等価回路
４２３はオペアンプ８０４のアクティブフィルタで構成
され、積分器３０７はオペアンプ８０５による積分器と
して構成されている。

【０３５９】また、図６３中のＸ−Ｉの減算部分はオペ
アンプ８０６にて構成され、オペアンプ８０６の出力が
それぞれ図６３のＦ_1,Ｆ₂ に相当するゲインによってオ
ペアンプ８０２の入力端子にフィードバックされる構成
となっている。また、図６５の構成においては、オペア
ンプ８０３，８０４を１つのアクティブフィルタとして
構成して、オペアンプを１つ省略することも可能であ
る。

【０３６０】上記の構成はアナログ回路として状態推定
器を構成した例であるが、後述するようにマイクロプロ
セッサなどのソフトウェアによって図６３の伝達関数表
現を記述しても同様の効果が得られる。

【０３６１】以上のようにして可動ヘッドの高さを検出
するセンサと交流磁界発生コイルを用いた絶対高さ検出
センサの両方を用いて構成される可動ヘッドの高さ制御
方式のブロック図は、図６６のように表される。

【０３６２】アクチュエータの速度を推定する状態推定
器１０３によるダンピングループによりアクチュエータ
１０７の制御性が向上され、これに位置制御補償器を有
する位置制御ループが構成される。

【０３６３】さらに位置制御ループの直流成分である絶
対高さは、交流磁界発生コイルなどで構成される絶対高
さ補正ループにより補正される。

【０３６４】当然ながら、図６６のシステムにおいて、
位置制御ループとダンピング制御ループがない場合、ド
ラム１回転毎の絶対値高さ制御のみとなり１回転中の高
さずれが生じやすくなる。

【０３６５】また、ダンピングループのみがない場合位
置制御ループの帯域が上げられず、１回転中の高さずれ
抑圧率が弱まり、振動しやすくなる。また、位置制御ル
ープのみがない場合は振動はしにくいが１回転中の高さ
ずれ抑圧率はほとんどなくなる。

【０３６６】しかし上述したように絶対高さ補正ループ
に対し上記２つのマイナーループが各々削除されても、
アクチュエータ可動部の機械的特性が、剛性が高かった
り、粘性が大きかったりした場合は、問題がなく、上記
したような図６６における各々のマイナーループが削除
された場合でも実現できる。

【０３６７】図６６のシステムにおいては、絶対高さの
補正ループと、ダンピングループ込みの位置制御ループ
のオープンループのゲイン特性を、低周波側で絶対高さ
補正ループの方が大きく、高周波側で任意ループ系を大
きくすることにより、可動ヘッドがドラム回転中常に絶
対高さに制御されるシステムが実現できる。

【０３６８】この場合、図６７(a) のように絶対高さ制
御ループのゲインを２次遅れ形として低域補償する方法
と図６７(b) のように位置制御ループの直流成分をカッ
トし低域側でゲインを下げる方法とがある。

【０３６９】例えば図６７(a) のようなオープンループ
特性を実現するためには図６６の低域補償回路において
例えば図６８のような周波数特性を有するフィルタを挿
入する必要がある。

【０３７０】これは各々の（ａ）ラグリードフィルタ （ｂ）ローパスフィルタ（１次） （ｃ）ローパスフィルタ（２次） であり、一般的に良く知られているものである。

【０３７１】また位置制御補償器においても例えば図６
９のように構成する必要があり、図中、 （ａ）ローパスフィルタ （ｂ）ハイパスフィルタ として良く知られているものである。

【０３７２】これらはコンデンサと抵抗によるアナログ
回路や、ディジタルフィルタによって容易に実現できる
ことはいうまでもない。また各々の補償器においては、
ゲイン補償用のアンプゲインを記入していないか、図６
７を実現するためには所望のゲイン補償が各々必要であ
ることはいうまでもない。

【０３７３】図６６のシステムはアナログ回路でもって
構成できることは勿論であるが、高速なディジタル演算
器例えばマイクロプロセットなどを用いてソフトウェア
上で制御系を実現することも可能である。

【０３７４】例えば図７０は、図６６の位置制御システ
ムをソフトウェアで構成した場合のブロック図のメイン
フローで計算の周期を指令するブロック毎に状態推定器
の速度推定計算サブルーチン、位置制御系特に位置制御
補償器の計算サブルーチン、絶対高さ補正系特に絶対高
さ検出および低域補償の計算サブルーチンを順次計算
し、最初の２つのサブルーチンの計算結果を絶対高さ補
正指令より減算することで、アクチュエータドライブ指
令値を得る構成となっている。

【０３７５】各々のサブルーチンについては以下のよう
に計算される。まず状態推定器の計算は、図７１に示さ
れるように、Ｋ₁ 〜Ｋ₅ に定数（Ｋｄ・Ｋｔ）／Ｒ,
Ｋ, Ｆ_1,Ｆ_2,Ｆ₃ を設定して、順次変数（Ａ−Ｊ，Ｏ
１）を計算する手順となっている。変数Ａ〜Ｊは図６３
の状態推定器ブロック図における各信号ライン上の表示
値Ａ〜Ｊに相当する。

【０３７６】図７２は位置制御補償器１０２のサブルー
チンで、アクチュエータ高さ情報を２つのディジタルフ
ィルタを通して計算して出力する構成となっている。

【０３７７】図７３は絶対高さ補正のサブルーチンでカ
ウンタ値Ｐを用いて絶対高さを情報Ｚ_1,Ｚ₂ の値をＰ回
平均した後ディジタルフィルタにより低域補償し、出力
する構成となっている。

【０３７８】ここにおいて上記のＺ_1,Ｚ₂ は、従来例の
２つの交流磁界発生コイル出力を実施例の絶対高さ検出
用ヘッド７３および可動ヘッドなどで拾い、図５６の増
幅回路で増幅後検波し、ピークホールドもしくはサンプ
ルホールドしたものを上記２つの交流磁界発生コイルの
各々につきＺ₁ およびＺ₂ として上記マイクロプロセッ
サにＡ／Ｄ変換して入力したものである。

【０３７９】以上のような可動ヘッドの位置制御システ
ムは、例えば図７４のようなハードウェアで構成するこ
とが可能である。

【０３８０】可動ヘッドのポジションをポジションセン
サで検出する場合、この検出信号がロータリートランス
のチャンネル数の制限や、スリップリングＭに介在する
摺動ノイズの影響を考えてドラム外に取り出すことがで
きない場合がある。

【０３８１】この場合、図７４のようにドラム内蔵の回
路基板内にアクチュエータのドライバＤと、上述の状態
推定器４２０を構成し、電気的ダンピング込みのアクチ
ュエータをスリップリングＭを介してドラム外から制御
する形として実現することができる。

【０３８２】一方、位置検出信号を回転ドラム外に取り
出し、位置制御回路およびドライバをドラム外で構成す
ることも可能である。

【０３８３】例えば、図７５がその一例で、光センサの
発光素子６０５であるＬＥＤもしくはレーザを図中の振
動信号により点滅駆動させる。この際、点滅の周波数
は、オブザーバ帯域よりも十分高く、また、ロータリー
トランス６２０の通過可能周波数範囲とする。

【０３８４】図では、スリップリングＭにより発光素子
６０５の駆動信号を送っているが、容量の大きなロータ
リートランスにて駆動信号を伝送するか、電源のみ別の
手段（容量の大きいロータリートランスもしくはスリッ
プリング）にて供給し、指令信号のみを送る方法でも同
様に点滅駆動させることができる。

【０３８５】このようにして点滅駆動された光は、反射
ミラー６０６を介して受光部６０２にて交流の光電流に
変換される。この光電流はロータリートランス通過可能
な周波数領域における光電流信号であるため、容易にロ
ータリートランス６２０を通過し、回転ドラム外の検波
回路６０８にて受光部６０２の受光光量に変換され、差
動アンプ６０７にてアクチュエータ可動部の変位量とし
て取り出すことができる。

【０３８６】また、図７５のような光センサの場合でな
くても、上述した容量式センサの場合はセンサの持つ容
量とコイルとでＬＣ発振回路となるように構成し、上記
発振回路からの交流信号をロータリートランス外に取り
出した後、周波数−電圧変換（Ｆ／Ｖ変換）を行い、可
動部位置信号をとり出してもよい。

【０３８７】またこのような方法以外にも、ドラム内に
用意した電圧−周波数変換（ＦＭ変調）回路、もしくは
電圧−パルス幅変換（ＰＷＭ変調）回路、もしくは電圧
−交流振幅変換（ＡＭ変調）回路などにより、ロータリ
ートランス６２０を介してドラム外に取り出しても同様
の効果が得られることきいうまでもない。

【０３８８】以上のように可動部の位置信号が常にロー
タリートランスの外部に取り出される場合は、上述した
ソフトウェアのアルゴリズムでも実現できるしアナログ
回路による構成も可能である。

【０３８９】しかし、回転ドラム上に配置した状態推定
器回路と位置制御回路で実現する場合は、回路規模の制
約からアナログ回路で構成しなければならない場合が生
じ、この時状態推定器アナログ演算値にドリフトなどが
生じないよう状態推定器の位置信号入力の直流成分をカ
ットする必要がある。

【０３９０】ただし、この時、状態推定器の駆動電圧入
力においても同様に直流分をカットしておかないと、推
定誤差に直流的な予測誤差が生じて、状態推定器が動作
しなくなることはいうまでもない。

【０３９１】このような構成にしても、上記オブザーバ
は位置制御システムの高周波域を受け持っているため何
ら問題が生じない。これは、図７６の極配置がほとんど
変わらないのと等価である。

【０３９２】この第９の実施例は、アクチュエータのダ
ンピングを実現する為に、ドラム内にアクチュエータの
位置センサを必要とすることや、ドラム内にダンピング
基板を必要とすること、もしくは、ドラム外に位置信号
を取り出すための機構が必要であることなど、機構的に
多少複雑になる。

【０３９３】そこで、先に説明した第１ないし第８実施
例について説明した制御系をこの第９実施例の制御系と
して適用することによって、この問題を解決することが
できる。なお、ダンピング制御以外の構成は、上記した
第９実施例と同様である。

【０３９４】ここでは、先に図１ないし図３に図示・説
明した第１実施例によって構成したアナログ回路によっ
て構成した実施例を図８０に示し、その詳細な説明は省
略する。なお、この回路を構成する演算増幅器には図２
の対応する等価回路に付したと同一の符号を付してあ
る。

【０３９５】以上に述べたダンピング制御によって、ア
クチュエータの電気的ダンピングが可能になり、ドラム
回転による周期外乱やその他の無周期外乱に対する可動
ヘッドの励起振動を抑えることができる。

【０３９６】〔第１０実施例〕前述の状態推定器は速度
推定ができるだけでなく、磁気ヘッド位置に相当する信
号も推定し、出力する事ができる。この推定位置信号
は、直流成分の推定ができないためにこの信号のみをフ
ィードバックすることによって位置制御ループを構成す
ることは困難である。

【０３９７】しかし、第１の実施例と同様に位置制御系
のオープンループのゲイン特性を低周波側で絶対高さ補
正ループの方を大きく、高周波側で推定位置信号に基づ
く位置制御ループ系を大きくすることにより、可動ヘッ
ドがドラム回転中常に絶対高さに制御されるシステムが
実現できる。

【０３９８】そのブロック図を図８１に示す。これは前
述の第９の実施例で述べた図６６に相当するものであ
り、その位置制御の補償のやり方などは、同等なので説
明を省略する。

【０３９９】この実施例に係る可動ヘッドの位置制御装
置は、回転ドラム上に配置された絶対高さ基準値検出器
によりドラムの１回転毎に所定の基準高さを検出し、可
動ヘッド高さを上記所定の基準高さに制御するようにし
たものである。

【０４００】また、この発明に係る可動ヘッド位置制御
装置は、可動ヘッドアクチュエータ内に配置された可動
ヘッド位置検出器により、ドラム回転中の可動ヘッドの
動きを検出し、上記検出値による位置制御ループにより
ヘッド高さを固定するとともに、上記検出位置から電気
的に推定した速度推定値による速度制御ループを構成す
ることにより記録時における振動などによる高さずれを
防止するようにしたものである。

【０４０１】また、この発明に係る可動ヘッド位置制御
装置は、位置信号の直流成分を含む低域成分は上記絶対
高さ基準値検出器からの信号を用い、高域成分は可動ヘ
ッドアクチュエータの位置推定器からの信号を用いるこ
とで、ドラム回転中の可動ヘッドの動きを検出し、上記
検出値による位置制御ループによりヘッド高さを固定す
るとともに、上記検出位置から電気的に推定した速度推
定値による速度制御ループを構成することにより記録時
における振動などによる高さずれを防止するようにした
ものである。

【０４０２】〔その他の実施例〕以上ではＶＴＲの可動
ヘッドアクチュエータのダンピングについてのみ述べた
が、同様の手法によって例えばボイスコイルスピーカや
ハードディスクのトラッキング用スィングアームアクチ
ュエータ、ＣＤなど光ディスクのトラッキング用リニア
モータなど、ボイスコイル電磁駆動アクチュエータに本
発明が適用可能なことはいうまでもない。

【０４０３】

【発明の効果】以上のように、この発明によれば、電磁
駆動型アクチュエータの速度，位置，負荷外乱検出のた
めにアクチュエータからの位置情報を必要としないの
で、回転ドラム内に設けられているアクチュエータに磁
気ヘッドの位置を検出するための位置センサを設ける必
要がなく、またこの位置信号を回転ドラム外に取り出す
必要がないため、従来の機械構成の変更なしに外付けの
電気回路のみによってダンピング制御および負荷外乱制
御などが実現できる。

【０４０４】また、速度検出に微分器を用いていないの
で、検出ノイズを増幅する恐れがなく、かつ安価な電気
回路にて、検出系のバラツキや制御対象の経時変化およ
びバラツキに対しても安定なダンピングが得られ、かつ
推定位置をフィードバックすることで、共振周波数を見
かけ上、上げることによって、応答性を改善し極めて制
御性の良好なアクチュエータを安価に得ると言った効果
がある。

【０４０５】さらに本発明によれば、回転ドラムに近接
して設けられている交流磁界発生手段によって磁気ヘッ
ドに誘起される電磁誘導信号に基づいて動作する位置制
御系により磁気ヘッドの位置を所望の絶対高さに制御す
ることができる。さらに、速度推定状態推定器によりダ
ンピングが制御されるために装置振動などによる可動ヘ
ッドの振動や位置ずれをも防ぐことができる。

【０４０６】また、交流磁界発生手段によって磁気ヘッ
ドに誘起される電磁誘導信号はロータリートランス上に
おいて記録信号電流からのクロストークに妨害されるこ
とがなく、加えて、電磁誘導信号増幅器のアンプゲイン
を情報信号増幅器のゲインと別々に設定することができ
るため正確な高さ検出が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による磁気記録再生装置における磁気ヘ
ッド位置制御装置の第１実施例の概略を示すブロック図
である。

【図２】上記第１実施例の磁気ヘッド位置制御装置を制
御理論の伝達関数によって示したブロック図である。

【図３】上記第１実施例を具体的な電気回路として構成
した例を示す回路図である。

【図４】本発明の実施例で使用する電磁駆動型アクチュ
エータの概略断面図である。

【図５】本発明の実施例で使用する電磁駆動型アクチュ
エータの詳細断面図である。

【図６】図５に示した電磁駆動型アクチュエータにおけ
る磁束の状態を示す詳細断面図である。

【図７】図５に示した電磁駆動型アクチュエータの“変
位／電圧”周波数特性を示した図である。

【図８】本発明による磁気記録再生装置における磁気ヘ
ッド位置制御装置の第２実施例を制御理論の伝達関数に
よって示したブロック図である。

【図９】第２実施例において使用する補償フィルタの周
波数特性の例を示す図である。

【図１０】第２実施例において使用する補償フィルタの
周波数特性の例を示す図である。

【図１１】第２実施例において使用する補償フィルタの
周波数特性の例を示す図である。

【図１２】第２実施例によって改善された電磁駆動型ア
クチュエータの“変位／電圧”周波数特性を示す図であ
る。

【図１３】第２実施例による負荷外乱特性の改善効果を
説明した図である。

【図１４】第２実施例を具体的な電気回路として構成し
た例を示す回路図である。

【図１５】本発明による磁気記録再生装置における磁気
ヘッド位置制御装置の第３実施例の概略を示すブロック
図である。

【図１６】第３実施例を制御理論の伝達関数によって示
したブロック図である。

【図１７】第３実施例を具体的な電気回路として構成し
た例を示す回路図である。

【図１８】本発明による磁気記録再生装置における磁気
ヘッド位置制御装置の第４実施例の概略を示すブロック
図である。

【図１９】第４実施例を制御理論の伝達関数によって示
したブロック図である。

【図２０】第４実施例を具体的な電気回路として構成し
た例を示す回路図である。

【図２１】第１実施例に電流帰還ループを付加した第５
実施例の概略を示すブロック図である。

【図２２】第３実施例に電流帰還ループを付加した第５
実施例の概略を示すブロック図である。

【図２３】第４実施例に電流帰還ループを付加した第５
実施例の概略を示すブロック図である。

【図２４】第１実施例に電流帰還ループを付加した第５
実施例を制御理論の伝達関数によって示したブロック図
である。

【図２５】第３実施例に電流帰還ループを付加した第５
実施例を制御理論の伝達関数によって示したブロック図
である。

【図２６】第４実施例に電流帰還ループを付加した第５
実施例を制御理論の伝達関数によって示したブロック図
である。

【図２７】第１実施例に電流帰還ループを付加した第５
実施例を具体的な電気回路として構成した例を示す回路
図である。

【図２８】第３実施例に電流帰還ループを付加した第５
実施例を具体的な電気回路として構成した例を示す回路
図である。

【図２９】第４実施例に電流帰還ループを付加した第５
実施例を具体的な電気回路として構成した例を示す回路
図である。

【図３０】本発明による磁気記録再生装置における磁気
ヘッド位置制御装置の第６実施例の概略を示すブロック
図である。

【図３１】第６実施例を制御理論の伝達関数によって示
したブロック図である。

【図３２】第６実施例を具体的な電気回路として構成し
た例を示す回路図である。

【図３３】第７実施例で使用する電磁駆動型アクチュエ
ータの例を示す断面図である。

【図３４】図３３に示した電磁駆動型アクチュエータの
“変位／電圧”周波数特性の例を示す図である。

【図３５】本発明に使用し得る電磁駆動型アクチュエー
タの他の例を示す断面図である。

【図３６】バネ剛性の弱い電磁駆動型アクチュエータの
“変位／電圧”周波数特性の例を示す図である。

【図３７】本発明による磁気記録再生装置における磁気
ヘッド位置制御装置の第７実施例の概略を示すブロック
図である。

【図３８】第７実施例を制御理論の伝達関数によって示
したブロック図である。

【図３９】位置をフィードバックすることによって電磁
駆動型アクチュエータの共振周波数を高くし得ることを
説明するための制御理論の伝達関数によって示したブロ
ック図である。

【図４０】位置をフィードバックしたときの電磁駆動型
アクチュエータの“変位／電圧”周波数特性の例を示す
図である。

【図４１】第７実施例によって改善された電磁駆動型ア
クチュエータの“変位／電圧”周波数特性を示す図であ
る。

【図４２】第７実施例を具体的な電気回路として構成し
た例を示す回路図である。

【図４３】本発明による磁気記録再生装置における磁気
ヘッド位置制御装置の第８実施例の概略を示すブロック
図である。

【図４４】第８実施例を制御理論の伝達関数によって示
したブロック図である。

【図４５】第８実施例にる外乱抑制効果を示すための図
である。

【図４６】第８実施例を具体的な電気回路として構成し
た例を示す回路図である。

【図４７】従来の磁気ヘッドアクチュエータとして用い
られているバイモルフ素子の例と回転ドラムとの関係を
示す図である。

【図４８】従来の磁気ヘッドアクチュエータとして用い
られているバイモルフ素子の他の例と回転ドラムとの関
係を示す図である。

【図４９】従来の磁気ヘッドアクチュエータとして用い
られているバイモルフ素子のさらに他の例と回転ドラム
との関係を示す図である。

【図５０】バイモルフ素子の変位と磁気ヘッドの傾き角
との関係を幾何学的に示した図である。

【図５１】バイモルフ素子の有効長と磁気ヘッドの傾き
角との関係を示した図である。

【図５２】従来のバイモルフ素子の“変位／電圧”周波
数特性の例を示す図である。

【図５３】バイモルフ素子を磁気ヘッドアクチュエータ
として用いた従来の磁気ヘッド位置制御装置のブロック
図である。

【図５４】本発明の実施例に使用し得る、回転ドラムの
例とそのジンバルバネに設けられた２個のヘッドの構造
を拡大して示した断面図および拡大図である。

【図５５】本発明の実施例に使用し得る、絶対高さ検出
素子の好適な例を示す拡大平面図である。

【図５６】本発明の実施例に使用し得る、絶対位置検出
回路の検出信号増幅部の回路図である。

【図５７】図５６におけるスイッチング用トランジスタ
の動作モードを回転ドラムの回転角に対応させて表した
説明図である。

【図５８】本発明の実施例に使用し得る、絶対高さ検出
器が設けられたヘッドアクチュエータの好適な例を示す
断面図である。

【図５９】図５８の絶対高さ検出器を変形した例におけ
るホールセンサの要部拡大断面図である。

【図６０】絶対高さ検出器を光センサで構成した電磁駆
動型アクチュエータの例を示す断面図である。

【図６１】絶対高さ検出器を光センサで構成した電磁駆
動型アクチュエータの他の例を示す断面図である。

【図６２】光センサによって可動部の変位量を検出する
原理を説明する図である。

【図６３】本発明による磁気記録再生装置における磁気
ヘッド位置制御装置の第９実施例を制御理論の伝達関数
によって示したブロック図である。

【図６４】第９実施例による電磁駆動型アクチュエータ
の特性の改善を示す図である。

【図６５】第９実施例を具体的な電気回路として構成し
た例を示す回路図である。

【図６６】第９実施例の磁気ヘッド位置制御装置の全体
構成を示すブロック図である。

【図６７】図６６に示した位置制御装置のオープンルー
プ特性を示す図である。

【図６８】図６６図示の磁気ヘッド位置制御装置におけ
る低域補償回路のブロック図とそのゲイン伝達特性を示
す図である。

【図６９】図６６図示の磁気ヘッド位置制御装置におけ
る位置制御補償器のブロック図とそのゲイン伝達特性を
示す図である。

【図７０】第９実施例の制御系をソフトウェアによって
実現した場合のメインプログラムのフローチャートであ
る。

【図７１】第９実施例の制御系をソフトウェアによった
実現した場合の状態推定器のサブルーチンプログラムの
フローチャートである。

【図７２】第９実施例の制御系をソフトウェアによった
実現した場合の位置制御補償器のサブルーチンプログラ
ムのフローチャートである。

【図７３】第９実施例の制御系をソフトウェアによった
実現した場合の絶対高さ補正サブルーチンプログラムの
フローチャートである。

【図７４】第９実施例の磁気ヘッド位置制御装置におけ
る回転ドラムおよび制御部の例を示す説明図である。

【図７５】第９実施例におけるアクチュエータ位置検出
装置の全体構成図である。

【図７６】アクチュエータおよびトラッキング制御シス
テムおよびオブザーバの極配置を表した説明図である。

【図７７】この実施例による磁気ヘッドおよび絶対高さ
検出ヘッドの回転ドラム上のヘッド配置を示す説明図で
ある。

【図７８】この実施例における回転ドラムからの信号伝
送のための平板型ロータリートランスのチャンネル配置
の例を示す説明図である。

【図７９】図７７図示の回転ドラムにおける磁気ヘッド
および絶対高さ検出素子のテープとの接触期間を説明し
た図である。

【図８０】第９実施例を具体的な電気回路として構成し
た例を示す回路図である。

【図８１】第１０実施例の磁気ヘッド位置制御装置の全
体構成を示すブロック図である。

【図８２】従来の回転ドラム部の構造を示す要部断面図
である。

【図８３】図８２の回転ドラム部の８３−８３線による
断面図である。

【図８４】図８３におけるアクチュエータの底面図であ
る。

【図８５】図８４のアクチュエータの８５−８５線によ
る断面図である。

【図８６】図８４の８６−８６線に沿った側面図であ
る。

【図８７】従来の回転ドラムに内蔵された複数のヘッド
の配置例を示す図である。

【図８８】交流磁界発生装置を用いた従来の磁気ヘッド
位置制御装置の第１の例を示す概念図である。

【図８９】従来の交流磁界発生装置と回転ドラムの関係
を示す配置説明図である。

【図９０】従来例におけるヘッド高さ位置と検出された
交流信号の振幅との関係を示す図である。

【図９１】交流磁界発生装置を用いた従来の磁気ヘッド
位置制御装置の第２の例を示す概念図である。

【図９２】交流磁界発生装置の例を示す説明図である。

【図９３】図９２図示の交流磁界発生装置における磁束
分布の説明図である。

【図９４】従来の交流磁界発生装置の磁束分布を更に詳
細に示す説明図である。

【図９５】交流磁界発生装置を用いた従来の磁気ヘッド
位置制御装置の第３の例を示す概念図である。

【図９６】電磁駆動型アクチュエータのヒステリシス特
性を示す図である。

【図９７】図９６図示のヒステリシス特性によって生じ
るトラッキングエラーの説明図である。

【図９８】交流磁界発生装置を用いた従来の磁気ヘッド
位置制御装置の第４の例を示す概念図である。

【図９９】図９８に示した従来例における磁気ヘッドの
再生出力を示す図である。

【図１００】交流磁界発生装置を用いた従来の磁気ヘッ
ド位置制御装置の第５の例を示す概念図である。

【図１０１】図１００図示の従来例における、ヘッド段
差と同期検波出力の関係を示す図である。

【図１０２】回転ヘッドに設けられた各ヘッドの従来の
配置を説明するための図である。

【図１０３】交流磁界発生装置を用いた従来の磁気ヘッ
ド位置制御装置の第６の例を示す概念図である。

【図１０４】交流磁界発生装置を用いた従来の磁気ヘッ
ド位置制御装置の第７の例を示す概念図である。

【図１０５】交流磁界発生装置と回転ドラムとの関係を
示す図である。

【図１０６】図１０５において交流磁界発生装置によっ
て発生した磁束と回転ドラムとの関係を更に詳細に示し
た説明図である。

【図１０７】図１０６の磁束を平面に展開した図であ
る。

【図１０８】図１０６，図１０７に図示した各面での再
生出力波形を示す図である。

【図１０９】従来の交流磁界発生コイルの一例の斜視図
である。

【図１１０】図１０９の１１０−１１０線による要部断
面図である。

【図１１１】交流磁界発生コイルの他の例を示す概念図
である。

【図１１２】交流磁界発生コイルのさらに他の例を示す
概念図である。

【符号の説明】

Ｈ 磁気ヘッド Ｃ 電磁駆動型アクチュエータ Ｄ ドライブアンプ Ｓ 減算器 Ｒ 電流検出用抵抗 Ｏ 差動アンプ Ｐ，４２０ 状態推定器

Claims (11)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 磁気ヘッドをトラッキング方向に移動さ
   せるための電磁駆動型アクチュエータを備える磁気記録
   再生装置において、上記電磁駆動型アクチュエータに供給されるアクチュエ
   ータ駆動電圧とアクチュエータ駆動電流とから上記電磁
   駆動型アクチュエータの移動速度を推定した推定速度信
   号を出力するためのものであって、上記電磁駆動型アク
   チュエータのモデル化された各特性をそれぞれ電気的に
   模擬する等価回路の組合わせによって構成された状態推
   定器を設けるとともに 、この状態推定器により推定され
   た推定速度信号を上記電磁駆動型アクチュエータに上記
   アクチュエータ駆動電圧および上記アクチュエータ駆動
   電流を供給するドライブアンプの入力にフィードバック
   するダンピング制御ループを設けたことを特徴とする磁
   気記録再生装置における磁気ヘッド位置制御装置。
2. 【請求項２】 状態推定器は、電磁駆動型アクチュエー
   タの駆動コイル抵抗とインダクタンス特性，磁気回路の
   力定数，慣性，バネ定数および逆起電力をそれぞれ電気
   的に模擬する等価回路を含むことを特徴とする請求項１
   記載の磁気記録再生装置における磁気ヘッド位置制御装
   置。
3. 【請求項３】 状態推定器は、アクチュエータ駆動電圧
   をアクチュエータの駆動コイル抵抗とインダクタンス特
   性を電気的に模擬した等価回路を介して逆起電力を含ま
   ないアクチュエータ駆動電流を推定するとともに、この
   推定したアクチュエータ駆動電流と逆起電力の影響を受
   けたアクチュエータ駆動電流とを比較することによっ
   て、電磁駆動型アクチュエータの速度を推定することを
   特徴とする請求項２記載の磁気記録再生装置における磁
   気ヘッド位置制御装置。
4. 【請求項４】 状態推定器は、電磁駆動型アクチュエー
   タのコイルリアクタンスを含むインピーダンス特性を模
   擬した等価回路であることを特徴とする請求項１記載の
   磁気記録再生装置における磁気ヘッド位置制御装置。
5. 【請求項５】 電磁駆動型アクチュエータのコイルリア
   クタンスを含むインピーダンス特性を模擬した等価回路
   がローパスフィルタであることを特徴とする請求項４記
   載の磁気記録再生装置における磁気ヘッド位置制御装
   置。
6. 【請求項６】 状態推定器の出力を電磁駆動型アクチュ
   エータの共振周波数を中心周波数とするバンドパスフィ
   ルタを含むダンピング制御ループを介してフィードバッ
   クするようにしたことを特徴とする請求項４あるいは請
   求項５記載の磁気記録再生装置における磁気ヘッド位置
   制御装置。
7. 【請求項７】 ダンピング制御ループの内側にアクチュ
   エータ駆動電流をフィードバックする電流帰還ループを
   設けることによって上記電磁駆動型アクチュエータの温
   度変化などによる経時変化を補償するようにしたことを
   特徴とする請求項１ないし請求項３記載の磁気記録再生
   装置における磁気ヘッド位置制御装置。
8. 【請求項８】 状態推定器によって逆起電力を含まない
   アクチュエータ駆動電流を推定し、この推定したアクチ
   ュエータ駆動電流をフィードバックすることによって電
   磁駆動型アクチュエータの温度変化などによる経時変化
   を補償するようにしたことを特徴とする請求項１ないし
   請求項３記載の磁気記録再生装置における磁気ヘッド位
   置制御装置。
9. 【請求項９】 状態推定器によって電磁駆動型アクチュ
   エータの位置を推定した位置推定信号を生成し、この位
   置推定信号をアクチュエータ駆動電圧にフィードバック
   することによって上記電磁駆動型アクチュエータの見掛
   けの共振周波数を高くするようにしたことを特徴とする
   請求項１ないし請求項３記載の磁気記録再生装置におけ
   る磁気ヘッド位置制御装置。
10. 【請求項１０】 状態推定器によって電磁駆動型アクチ
    ュエータの負荷外乱を推定した推定外乱信号を生成し、
    この推定外乱信号をアクチュエータ駆動電圧にフィード
    フォワードすることによって上記電磁駆動型アクチュエ
    ータの負荷外乱を打ち消すようにしたことを特徴とする
    請求項１ないし請求項３記載の磁気記録再生装置におけ
    る磁気ヘッド位置制御装置。
11. 【請求項１１】 可動磁気ヘッドと、 この可動磁気ヘッドをトラッキング方向に移動させるた
    めの電磁駆動型アクチュエータとを内部に備える回転ド
    ラムと、 この回転ドラムに近接して設けられて所定周波数の交流
    磁界を発生する交流磁界発生手段と、 上記可動磁気ヘッドが検出した上記交流磁界発生手段か
    らの交流磁界によってこの可動磁気ヘッドの高さ位置を
    検出して検出位置信号を出力する位置検出手段と、 上記電磁駆動型アクチュエータの移動速度を上記電磁駆
    動型アクチュエータに供給されるアクチュエータ駆動電
    圧とアクチュエータ駆動電流とから上記電磁駆動型アク
    チュエータの速度を推定した推定速度信号を出力するた
    めのものであって、上記電磁駆動型アクチュエータのモ
    デル化された各特性をそれぞれ電気的に模擬する等価回
    路の組合わせによって構成された状態推定器と、この状態推定器により推定された 推定速度信号を上記電
    磁駆動型アクチュエータに上記アクチュエータ駆動電圧
    および上記アクチュエータ駆動電流を供給するドライブ
    アンプの入力にフィードバックするダンピング制御ルー
    プと、 上記位置検出手段からの検出位置信号に基づいて上記電
    磁駆動型アクチュエータを制御して上記可動磁気ヘッド
    の高さ位置を制御する可動磁気ヘッド高さ位置制御手段
    と、 を備えたことを特徴とする磁気記録再生装置における磁
    気ヘッド位置制御装置。