JP2594781B2 - 可変速−可変リラクタンス電気モータを含む駆動システム - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は可変リラクタンス電気機械を編入した、また
はそのような電気機械のためのパワードライブシステム
並びに、そのシステムに適した可変リラクタンス電気機
械そのものに関するものである。より特定すれば、本発
明は二重突極型の可変すなわちスイッチ式リラクタンス
モータのためのパワードライブシステムおよびそのよう
なパワードライブシステムに適したリラクタンスモータ
に関するものである。この発明はさらに発電機として動
作し得る可変リラクタンス機械の構造に関するものであ
る。

可変リラクタンスモータは最も古典的な動力機械の一
種であり、それらの工業的利用は、ステータ磁極を信頼
性良く順次付勢することによりロータの回転をもたらす
ための適当なスイッチング手段の入手が多年にわたり困
難であったため、それほど促進されなかった。より高い
パワードライブに対して可変リラクタンス電気機械を適
用させるという試みが、これまで比較的なおざりにされ
てきた事実は1976年のスモールマシーンズコンファレン
スにおいて提出された会誌（IEE Conf.Publ.136,1976
第93〜96頁）に記載された論文において述べられたと
ころである。この論文は鉄道に用いれるため、1842年に
設計された最初のこの種リラクタンスモータ、すなわち
今日のこの種電気機械に言及している。この論文はま
た、1851年型のこの種電気機械に言及している。結局こ
の種の機械が長年市場的役割を見出されなかったため、
リラクタンスモータを今日の工業的利用に供し得なかっ
たという悪循環が生じ、そのような環境において少数の
先人が苦闘してきた。

前記コンファレンス（学会）における議論には勿論ま
ぎれもない進歩はうかがえるとしても、その後、可変リ
ラクタンスモータを通常の工業的（ACおよびDC）装置と
置換するような拡大使用をもたらさなかったことも事実
である。

周知のステップモータシステムを可変速駆動に適用す
る場合においては、相間のトルクリプルが重要な意味を
持ち、したがって、ステップモータをそのような駆動方
式に利用できない事態が生ずることもすでに確認されて
いる。このようなシステムにおいて最大リラクタンス位
置から最小リラクタンス位置までのロータ移動中におけ
る可変および可飽和リラクタンスモータの１相当たりの
静トルク（static torque）対ロータ角度特性は、典型
的には極の重なり（pole overlap）が開始するときの急
峻な初期トルク上昇によって峻別される。モータはその
後、極の重なりが完全整合に接近してトルクが実質上一
定となる期間に移り、やがてトルク特性は極の重なりが
完了して関連するロータ磁極が最小リラクタンス位置に
移動するときの急激なトルク降下期間におけるロールオ
フ部（roll−off portion）で終了する。ステータに関
するロータのそれ以上の変位は、磁極を重なり状態から
分離させるものであり、この変位の静トルク特性は、ゼ
ロトルク完全整合条件に関し、実質上その完全整合条件
に向かって変位する場合とは逆の鏡像となり、トルクは
逆方向に作用するものである。ロータ磁極およびステー
タ磁極の最小リラクタンス関係位置からのさらなる相対
的変位により発生するこの負トルクは、ロータが新たな
最大リラクタンス位置に達したとき終了し、この時点か
らさらなる完全サイクルが開始し、ロータ磁極がさらに
別のステータ磁極と重なり合う方向に向かう移動が開始
される。静トルクのピークの大きさは、励磁電流のレベ
ルに応じて変化するが、この特性の一般的形状は励磁の
全レベルにわたって同一に維持される。したがって連続
継起する相トルク間の重複（オーバーラップ）範囲およ
び励磁電流のレベルにかかわらず、各接近する相のトル
クを発生する半サイクルは、離間する相（相減衰）のト
ルク発生半サイクルにおいて生ずるトルクよりも急峻か
つ顕著にトルク上昇する範囲を有する。これにより、機
械の相トルクは平滑でなくなり、相間のトルク転移が実
質的なトルクのふらつき、またはトルクリプルとして認
識されるようになる。

相転移中のトルク平滑化に対するその有害な効果とは
異なり、極の重なりの開始時、特に巻線が一定の、もし
くはステップ状の励磁電流により励磁されるときにおい
て、従来の多くのリラクタンスモータに認められるこの
ような急激なトルク上昇は、しばしばモータの運転中に
おける振動および雑音の原因となる。起動トルク／角度
特性における急激な上昇は、衝撃“ハンマー型”ブロー
（blow）と同様な効果を有する。モータの構造的共振性
は、繰り返し生ずるトルク衝撃により付勢され、特に直
径方向に対向したステータ磁極の内向吸引力が、そのス
テータの電気的変形を生ずるようなステータのベルモー
ド振動を生ずるに至る。この変形がステータを通じて進
行すると、ベル状共振が発生する。他の共振モードは、
電気力に基づいてロータのゆがみ、もしくは歪みが生ず
ることから起こり、ロータシャフトに対する軸受の適合
状態を緩めるようながたつきを生ずるロータ直径モード
であり、いま一つはロータに作用する回転誘導ねじり力
により、励起されるねじりモードである。これらの共振
モードのいくつか、またはすべてはノイズおよび振動を
生ずるものである。これらのモードは、電磁気学的見地
においてのみ要求されるものより重い軸受および構造を
用いるなどの周知の方法により緩和することもできる
が、このような解決法は基本的なこれらの機械において
頻繁に生ずる振動および共振問題に対する満足な回答を
与えるものではない。

本発明の１つの目的は、相トルク間の転移を総機械ト
ルク出力の実質的な変動を生ずることなく達成するよう
な可変リラクタンスモータを編入した、もしくはそのよ
うなモータのためのパワードライブシステムを提供する
ことである。本発明の別の目的は、機械動作における構
造的共振性が機械動作中に生じた共振付勢力の制御によ
り制限されるような可変リラクタンス機械のためのパワ
ードライブシステムを提供することである。本発明のさ
らに別の目的は、トルク／慣性比が高い可変リラクタン
ス機械の改良および経済的に製造し得る可変速度−可変
リラクタンス機械の提供に存するものである。

本発明の第１の様相によれば、可飽和−可変リラクタ
ンス電気モータを含むドライブシステムが提供される。
このリラクタンスモータは複数の突極駆動磁極を有する
駆動用ステータ部材と、各駆動磁極のための励磁巻線
と、複数の突極可動磁極を有する可動部材を含み、前記
可動磁極数を駆動磁極数より少なくするとともに、各駆
動磁極と、それに整列した場合の可動磁極との間の空隙
を、関連する磁極寸法に比して小さくし、さらに少なく
とも可動磁極の形状を、モータ動作中における磁気飽和
が、駆動磁極と可動磁極との間の可変の重なり範囲にお
いて生ずるように特定したものである。各可動磁極の位
置関係および可動部材移動方向の長さは、モータ動作中
に生ずる各可動磁極と駆動磁極との重なりに基づく、前
記可動部材の移動力発生インクリメント（可動磁極が重
なり相手の駆動磁極を励磁することにより付勢され、移
動力を得ることができる範囲内の移動距離又は角度、す
なわち「可動部材の付勢移動範囲」のこと。）が、別の
可動磁極の別の駆動磁極に対する重なりに基づく前記可
動部材の移動力発生インクリメントと重なり合う（オー
バーラップする）ように、各駆動磁極の位置関係および
可動部材移動方向の長さに対して関連づけられたもので
あり、システムはさらにその瞬時値が前記可動部材の位
置に応じて変化する、少なくとも１つの信号を発生する
ための可動部材位置検出手段、および駆動磁極巻線に接
続され得る電圧源を含む電源手段を具備している。すな
わち、前記駆動磁極巻線は可動部材の移動中において、
所定順序、したがって可動部材の所定の移動力発生イン
クリメントにおいて前記電源に接続され、電源手段はさ
らに前記電源に接続されたときの駆動磁極巻線における
電流の瞬時値を調整するための手段を含んでいる。前記
電流調整手段は、前記可動部材位置検出手段の前記位置
に応じて変化する位置信号に応答して、前記電流の大き
さを調整し、この結果、前記巻線が前記電源に接続され
たときの可動部材の前記移動力発生インクリメントの範
囲内のいずれかの位置で前記調整手段により、セットさ
れた電流の瞬時値が他の位置における値に関し、可動部
材の瞬時位置によって実質的に決定されるようにしたも
のである。

本発明は以下の記述において大部分は回転機械に関す
るものとして説明されるが、その設計原理は冒頭で略記
した如く、実質上、平坦な可動部材をリニアモータの固
定部材、すなわち“ステータ”機構上に通過させるよう
なリニアモータ構造に対しても適用可能である。また、
電流制御の特徴は後述の回転機構に対する適用と同様に
前記のようなリニアモータ構造に適用可能であり、した
がってリニアモータに対しては以下の記述中における
“ステータ”および“ロータ”をそれぞれ駆動部材およ
び可動部材と読み替え、回転構造における円周方向およ
び軸方向とは、リニアモータにおける可動部材の移動方
向およびその横断方向と読み替えることができる。

本発明の第１の様相に従った回転構造においては、可
飽和−可変リラクタンス電気モータを含むドライブシス
テムが提供される。このリラクタンスモータは複数の突
極ステータ磁極を有するステータと、各ステータ磁極の
ための励磁巻線、および突極ロータ磁極を有するロータ
とを含み、ロータ磁極数はステータ磁極数より少なく
し、各ステータ磁極と、これに整列したロータ磁極との
半径方向の空隙寸法を、これに関連寸る磁極寸法に比し
て小さくするとともに、少なくともロータ磁極をモータ
動作中における磁気飽和が実質上前記ステータ磁極およ
びロータ磁極間の可変の重なり範囲において生ずるよう
に形成したものである。ロータ磁極の位置及び円弧範囲
はステータ磁極の位置および円弧範囲と関連づけられ、
これによってモータ動作中において各ロータ磁極とステ
ータ磁極との重なりに基づくロータ回転のトルク発生角
度インクリメント（回転機において、可動部材たるロー
タに与えられる移動力は「トルク」であり、移動範囲、
いわゆるインクリメントは特に「角度インクリメント」
となる。）が、別のロータ磁極と別のステータ磁極との
重なりに基づくロータ回転のトルク発生角度インクリメ
ントと重なり合うようになっている。システムはさら
に、その瞬時値がロータの角度位置に従って変化する少
なくとも１つの信号を発生するためのロータ位置検出手
段およびステータ磁極巻線に接続され得る電圧源を含む
電源手段を備えている。これにより、前記巻線はロータ
回転中、所定の順序において前記電源に接続され、各ス
テータ磁極巻線はロータ回転の対応するトルク発生角度
インクリメントにわたって接続されることになる。電源
手段はまた、前記電源に接続されたステータ巻線の電流
の瞬時値を調整するための手段を含み、前記電流調整手
段は前記ロータ位置検出手段のロータ位置対応信号に応
答して、前記電流の大きさを調整することにより、巻線
が前記電源に接続されたときのロータ回転における前記
角度インクリメント内でのいくつかのロータ角度位置に
おいて、前記調整手段によりセットされた前記電流の瞬
時値が、他のロータ角度位置におけるその値との相対性
においてロータの瞬時角度位置により実質的に決定され
るようになっている。

上記のように、電流入力の相対瞬時値を典型的に制御
することにより、電気機械における各一対のステータ相
巻線は、それらがロータ回転の妥当な角度範囲内におけ
る角度位置に従って順次付勢され、その付勢周期中にお
ける機械の各相により発生するトルクは、連続した相の
トルクが重なる部分におけるトルクリプルおよび極の重
なりの開始時における有害な急激トルク上昇の効果を極
小化し得るように厳密に制御される。

本発明は第２の様相において複数の突極駆動磁極を有
する固定、すなわち駆動部材と、各駆動磁極のための巻
線と、複数の可動磁極を有する可動部材とを含み、可動
磁極の数を駆動磁極の数より少なくするとともに、各駆
動磁極およびそれと整列した可動磁極間の空隙が、これ
を横切る磁極寸法に比して小さくなるようにし、さらに
少なくとも可動磁極の形状を、機械動作中における磁気
飽和が駆動磁極および可動磁極間の重なり範囲内におい
て実質的に生ずるように設定してある可飽和−可変リラ
クタンス電気機械を提供するものである。各駆動磁極の
可動部材移動方向の長さおよび位置関係に関する可動磁
極の可動部材移動方向の長さおよび位置関係は、機械動
作中における各可動磁極と駆動磁極との重なりに基づく
可動部材の移動力発生インクリメントが、別の可動磁極
と別の駆動磁極との重なりに基づく可動部材の移動力発
生インクリメントと重なり合うようにし、各可動磁極お
よび各駆動磁極が可動部材および駆動部材の相対変位の
方向において間隔したエッジ領域を有するものとする。
（ここに、「相対変位の方向」は前記可動部材移動方向
と同意であるが、特に双方向性を意味するために用いて
いる。）前記エッジ領域における前記間隔は、前記相対
変位の方向を横断する方向（相対変位の方向と空隙の方
向の双方と交叉する方向）における磁極範囲を通じて実
質上一定であり、前記エッジ領域の各々は前記磁極の横
断方向において、順次隣接して積層されたエッジ領域部
分の集まりから形成され、これらエッジ領域部分の各々
は前記エッジ領域内で隣接したエッジ領域部分に関して
前記相対変位の方向に変位している。そして前記エッジ
領域部分の各々は、前記横断方向において先行するエッ
ジ領域部分に関して、前記相対変位の方向に前進する
か、または戻る方向にセットされ、これにより前記エッ
ジ領域は前記相対変位の方向に斜行することとなり、前
記磁極のエッジ領域の一方の横断端のエッジ領域部分と
同じエッジ領域における他方の横断端におけるエッジ領
域部分との間の前記相対変位の方向における間隔が、前
記相対変位の方向における磁極範囲の1/4ないしその磁
極範囲に等しい値までの寸法となっている。

本発明のこの第２の様相に従った可飽和−可変リラク
タンス電気機械は、回転構造においては複数の突極ステ
ータ磁極を有するステータと、各ステータ磁極のための
巻線と、ロータとを含み、前記ロータ磁極の数をステー
タ磁極の数より少なくし、各ステータ磁極と、これに整
合したロータ磁極との間の半径方向の空隙が、その空隙
を横切る磁極寸法に比して小さくなるようにするととも
に、少なくともロータ磁極の構成を機械動作中における
磁気飽和がステータ磁極およびロータ磁極間の重なり範
囲内において、実質的に生ずるように設定したものであ
る。ロータ磁極のステータ磁極に関する円弧範囲及び寸
法は、機械動作中において各ロータ磁極とステータ磁極
との重なりに基づいて発生したロータ回転のトルク発生
角度インクリメントが、別のロータ磁極と別のステータ
磁極との重なりに基づくロータ回転のトルク発生角度イ
ンクリメントと重なり合うようにし、各ロータ磁極およ
びステータ磁極がそれぞれ円周方向に間隔したエッジ領
域を持つようにし、前記エッジ領域の円周方向における
間隔が、磁極の軸方向範囲を通じて実質上一定となるよ
うにし、前記各エッジ領域が磁極の軸方向において順次
隣接して積層されたエッジ領域部分により形成され、こ
のエッジ領域部分の各々が前記エッジ領域の隣接したエ
ッジ領域部分に関して円周方向に変位し、前記各エッジ
領域部分の円周方向の変位は、先行して隣接するエッジ
領域に関して同一の円周方向であり、これによって前記
エッジ領域は機械回転軸に関して斜行することとなり、
さらに前記磁極のエッジ領域の一方の軸端のエッジ領域
部分と、同一のエッジ領域における他方の軸端における
エッジ領域部分との円周方向の変位は、磁極の一定した
円弧範囲の1/4ないしその磁極の範囲に等しい値までの
寸法に設定されている。

本発明に従った可変リラクタンス機械において、少な
くとも可動磁極の形状または構造は、空隙を最小化する
ためばかりでなはなく、機械動作中における磁気飽和を
可動磁極および駆動磁極間の重なり範囲において実質的
に生ぜしめるためにきわめて重要である。この第２の様
相における本発明の特徴的構成である磁極形状は、機械
のリラクタンスを一対のロータ磁極が一対のステータ磁
極と最初に重なり合う間に所定の制御方法において変化
させ、これによって静トルク／ロータ角度特性の形状、
特に極の重なり開始時に生ずる常套的な急激トルク上昇
の速度を減少させるように設計される。このようにして
達成し得る相トルク変化の速度は、各相のトルク発生部
分の延長を容易にし、同時に比較的円滑な相転移が生ず
るようにしたものである。磁極形状はまた、相トルク電
流の制御を容易にして、相トルク電流が連続したロータ
回転の変化における比較的規則的なパターンを辿り、こ
れによって所望の電流波形が比較的速やかに、特に高速
回転において得られるようにするものである。

本発明は特に、少なくとも駆動磁極の極面が実質上平
滑もしくは連続していること、すなわち分割形成されて
いないような可変リラクタンス機械の構造にも関するも
のである。ここに本発明に従った機械の磁極面は、特に
ステップモータまたはマイクロステップモータにおいて
採用される多歯構造とは異なったものとなる。これは本
発明の前述した様相のいずれかに従う構造において、少
なくとも各駆動極、すなわちステータ極の極面が前記空
隙に面する実質的な連続面を適当に形成することを意味
する。

本発明に従ったドライブシステムにおいて、前記電流
調整手段は、なるべくなら前記ロータ位置信号に応答し
て、前記電流の大きさを調整することにより、巻線が前
記電流源に接続された期間のロータ回転における前記角
度インクリメントの初期部分中の連続した前記電流の瞬
時値がロータの回転の進行に伴って上昇し、前記角度イ
ンクリメントの終了部における前記電流の連続した瞬時
値が、前記回転の進行に伴って減少するようにしたもの
である。この方法において、各入来相（incoming phas
e）により発生したトルク上昇の速度は、各出離相（out
going phase）によって生ずるトルク減少速度と整合
し、これによって実質的な静トルク／ロータ角度特性の
形状のための実質的な平滑トルク遷移が達せられる。

前記電流調整手段は、前記ロータ位置信号に応答し
て、前記電流の大きさを調整し、これによってロータ回
転の前記角度インクリメントにおける前記終了部で生ず
る前記電流の連続した瞬時値の減少速度が、前記初期部
分での連続した瞬時電流値の増加速度と実質的に等しく
なり、ロータ回転の前記角度インクリメントを通じて連
続した瞬時電流値は、前記角度インクリメントの範囲を
通じて実質上対称的な電流波形を形成する。この特徴は
特に電流調整手段がロータの回転方向にかかわらず、同
様な電流波形を巻線に供給するようにした双方向性リラ
クタンスモータにとって電源手段の効果的な実現という
見地からきわめて有効である。

前記電流調整手段は前記ロータ位置対応信号に応答し
て、前記電流の大きさを調整することにより、前記ロー
タ磁極回転の角度インクリメントにおける前記初期部分
中の連続した電流の瞬時値が、実質的な正弦波半波電流
の立ち上がり電流部を形成し、前記角度インクリメント
の前記終了部における連続した電流の瞬時値が実質的な
正弦波半波電流の立ち下がり電流部を実質的に形成する
ものである。この構成による特別な利益は正弦波または
正弦波部分が、他の波形に比して特に高い回転速度で合
成され得るという相対的な容易さに存するものである。
本発明のシステムを３相モータに適用する場合、各々正
弦波の部分を成す初期部および終了部を有する波形が用
いられ、この波形は波形の初期立ち上がり電流域のピー
ク値と最終立ち下がり電流域が開始するときのピーク値
との間にわたる定電流部を有する。

ロータ回転の前記角度インクリメントにおける中間部
は、前記初期部および終了部の間に位置している。ロー
タ回転の角度インクリメントは、したがって初期部、中
間部および終了部の３部分からなるものと見做すことが
でき、前記電流の大きさは角度回転の前記中間部におい
て実質上一定となり得る。選択的に初期部は中間部の介
在なしに終了部に連続することもできる。本発明に従っ
たドライブシステムの特定の実施例において、前記電流
調整手段は、前記ロータ位置信号に応答して前記電流の
大きさを制御することにより、ロータ回転の前記角度イ
ンクリメント中における前記瞬時電流が、実質的な正弦
波の半波を形成するようにしたものである。この正弦半
波は、したがってシステム動作中の巻線付勢期間におけ
るロータ回転の角度インクリメントを通じて付勢され
る。この角度インクリメントは、極数およびそれらの相
対的な角度範囲により決定され、好ましい構成において
は実質上１電気サイクルに対応するロータの角度回転変
位の1/2となる。機械の１電気サイクルは、極数および
相数によって決定される機械的回転のインクリメントに
等しく、したがって機械動作中の正弦波周波数は、これ
らの構造的特徴に関連する機械回転速度により確立され
る。機械の巻線に正弦波を供給するようにしたこの構成
は、特に４相機械において連続した各相の波形を90゜、
すなわちその電気位相角毎に変位させる上で有利であ
る。

電流調整手段の特定の実施例において、前記ロータ位
置検出手段の各位置対応信号は、正弦波などのような適
当な形状の波形であり、各ロータ位置におけるその瞬時
値は巻線電流に関する妥当な相対性を確立するために用
いられる。電流調整手段のこのアナログ的実現の更なる
適用性において、ロータ位置検出手段の前記位置対応信
号は、所望形状の１または２以上の波形を提供すべく変
形される。すなわち、前記波形は適当なアナログ回路手
段により、前記信号から引き出される。

本発明に従ったドライブシステムは、さらにその値が
モータ運転の所望のパラメータを指示するようにした信
号を発生する手段を含んでいる。この場合、前記電流調
整手段は前記パラメータ指示信号に応答して、前記ステ
ータ巻線電流を調整し、これによって巻線付勢時のロー
タ回転における前記角度インクリメントのロータ角度で
の前記電流の絶対値が実質上前記パラメータ指示信号の
値により決定されるようにする。この信号は好ましくは
設定モード信号であり、この場合関連するパラメータは
機械速度であって、所定の正の値と対応する負の値との
間で変化する基準電圧の形態において、電流調整手段に
加えられ、これによって機械の回転方向および速度の両
方が決定される。したがって、調整手段はこの基準信号
に応答して妥当な絶対電流値を確立し、これによって機
械回転速度を電圧レベルに指示された所望の値とするに
必要なモータトルクが発生する。同時に巻線付勢中の各
ロータ角度位置におけるその相対的な電流の大きさは、
ロータ位置信号によって確立される。このようにして所
望の速度を得るための総合機械トルクが制御され、同時
にロータの各回転中における各相トルクが制御され、巻
線の各付勢期間中の相対的電流値が妥当な波形を描くよ
うにすることにより、実質上無リプルの相間遷移を達成
することができる。選択的に基準信号は所望のトルクレ
ベルを直接指示することもできる。

特に本発明に従った構成に導入されたさらに別の様相
によれば、複数の突極ステータ磁極を有するステータ
と、各ステータ磁極のための巻線、および複数の突極ロ
ータ磁極を有するロータを含み、ロータ磁極数をステー
タ磁極より少なくするとともに、各ステータ磁極とこれ
に整列したロータ磁極との間の半径方向の空隙寸法を、
この空隙を横断する磁極寸法に関して小さくすることに
より、機械動作中の磁気飽和がステータ磁極およびロー
タ磁極間の可変重なり範囲において、実質的に生ずるよ
うにした可飽和−可変リラクタンス電気機械を備えたド
ライブシステムが提供される。前記電気機械において、
ロータ磁極のステータ磁極に関する円弧範囲および位置
は、機械動作中における各ロータ磁極とステータ磁極と
の重なりに基づくトルク発生角度インクリメントが、別
のロータ磁極と別のステータ磁極との重なりに基づくロ
ータ回転のトルク発生角度インクリメントと重なり合う
ように設定されている。システムはさらに、ロータ位置
検出手段およびステータ磁極巻線に接続され得れる電圧
源を備えている。これにより、前記巻線の各々はロータ
回転中に所定の順序において、すなわちロータ回転の所
定の角度インクリメントにおいて、電源に接続される。
前記巻線はさらに、ロータ回転中、所定の順序において
電気的負荷に接続され、各ステータ磁極巻線はロータ回
転の所定のさらなる角度インクリメントにおいて電源に
接続される。

可変リラクタンス機械がモータとして動作する場合、
順次付勢されて選択的な方向へのロータ回転を生ずる巻
線は、ロータ磁極がステータ磁極と整合したそれらの最
小リラクタンス位置から遠ざかり、ステータ磁極に関す
るそれらの最大リラクタンス位置に向かって移動する期
間中の、何程かの無視し得ない範囲において付勢されて
はならない。しかしながら、本発明による機械を発電機
として動作させるためには、巻線の付勢を遅延させるこ
とにより、回転方向に逆らうトルクが確実に生じ、これ
によるエネルギーの保存が電流を電源に返還する役目を
果たすようにされる。したがって、この場合の電圧はロ
ータ磁極とステータ磁極との実質的な重なりがすでに生
じたとき、すなわち順方向のトルクを生ずるポテンシャ
ル（位置）の大部分が過ぎ去った後においてのみ巻線に
加えられる。巻線の付勢は、ロータ回転の比較的短い角
度インクリメントを通じて行われ、磁極が負のトルク、
すなわち回転方向に反するトルクを生ずる関係性に向か
って移動するとき終了する。付勢電圧は可能な限り高
く、かつ、この比較的短いロータ回転の角度インクリメ
ントにおいてのみ印加されなければならない。したがっ
て、その後電圧源からは小電流が引き出されるが、これ
によって実質的な磁束が発生し、これは巻線電圧が最小
リラクタンス位置付近において遮断された後において機
械を付勢する役目を果たす。磁束中に蓄積されたエネル
ギーは、機械のさらなる回転中において返還されなけれ
ばならない。したがって、機械シャフトが原動機によっ
てロータ回転の負のトルク角度インクリメントを通じて
駆動されるとき、電流が発生して電源に返還される。こ
れは電気機械からフリーホィールダイオードを介して供
給される。

本発明による電気機械の各ロータ磁極および各ステー
タ磁極は、円周方向に隔たったエッジ領域を有し、前記
ロータ磁極およびステータ磁極の少なくとも一方におけ
るエッジ領域は、空隙の半径方向の寸法及び空隙の軸方
向範囲の少なくとも一方が、少なくとも極の重なりの開
始時において変化するような形状に仕上げられる。この
種の磁極形状は、機械のリラクタンスが一対のロータ磁
極と一対のステータ磁極との初期の重なり中に、所定の
制御方法において変化し、これによって、特に極の重な
りの開始時に通常生ずるようなトルクの急激上昇を減殺
するように静止トルク／ロータ角度特性の形状を、変形
すべく考慮されている。このようにして達せられた相ト
ルクの急激変化の緩和は、各相におけるトルク発生部分
が静トルク特性の初期及び終期の極重なり領域にまで拡
張され、これによって、相間における比較的円滑なトル
ク転移が達せられるようにするものである。このような
トルク転移は励磁波形の初期および終期部分において、
静トルク／角度特性が変調されない場合に要求されるも
のより小さい巻線電流の変化を与えることにより達成さ
れる。巻線が付勢されたときの角度インクリメント中に
おける各連続したロータ位置での巻線電流の適当な大き
さは、容易に確立される。これは連続したロータ位置間
に要求される電流変化が、磁極形状を考慮しない場合に
要求されるものに比して、より小さい規則パターンを辿
るようにして達せられる。したがって、電流調整手段は
特に高い回転速度において必要な電流波形を容易に提供
することができる。

各ロータ磁極または各ステータ磁極の極面における前
記エッジ領域の表面部分は、その極面の中央表面部分よ
り半径方向に変位し、これによって極面のエッジ領域表
面部分および整列した磁極の極面との間の空隙を、その
極面の中央表面部および整列した磁極の極面との間の空
隙より大きくするものである。したがって、この構成に
おける磁極形成は、磁極面の軸方向に延びるエッジ面を
基準空隙範囲から遠ざけるように湾曲させ、これらのエ
ッジ面領域における空隙を、極面の主範囲にわたるより
大きくするようにして達せられる。

前記エッジ領域の各々は、磁極の軸方向において連続
配置されたエッジ領域部分により形成される。この場
合、前記エッジ領域部分の各々は、前記エッジ領域の各
隣接したエッジ領域部分に関して円周方向に変位してお
り、各エッジ領域部分の円周変位はいずれかの軸方向に
先行するエッジ領域部分に関して同一の円周方向におい
て形成されることにより、前記エッジ領域はロータの回
転軸に関して斜行するものとなる。したがって、この場
合において磁極成形は磁極を斜行することにより達せら
れ、これにより、そのエッジ領域はそれらの軸範囲に沿
ってロータ軸の周りに捩じられる。

各磁極の前記エッジ領域の円周方向の間隔は、磁極の
軸範囲を通じて実質上一定であり、磁極の一方の軸端に
おける前記エッジ領域の一方におけるエッジ領域部の、
前記磁極の他方の軸端における同一のエッジ領域の前記
部分に関する円周方向の変位は、磁極のエッジ領域の一
定した円周間隔の1/4ないし前記円周間隔に等しい値ま
でを占めることになる。この斜行磁極に関する特定の構
造は、本発明の第１の様相に従ったドライブシステムに
おける特定の利益とは異なり、一般的な可変リラクタン
ス機械における利益を提供する。すなわち本発明の前記
第１の様相に従ったシステムおよび第２の様相に従った
機械の双方において、磁極の軸端における前記エッジ領
域部分間の円周変位は、前記円弧範囲の約1/2とし、ロ
ータ軸に対する５゜以上のロータ軸角度に対応させるこ
とができる。前記対応する角度の好ましい値は10゜であ
る。

本発明のこのような構成に従ったリラクタンス機械に
おいて、各相の透磁率は、制御された態様においてロー
タ位置とともに変化し、ロータ位置に伴う突発的な透磁
率変化は回避される。透磁率は対称的な形態で、例えば
正弦的にロータ位置とともに変化する。このような特性
は、ロータ磁極およびステータ磁極の少なくともいずれ
かを前記のように斜行させるか、またはそれらの磁極を
端縁において整形し、空隙をロータ位置に従って変化さ
せることにより達せられる。

本発明のすべての構成おけるロータは、実質的に等し
い輪郭を有する成層体（ラミネーション）の束からな
り、各成層体はその隣接成層体に関してわずかに斜行し
て連続している。斜行による磁極整形は、構造的に単純
であり、かつ、経済的であって、ファン型歯列またはア
ンダーカット凹部などのような、従来より存在する比較
的複雑な磁極構造に好ましく適用される。磁極の斜行的
配列については、意外にも理論的及び実験的に次のこと
が確認された。すなわち磁極の斜行形成は、特に静トル
ク対ロータ角特性曲線の開始時におけるトルク上昇速度
を変更する上できわめて重要であること、また、穏やか
な斜行（例えばロータ磁極の軸端における前記エッジ領
域部分間の円周変位が極数に応じて定まるその端縁間の
極スパンの約1/4、すなわち典型的には５゜以下のロー
タ軸対向角度に対応する範囲）は、この初期トルク上昇
の変更においてそれほどの効果を有しないということで
ある。

特に本発明の第２の様相に従って構成された４相回転
機システムにおいては、磁極を適当に整形することによ
り実質上正弦波的な静トルク／ロータ角度特性が達せら
れ、ステータ巻線の正弦半波による付勢は、要求された
回転方向における機械動作において相トルクを発生する
静トルク／角度特性の部分に対応するロータ回転の角度
インクリメントを通じて行われ、その結果、機械動作中
において正弦二乗波型の相トルクが生成される。これは
機械が付勢されるときに発生する相トルクの大きさが、
その機械の少なくとも正常な動作範囲における励磁電流
に実質上正比例し、かつ、付勢電流それ自体の各レベル
における各相の静トルクは、正弦波を描くからである。
４相機械において各連続した相は、電気的に90゜づつ変
位し、したがってそれを付勢する正弦半波は余弦波によ
って記述することができる。各相トルクは機械の動作中
において均等に変位し、このようにして正弦二乗型の相
トルク波形を順次描く相トルクは、同様に余弦二乗波形
をも描くことになる。したがって、トルク転移におい
て、出離側の正弦二乗波トルクおよび入来側の余弦二乗
波トルクは、理想的には加算されて一定値になることに
より、相間の例外的に円滑なトルク転移を提供する。

本発明によるドライブシステムにおいて正弦型電流
は、トルク平滑性と雑音および振動を減少させるという
見地から、特に好ましいことが見出された。制御された
相間トルク転移は、特に突発的なトルク特性の上昇を排
除することに基づき、リラクタンス機械の物理的構造に
おける振動モードおよび共振の励起を減少させる効果が
著しい。正弦半波電流が、前述した斜行型ロータ構造に
より達せられるような実質上正弦型の静トルク対ロータ
角特性と共同するとき、これらの正弦型電流は巻線中の
エネルギー損失を最小化することに関する限りにおいて
最適であり、巻線は有用なトルクが生成されるとき以外
は、実質的に付勢されないこととなる。本発明の機械に
おいて、ロータ巻線が存在しないことはトルク対慣性比
を所望の高い値にし、同時に磁極が永久磁石であること
を要しないという点において、機械およびこれを用いた
システムの経済的な構成を可能にするものである。

本発明の機械を発電機として形成する場合において、
各磁極の巻線は少なくとも１つの他の磁極に関連して機
械の各相を規定し、さらにこれらの巻線は、所定の電圧
源に並列に接続される。本発明の機械における選択的な
発電機構成において、界磁巻線は機械の各相間おいてそ
れぞれの相対リラクタンスに関連して区分される一定の
磁束を確立するものである。これらの相対リラクタンス
はロータが回転し、したがって相巻線の磁束鎖交数が変
化して相電圧を形成するとき変化する。

本発明の主題をなすリラクタンス機構は、例えば工作
機械およびロボットなどにおけるサーボモータなどのよ
うな最高レベルの性能を要求する工業利用において好ま
しく動作するものである。しかしながら、それらの可動
部分および要素数に関する構造的な単純性は、例えばポ
ンプ、コンプレッサおよび巻き上げ装置などのための駆
動機構を含む一般工業利用において広範囲に適用可能で
ある。

リラクタンス機械における比較的簡単な機構は、本来
的な高信頼性を提供するものであり、したがって本質的
に無障害動作が要求されるような分野への適用が可能で
ある。このような分野には輸送ラインや核反応炉、連続
的な工業プロセスおよび航空輸送機または人工衛星など
を含むものである。

可変リラクタンス機械およびステップモータの動作原
理は、以下、第１ないし11図および第14図を参照して説
明され、また、その原理を利用した本発明の実施例は第
12,13図および15ないし28図を参照して説明される。

第１図に示す通り、ステータ（１）およびロータ
（２）を有する単純なリラクタンスモータは、２個のス
テータ磁極（３）および（４）並びに２個のロータ磁極
（５）および（６）を備えている。モータは界磁巻線Ｎ
に励磁電流ｉを供給することにより付勢される。ドライ
ブ電圧はｅである。これにより磁束φが生じてロータに
は系内のリラクタンスを最小化するようにトルクが作用
する。図示のモータにおいてこれは空隙領域（ｇ）にお
ける重なりを最大化することに対応し、したがってロー
タは図示の角度θだけ回転し、その磁極（５）および
（６）がステータ磁極（３）および（４）と正確に整列
するように駆動される。ロータはこの位置において安定
し、巻線Ｎが消勢されるまではこれ以上移動することが
できない。図示の単純なモータにおいては、したがって
連続回転は不可能であり、機械を連続回転させるために
は別の相を付加しなければならない。

電気入力から仕事への、すなわち機械的出力へのエネ
ルギー変換は、空隙のリラクタンスが系の総リラクタン
スを支配するような線形磁気システムについて、第２図
に示されている。この場合、磁束鎖交数は、電流の全レ
ベルにおいて励磁電流に正比例し、ロータが角度ｄθだ
け変位する間になされた仕事は、三角形OabOの面積によ
り表される。理論的考察においてロータのトルク出力
は、励磁電流の二乗に比例すること、およびシステムの
機械的仕事における理想出力は、定電流（無損失）にお
いて電気エネルギー入力の1/2にのみ対応する。入力エ
ネルギーの残りは動作中のシステムにおいて蓄積エネル
ギーとして吸収される。

実際の磁気系統において、磁気物質の飽和は磁束鎖交
数と電流との関係が励磁電流に従って変化し、励磁電流
がひとたび所定のレベルになると磁束鎖交数が実質上一
定の最大レベルになることを意味する。線形システムの
場合と同様、種々のロータ配置に応じて、磁束鎖交数お
よび励磁電流の関係は変化するものであり、第３図は典
型的な磁束鎖交数対励磁電流の曲線を（１）ロータの最
小リラクタンス位置（θmin）に対応する角度につい
て、（２）最大リラクタンス位置（θmax）について、
および（３）巻線電流が抑制されるときのロータ位置に
対応するロータ角度（θｓ）についてそれぞれ示したも
のである。かくして進展する軌跡OaSOはその最大リラク
タンス位置のわずか後におけるロータ位置と、スイッチ
オフされたときのロータ角度位置（θｓ）との間におい
て巻線を一定の正電圧で励磁した場合、および前記スイ
ッチオフ角度から最小リラクタンス位置にかけて等しい
負の電圧で励磁した場合に対応する。その最大および最
小リラクタンス位置間におけるロータ移動中の機械エネ
ルギー出力は、前記の軌跡範囲に覆われた面積によって
代表され、それは発生したトルクが飽和領域においての
みインクリメント電流変化のための励磁電流に直接比例
することを示している。すなわちそれは電流の二乗に比
例するものではなく、電流そのものの直線関数となり、
このとき、トルクは線形磁気システムに比して（損失を
無視して）大きく上昇する。しかしながら、この比例関
係は磁束鎖交数対電流曲線の膝部より低いところでは維
持されない。損失はトルク出力中の相利得を減少させる
が、線形磁気システムを通じて実質的な相利得の改善が
なされる。飽和した場合の蓄積エネルギーは第３図から
明らかな通り、機械的な仕事に変換されるエネルギーに
関して実質的に減少する。しかしながら、第３図から明
らかな通り、飽和モードにおけるリラクタンス機械の習
性は、高度に非直線的であり、それは単純な解析には受
け入れられない。

第４図に略示された可変リラクタンスモータの実際的
構造において、二重突極モータ（７）はステータ（８）
およびロータ（９）を有する。磁気飽和は空隙を適当に
小さな値とすることにより、また、直列巻線が空隙範囲
中での飽和条件を確立するに十分なアンペア回数を有す
ることにより達せられる。すなわち磁極の重なり範囲に
おける飽和は、磁極の適当な構造および寸法を選択する
ことによってもたらされるだけでなく、重なり整列した
極間の半径方向の空隙を最小に維持することによっても
もたらされる。第４図において、ステータは８極の内向
き突出極（10）を有し、モータはA,B,C,Dの４相を有
し、各相はそれぞれ直径方向に対向した一対の磁極に巻
かれた一対の巻線、例えばA,A′からなっている。この
モータはいかなる時点においても一対のロータ磁極のみ
が一対のステータ磁極と整列することができる。ステー
タ磁極間隔は45゜であるが、ロータ磁極間隔は60゜であ
り、これらの磁極間隔の差、すなわち15゜は機械のステ
ップ角度、すなわち特定相が付勢されたときの最小リラ
クタンス位置と、隣接相についての最小リラスタンス位
置との間においてロータが移動すべき角度範囲を規定す
るものである。Ａ相が付勢されると、ロータが回転して
その磁極（11）および（14）がＡ相のステータ磁極と整
列するように移動する。次の15゜のインクリメントステ
ップを通るその後の回転は、時計方向回転においてＢ相
を付勢するか、または反時計方向回転においてＤ相を付
勢することによってもたらされる。リラクタンスモータ
のこの構造は自己起動および可逆回転型であるが、回転
方向は相巻線を流れる電流の方向に従うものではなく、
相巻線の妥当な逐次的かつ排他的な単極付勢により実現
されるものである。

機械の１電気サイクルは、各相が付勢され、ロータを
相励磁のシーケンスが再開されるまでに、各ステップ角
度だけ前進させるために必要なロータの機械的回転イン
クリメントに対応する。すなわち４相モータにおいて電
気サイクルは60゜機械角に等しくなるが、６極ステータ
および４極ロータからなる３相機械においては、ステッ
プ角は30゜となり、したがって電気サイクルは90゜に及
ぶ。ロータの歩進を達成するに必要なステータ磁極巻線
の付勢期間は、少なくともステップ角に等しくなければ
ならない。第５図は第４図のモータについての１電気サ
イクルにわたる相電流の理想波形を示すものであり、こ
れはロータ回転の60゜機械角に対応する。図示の波形タ
イプはステップ電流波形として参照される。各相は１ス
テップ角に対応する間隔を通じて一定レベルの電流によ
り順次付勢される。この形式はインクリメント運動（す
なわち、区分的駆動の連続による運動）およびパルス的
なトルクが要求されるような利用分野に適しており、低
速において効果を発揮し、ステップ運動またはコギング
運動を生ずるものである このような相間の歩進的トルク転移の突発性は各出離
相（先行相）のトルク発生領域を入来相（後続相）のト
ルク発生領域と重なり合うように構成することにより、
部分的に緩和することができる。可変リラクタンス機械
（VRM）の隣接相間におけるトルク重複はロータ磁極お
よびステータ磁極の各円弧範囲間における妥当な相間関
係を適当に設計することにより達せられ、これにより、
励磁期間は所望のトルク重複を提供するように延長され
る。ロータおよびステータの相対的角度範囲およびロー
タ回転の各電気サイクル中におけるロータ磁極と、ステ
ータ磁極との重なり期間に従って巻線付勢期間は、前述
の４相機械においては実質上電気サイクルの1/2、すな
わち30゜に対応するロータ回転の角度インクリメントま
で延長される。この後者の事態において１相中の各トル
ク発生部分は、電気サイクルの最初の半分の間に先行す
る出離相のトルク発生部分と重なり、さらに電気サイク
ルの他の半分の間に入来相のトルク部分と重なり合う。
これにより、ロータの各回転を通じて実質上連続したト
ルク重複が生じ、このとき２つの相は常にいかなる場合
でも活性化される。しかしながら、２相の同時付勢は重
なり期間中において本質的に生じるものであり、このよ
うな同時付勢を前述した付勢期間の延長を適用してまで
常時実行する必要はない。多くの構成において２つの相
はトルク重複中においてのみ付勢され、他の場合には１
相のみが付勢される。

このようなトルク重複を達成するためのロータおよび
ステータ成層構造の実際的構成は、第６図に示す通りで
ある。図示の４相機械はやはり二重突極型であり、ステ
ータ成層体（17）が内向き突出ステータ磁極（18）を有
し、ロータ成層体（19）がこれに対向する外向き突出ロ
ータ磁極（20）を有する。ステータ磁極は各一対のロー
タ磁極を、励磁されたステータ相と整列させる向きのリ
ラクタンストルクを生ずるように逐次単極付勢される相
巻線を支持している。ロータ成層体（19）は相（１）に
関する最大リラクタンス位置を示している。すなわちス
テータ磁極（18）とこれに近接したロータ磁極（20）と
のギャップは、相（１）のステータ磁極（18）を通る機
械直径線上に関し、対称的に配列される。この相に関す
る最大リラクタンス位置は、トルク対ロータ角曲線およ
び電流対ロータ角曲線によりモータ回転を制御するとと
もに、モータ特性を作図するためのロータ角データを提
供すべく用いられる。

第７図は第６図に示した機械の各相を直流により付勢
して、ロータを妥当な角度範囲だけ移動させることによ
り、導き出された一定電流における静トルク対ロータ位
置曲線を示しており、この移動中のロータ角インクリメ
ントの選択された列中の各々においてトルク値が記録さ
れている。各相において、正および負の静トルク曲線
は、この直流励磁中において作図されるが、それはモー
タ運転中のロータ回転における妥当な角度インクリメン
トにおいてステータ相巻線の順次付勢を行ったものであ
り、正または負のトルクのみがそれぞれこのようなロー
タ回転の選択された方向に応じて各相に発生する。第７
図は第６図に示したような成層体を有する機械について
の理想化された静トルクを表すもので、この場合、ロー
タ磁極（22）に対するステータ磁極（21）の相対寸法
は、第７図の頂上部に略示した通りであり、したがって
ロータ磁極の円弧範囲はステータ磁極の円弧範囲を幾分
上回るものであるが、両磁極全体の円弧範囲は先行相に
よるトルク生成が消滅する以前において、各相にトルク
を発生させるものである。外縁磁束（fringing flux）
がないものとすれば、重なり合った磁極間に作用する接
線方向の力は、極の重なりの開始とともに生じ、第７図
の理想曲線の場合には第６図の最大リラクタンスデータ
位置の後において短い角度間隔を開始する。トルクは極
の重なりが進行したとき連続的に発生するが、そのレベ
ルは理想的には極の重なりの度合と無関係である。トル
クの発生はロータ磁極およびステータ磁極の完全整合が
得られたとき終了する。ロータ磁極の円弧範囲がステー
タ磁極のそれに関して大きい場合の効果として、ロータ
磁極およびステータ磁極間の完全整合における相対的な
極移動がトルクを発生しない状態では、第７図において
ごく短いゼロトルク角度範囲、すなわち各相についての
静トルク曲線の正負部分間のデッドバンドとして示され
ている。

当然ながら、実際のモータにおける相トルクは第７図
の理想曲線から実質的に異なっている。実際に見られる
相トルクの例は、３相６極ステータ/4極ロータ機械につ
いて第８図に示す通りである。なお、この場合のロータ
は自己起動および可逆回転型である。第８図の曲線が第
７図の理想化特性から隔たったものとなる少なくとも部
分的な理由は外縁磁束および非直線性によるものであ
る。第８図に示した相（１）の特性が、まず最大リラク
タンス位置（０゜）付近にあるものと考えると、この相
（１）におけるロータ磁極およびステータ磁極は、これ
らの曲線が作図される特定の構成において極の重なり状
態からは遠く隔たっている。約10゜においてロータ磁極
およびステータ磁極は互いに接近し、急激トルク上昇の
範囲が開始される。約12゜になると、実効的な極の重な
りが開始され、トルクは角度がさらに進んでもほぼ一定
となる値まで上昇する。この一定トルク範囲は磁路にお
ける体積飽和効果に基づくある種の巻込み（ロールオ
フ）部分である。約37゜になると、磁極の完全整合に近
づき、磁路における不所望の体積飽和の延長に基づい
て、それ以上の角度増加に伴うトルクロールオフが生ず
る。この特定の構造において隣接相間の交点におけるト
ルクは、ピークトルクの約54％であり、これらの交点に
おける相切り換えは、かなりのトルクリプルを生ずるも
のと考えられる。しかしながら、この構造における特に
低速度での付加的な問題として、極の重なりの開始にお
ける顕著な急激トルク上昇を無視することはできない。
トルクはロータ回転の約２゜の機械角範囲において、お
よそその最高値に向かって上昇し、その効果は電気機械
の磁極に対する衝撃気流による雑音および振動の発生と
同様のものとなる。

第９図は第８図の相（１）に対し、種々の相電流値を
適用する場合の静トルク対ロータ角曲線を示すものであ
る。トルクが実質上一定である期間は、励磁の値が低い
場合において相対的に大きくなり、これによって特定の
終端におけるロールオフは、相対的に小さくなる。しか
しながら、トルクの初期急激上昇は、すべての電流レベ
ルにおいて顕著な問題であり、したがって、励磁電流の
減少によって無視することはできない。

第８図および第９図のトルク対ロータ角曲線に加え
て、各相および各ロータ角についてのトルク相対電流曲
線が作図される。例えば４相機械の４相におけるロータ
の最小リラクタンス位置におけるトルク対電流特性は、
第10図に示されている。第３図の曲線軌跡に関してすで
に説明した通り、飽和した磁気系統におけるトルクおよ
び励磁電流の関係は、理論的に直線となる。実際上飽和
状態となる前の低い電流において、トルクはまず電流の
二乗に比例して増大し、磁気飽和が確立されたときのみ
トルクは電流に直線的に比例して増大する。磁気的直線
状態から磁気的飽和状態へのこのような変化は、第３図
におけるロータの最小リラクタンス位置に関する曲線に
より代表されるような飽和状態の場合、磁束鎖交数対電
流曲線におけるロールオフに対応する緩やかな遷移領域
により表される。Ｂ−Ｈ曲線の膝部の上方において、ト
ルクは実質上電流に比例する。第10図の曲線の場合、そ
の関係は約7A以上において直線となる。比較的低い電流
範囲におけるトルクおよび電流の関係における式の非直
線性は、第９図の曲線形式にも反映し、電流のある特定
された増大に対するトルク上昇のインクリメントが電流
の連続した同様のインクリメント上昇に関して異なるこ
ととなる。第９図に関連するシステムにおいて、5Aから
10Aへの電流上昇に関するトルク上昇のインクリメント
は、10Aから15Aへの電流上昇の場合とは異なったものと
なり、10Aから15Aへの5A電流上昇におけるトルク上昇
は、5Aないし10Aにおける場合よりも実質的に大きくな
る。しかしながら電流がひとたび約20Aを上回ると、電
流の連続したインクリメント上昇は無制限な広い電流範
囲を通じて等しいトルク変化インクリメントを生ずるも
のである。電流が第９図に示す最大値60A以上のきわめ
て高いレベルに達すると、望ましくない体積飽和が始ま
って、再び非直線性が開始される。体積飽和は、第10図
の場合においてはきわめて高い電流レベルにおけるトル
クおよび電流間のロールオフ関係として現れる。したが
って、可変リラクタンスモータは、その制御を容易にす
るため、なるべくならトルクが実質的に電流に比例する
範囲で動作するように構成される。すなわち低電流にお
けるトルク直線性および高電流におけるトルクロールオ
フ性の効果は可変リラクタンス機械のステップモータ化
のために殆ど実用的意義を持たず、可変リラクタンスモ
ータを第10図のような曲線の非直線領域における特定の
低電流動作が低速回転および停止条件を避けることがで
きないような可変速駆動への適用を困難にするものであ
る。

２極励磁電流を用いる200段の永久磁石ステップモー
タの一例は、第11図に示されており、このモータにおけ
るロータおよびステータの歯列は、それらの外周および
内周において実質上半円形の輪郭をもって配列されてい
る。したがって歯の寸法は、ロータおよびステータの他
の部分の寸法に比較してきわめて小さく、対向磁極間の
空隙寸法もこれらの歯に比較すれば大きくなり、その結
果、すでに述べたようなモータにおける平滑な静トルク
対角度特性をもたらすものである。

本発明の原理を具体化したトルク制御式可変リラクタ
ンスモータ駆動システムは、第12図に示されている。こ
の図に示された通り、システムは本発明に関する内部ト
ルク制御ループのみを有するが、典型的な実用化構造に
おいては外部速度制御ループもまた装備され、トルクは
システム動作において設定速度信号と適合するように調
整および制御される。図示の通り、４相リラクタンスモ
ータ（23）は、負荷（24）を駆動するものであり、その
シャフト（30）に関連装備されたロータ位置検出器（2
5）を有する。この検出器は例えば１ないし２以上のパ
ルス列を発生するエンコーダからなっており、これらの
パルスは適当な電子回路により処理され、連続した角度
間隔におけるシャフト位置情報を提供するものである。
回転方向を決定するためには、適当な論理が採用され、
さらに適当なゼロマーカーが付される。基準波形発生器
（27）は検出器（25）から検出器インターフェース（2
6）を介して供給された位置情報を用いて、シャフトの
各角度位置について、各相に要求される所望の相トルク
形状を得るための電流値を指示する信号を発生する。波
形発生器（27）はさらにコントローラまたはモニタ手段
により調整され得る“セットレベル”入力を有し、これ
によって、その発生器によって指示される形状に従って
発生されるべきトルクの実際の値を決定するものであ
る。ロータ位置信号およびセットレベル入力を結合する
ことにより、決定された値を有する発生器（27）からの
出力信号は、電流制御器（28）に加えられ、この制御器
はモータの４相の各々について基準電流波形としての出
力信号を提供する。これらの基準波形はパワーコンバー
タ（29）へのゲート入力信号を提供し、このコンバータ
（29）においてモータの実際の相電流が、前記基準電流
波形に従って生成される。このため、各相における実際
の電流を指示する信号が、電流制御器に帰還供給され、
これによって制御器（28）からコンバータに送られるゲ
ート信号が、所望の相電流を生成する役目を果たすもの
である。

波形発生器（27）および電流制御器（28）は、共同し
て電流値調整手段を形成し、これによってロータ位置毎
の各ステータ巻線における励磁電流の相対瞬時値が制御
され、その結果、励磁電流はモータ動作中における円滑
な相間トルク転移および衝撃駆動（hammer−blow）の最
小化のために要求される相トルクを実現するに相当しい
波形を有することとなる。本発明のシステムにおける種
々の構造によれば、妥当なアナログ手段により特定の波
形が形成される。１つの実施例において、検出器の出力
は正弦波となるように変調され、その瞬時値は各ロータ
位置において巻線電流の妥当な相対値を確立すべく用い
られる。波形発生器（27）および（28）により形成され
た電流調整手段は、さらに“セットレベル”信号に応答
して、各ロータ位置における電流の絶対値を確立し、そ
の位置における電流の他の位置に関する相対値は、検出
器（25）によって指示されたロータ位置により決定され
る。デジタル制御の手法は、この出願に関連する可変リ
ラクタンスモータのための制御システムと題する別の出
願において説明されている。

終わりに近づいた相のロールオフ部と、極の重なりを
開始した相のトルク上昇部とのスイッチングに基づくト
ルクリプルおよび重なりの開始時におけるトルクの初期
急上昇の問題を克服するために、ランプ波電流を用いる
特定の方法は、第13図に示されている。この図は略示目
的で描いたものであり、何らかの特定された機械特性を
表そうとするものではない。静−相トルクｔはＡ相及び
３層についてのロータ角に対して示されたものであり、
同時にこれらの層に加えられるべき電流波形ｉは、比較
的平滑なモータトルクを発生するものとして示されてい
る。この方法は、電流を直線的に上昇する制御速度（立
ち上がり）において、ある１相（Ａにおいて示す）にス
イッチングすることを、尖鋭な初期静トルク上昇の後に
おいてのみ開始させ、これによりモータ動作中、この相
が発生するトルクＴを静トルク曲線の実質上一定なトル
ク部分に対応する定常トルクレベルまで上昇させること
を意味する。これは静トルク曲線における極の重なりの
開始時の初期上昇に続く極の重なりの進行中に見られる
ことである。Ａ相電流は次に、この一定トルク領域の終
端において急激降下する。これはＢ相電流がその制御さ
れた立ち上がりを開始する点において開始される。かく
して電流の大きさは各巻線が付勢されるロータ回転の角
度インクリメントにおける中間部を通じて実質上一定に
維持される。巻線が付勢される角度インクリメントの初
期部および終了部は、それぞれ電流上昇および下降勾配
を有するものであり、図に示すようなロータ回転の角度
インクリメントにおける初期部分での電流上昇速度は、
終了部での電流減少速度と同じである。これらの電流曲
線間の交点を妥当に選択することは、静トルクの尖鋭な
初期上昇部による衝撃力を生ずることなく、総合モータ
トルクの実質的な無リプル特性を提供するものである。
ここでモータ動作中の相トルクは個々の相巻線を妥当な
ステージにおいて付勢することによる静トルク特性の連
続した部分からなるものである。各相間転移中の総合モ
ータトルクは、その転移中において個々の相トルクを加
算することにより演算される。第13図の方法において要
求される波形は、第12図に従ったシステムにおいて、例
えば波形発生器（27）の適当なアナログ構造により構成
される演算処理により引き出される。

しかしながら、このようなランプ波電流は波形発生器
のアナログ化などのような電流調整手段による経済的な
構成において、そして特に高速回転において必然的、か
つ、容易に構成されるものではない。付言すれば、相間
トルク転移は同様なランプ波による各連続した転移にお
いて必然的に平滑化されるものではない。すなわち転移
領域における静トルク特性の厳密な形状は、転移が実行
される磁極に隣接した磁極の磁性に影響されるものであ
り、このような各転移について必然的に等しくはならな
いからである。したがって、個々のアナログランプ波発
生器は各相間転移のために個々に適合したものであるこ
とが要求される。さらに第13図から明らかな通り、各相
の有効トルク発生容量は完全には利用されないため、機
械には実用上の不都合が生じ、これは多くの分野におい
て受入られないものである。したがって選択的な方法の
１つとして、静トルク対ロータ角特性の形状は、トルク
上昇の度合を極の重なりの開始時において緩和し、これ
によって相電流が極の重なりの開始においてスイッチさ
れるように変調される。これは第13図に示すような特性
に伴って、極の重なり開始段階に生ずる突発的トルク変
化を考慮しなければならない電流調整手段を用いないで
達せられる。

静トルク曲線の形状の変更は、ロータもしくはステー
タ磁極またはこれらの双方を整形することにより達せら
れる。１つの周知構造において、第14図に示すように変
調された静トルク対ロータ角特性が達せられる。この実
質的な台形特性は、第13図の曲線の初期急激上昇部と異
なり、滑らかに上昇するランプ波部分を有する。しかし
ながら、上昇ランプ波部分とはわずかに異なった速度に
おける同様な下降ランプ波部分が第13図の曲線の部分に
代わって存在する。

適当に変調された静トルク対ロータ角特性を得るため
に本発明に従って構成されたロータは、第15図に示され
ている。ロータ（48）は、妥当な成層体（49）からな
り、各成層体はその隣接成層体と同一形状であるが、ロ
ータ軸の周りにおいてわずかに角度変位し、これによっ
て積層ロータの磁極がロータの軸長に沿って、その回転
軸に対し、斜行した配置になっている。この構造を達す
るため、ロータの各成層体は、積層化ロータ機構内の隣
接成層体に関し、円周方向にわずかに変位している。円
周方向におけるこの変位は、ロータの長さを通じて一貫
しており、したがって各成層体はそれに先行する成層体
に関し回転方向に前進または後退していることになる。
したがって各ロータ磁極はロータの一方の軸端から他端
にかけて斜行しており、第15図に示すその斜行角はロー
タ軸周において約15゜となっている。この斜行角度は、
積層構造の一端における１つの磁極中の成層体の前縁を
通るロータ半径と積層構造の他端における同一磁極中の
成層体の前縁を通るロータ半径との間におけるロータ軸
に対して規定された角度である。

第16図は第15図のロータに適したロータ成層体（49）
の実際的構造を関連するステータ成層体（50）とともに
示したものである。第17図は第15図および第16図の機械
構造に関するトルク／ロータ角曲線を種々の相電流レベ
ルにおいて示すものである。なお、このロータは第15図
に従って斜行整形されている。相電流の低い値において
は、幾分台形的な静トルク波形が生成される。しかしな
がら、その初期上昇部分は、完全直線式輪郭の波形にお
けるよりも、一定したトルク部分に向かって巻き込まれ
る傾向にある。相電流の比較的高い値において曲線の平
坦な頂部はそれほど顕著ではなく、曲線の上昇および下
降部における曲率がより顕著になる。大きい相電流にお
いては、静トルク曲線の正弦波に対する類似性が特に顕
著となる。第17図の曲線は、出力が理想値より小さい機
械構造に関するものであるが、同様に斜行したロータ磁
極を有するすべての機械についての静トルク曲線の形状
は、モータの性能には無関係に図示のものと同様な特徴
を反映する。

静トルク特性の正弦波に対して類似した特性は、可変
速度リラクタンスモータの円滑な動作を達成するための
さらなる手法を与えるものであり、その手法の１つは本
発明に従った好ましいシステムに適用される。この手法
は第18図において４相機械につき示す通りである。Ａ相
およびＢ相に関する静トルクｔは、正弦波形であり、各
相は対応する正弦波励磁電流ｉにより駆動される。した
がって、動作条件のモータの相トルクＴは、正弦二乗曲
線である。これは相電流の種々のレベルにおける静トル
ク曲線を作図し、ロータの連続した角度位置における各
相の電流に応じた妥当なトルク値を、動作中の相トルク
を規定するモータトルク線図上に転置することにより図
式化することができる。静トルクt_A.t_B等を数学的に考
察すると、 t_A-K_t.I.Sin（θ）そしてt_B＝K_t.I.Sin（θ＋90゜）＝K
_t.I.Cos（θ） ここにK_tはモータ定数であり、したがって相電流i_Aお
よびi_Bは i_A＝I_P.Sin（θ）そしてi_B＝I_P.Cos（θ） 上式においてI_Pはピーク電流であり、モータ動作中に
おける相トルク（T_A,T_B等）はT_A＝K_t.I_P.Sin²（θ）そ
してT_B＝K_t.I_P.Cos²（θ） かくして第18図に示すようなＡ相およびＢ相間の90゜
相変位は、モータ動作中において、Ａ相トルクが正弦二
乗値に比例するならば、Ｂ相トルクは余弦二乗値に比例
することを意味する。飽和領域における動作であって、
各相の磁気回路条件が同様であると仮定すれば、相転移
中にモータに作用するトルクは一定となる。これは同じ
角度における正弦二乗値と余弦二乗値との和が単一の等
しい値となるからである。この手法は、台形波の供給よ
りも有利である。すなわち正弦波は、ステップ状又は台
形波におけるそれらの急激変化点よりも、その対応部分
の変化が緩やかであり、したがってトルクの急激変位を
避け得るからである。加えて、斜行型ロータを有し、か
つ、対応する正弦波付勢電流を供給される機械は、周知
の通常的構造を有する機械より十分静かに動作するもの
である。すなわち電流はトルクを発生するものであり、
有効な仕事を行うことができる期間だけ巻線に供給さ
れ、そのような有効期間の全てにおいて、通常型の磁極
を有する機械よりも優れた銅利用を行うこと、したがっ
て銅損を減少させることにつながるからである。

第19図は本発明の原理を具体化したシステムにおい
て、斜行型ロータの好ましい構成およびそのステータと
の関係を示すものであり、同時に、好ましい円周寸法関
係を示すため、ロータ磁極およびステータ磁極のいくつ
かの横向き展開図を伴うものである。この図から明らか
な通り、ステータ磁極の極面は第11図に示した永久磁石
型ステップモータの歯型極面構造に比し、実質的に連続
して空隙に対向する面を形成するものである。ステータ
（51）は８個の極（52）ないし（59）を有し、各極は30
゜の円弧範囲にわたって伸びており、15゜のギャップに
よって隣接磁極を分離している。ロータ（60）は６個の
極（61）ないし（66）を有するものであり、成層体の束
から形成されている。各磁極の外周部における円弧範囲
は20゜であり、これらの外周部は40゜のギャップにより
磁極から分離している。ロータは10゜の斜行形状を有す
る。したがって、各ロータ磁極によりその前端部と後端
部との間で占有される包絡線の全円弧範囲は30゜、すな
わち各ステータ磁極と同じ寸法となる。各ロータ磁極の
最後列成層体の後端部と、次の磁極における最前列成層
体の前端部との間の円弧範囲は、同様に30゜となる。し
たがって、第19図に示す通り、一対のロータ磁極（61）
および（64）がステータ磁極（52）および（56）と整列
すると、そのロータ磁極鉄がそのステータ磁極鉄の直下
に正確に位置し、したがって、そのロータ磁極のいかな
る部分もそのステータ磁極の外側にはみ出さず、逆に後
者の部分が前者からはみ出すこともない。

磁極（62）および（63）間のギャップ並びに磁極（6
5）および（66）間のギャッブは、同様にそれぞれ磁極
（54）および（58）と整列し、したがって、ロータ鉄は
これらのステータ磁極の直下には位置しない。ロータお
よびステータ間のこのような相互関係は、特に効果的な
相間転移を可能にするものであり、静−相トルクは例え
ば第７図に示されたようなゼロトルク死点域を持たな
い。第19図のロータ成層体のさらに利益的な特徴は、ロ
ータ磁極の両側テーパ（傾斜）である。これは成層体が
モータシャフトに支持されるために中央円形開口に向か
って収斂した磁極基部から外向き方向（磁極間隔を開く
方向）において存在することである。

磁極傾斜、すなわちロータ磁極における放射状外向き
傾斜は、本発明のモータに関する特定の実施例の顕著な
利益的特徴である。すなわち、これらの磁極は、それら
の先端に向かってせばまり、一方、ステータ磁極はそれ
らの内端に向かって拡幅され、これによって、ロータお
よびステータの対向極面が、好ましい構造および与えら
れた角度関係において実質上整合するようになる。

これらの磁極形状に関し、成層体スパンRx1と、ひね
り、すなわち斜行距離Rx2は、互いに加算され、ロータ
磁極の両端間距離が得られる。

すなわち、Rx1＋Rx2＝Sx1 ここにSx1はステータ磁極における極縁でのスパンで
ある。ロータの極間ギャップRx3もまたSx1に等しい。ロ
ータ磁極のひねりによりステータ磁極の先端はロータお
よびステータ磁極が整列したとき、ロータ鉄に完全に重
畳し、または完全に覆うものではない。したがって、ス
テータ磁極の先端は、磁気回路が厳密に要求するものよ
り大きいサイズであり、それは磁極先端と磁極基部間に
位置する断面縮小部、すなわち腰部（寸法Sx2）に向か
って内向きに傾斜している。Sx2はSx1より小さい。ステ
ータ磁極のこのような断面縮小化は銅面積、又は体積の
増大をもたらす。

ひねり、すなわち斜行は、Rx2とRx1との比によって定
義される。好ましい構造においては、 R_x1/R_x2＝1/2 ４相機械において、この斜行比は機械の総合トルク出
力を無視し得ないほど減少することなく、好ましい正弦
波型静トルク特性をもたらすものである。３相機械にお
いては平坦頂部を有する正弦波型が要求され、この場合
の斜行比は典型的には1/2より小さいものである。

本発明のこの様相は特に８極ステータ、６極ロータ構
造に関して説明されたが、それはこのような構造に限る
ものではなく、これらより多いか、または少ない極数も
また採用することができる。また、ロータおよびステー
タについては、１極当たり１歯の構造について図示およ
び説明したが、各極面を２以上の歯となるように分割す
ることも可能であり、これはある種の分野における長所
となるものである。

第20図は第19図に従った成層体を有するロータについ
ての種々の電流レベルにおける静トルク特性を示すもの
である。これらの特性の正弦状変化は、ロータ磁極およ
びステータ磁極の弧状範囲間の好ましい関係性を有する
この構造において、特に顕著である。

第15,16および19図に関して、特に説明した斜行ロー
タ構造は、ステータ巻線に正弦波電流波形を入力する本
発明のドライブシステムに対し、特に好ましく適用され
る。しかしながら、ステータ電流について他の波形を用
いることも可能であり、そを正弦波に限定するものでは
ない。第20図に示した静トルク対ロータ角度特性から得
られた特性は、電流形状との関連または非関連にかかわ
らず、双方向性モータにおける特別な利益となる実質的
な対称形である。斜行角は、きわめて重要であり、その
好ましい度合は第19図の構成に示す通りであった。

しかしながら、第12図に関して説明したような本発明
のドライブシステムは、第21図に示した磁極形状の選択
的形態に関連して、一定の利益を提供する。２個の隣接
したステータ磁極（67）および（68）の各々は、それぞ
れ極面（69）および（70）を有する。これら極面の中央
部は、それらの下を通過するロータ極面に横切られる通
路から一定の空隙において位置するが、それらのエッジ
領域における極面は空隙がその磁極の円周方向外向きに
増大する各外郭部（71）および（72）を有する。これら
エッジ領域における極面は、その極の中央部における公
称理論円周面より徐々に窪んだ形状となっている。各極
面は、このように形成されたエッジ領域における外郭面
を有し、その結果、ステータ磁極とこれに整列したロー
タ磁極との間の空隙がステータ磁極のエッジに沿って、
その中央部よりも大きくなる。これらのエッジ領域の円
周方向の外端、すなわち先端（73）および（74）におけ
る極面端において、極面は、巻線を受け入れる極間スペ
ース中に突出した半径方向の面に連続する。この種の極
形状はまた、特に極の重なり初期におけるトルク変化の
速度を減少させ、電流形状との関連において、トルク転
移を円滑にし、機械動作中の雑音および振動を実質的に
極小化するものである。さらに各ステータの極面は、第
21図に示した構成における急峻な輪郭変化を伴うことな
く、実質上連続した面を持つようにすることもできる。

本発明の特別な、かつ、驚異的な特徴は、相巻線を直
列ではなく、並列に接続することにより、ノイズ発生を
減少することである。直列接続においては、空隙中の起
磁力は等しくなり、磁束は空隙それ自体により決定さ
れ、空隙間の何らかの相違は不平衡磁束を生ずるように
なる。しかしながら、各相を並列に接続することによ
り、対向した磁極に等しい磁束が生じ、これにより発生
する駆動力は実質上等しくなる。本発明によるモータは
さらに、すべての相を等しく励磁する界磁コイルを含む
ものである。これは各相の非直線トルク電流特性を描か
せるように変調すべく用いられる。

第22図は、斜行磁極を有し、かつ、実質上正弦波的な
静トルク対ロータ角度特性を有する６極ローター８極ス
テータ型モータに適したアナログ回路構成を略示するも
のである。この場合、第12図中のものと同一の参照数字
を付したものは、同一の機能部分であることを意味す
る。検出器（25）は60゜機械角において振動する直角位
相関係の２個の三角波形からなる出力を発生するもので
ある。これらの信号は、コンバータ（75）により正弦波
形に変換され、これにより正弦波および余弦波を得るこ
とができる。これらの正弦波および余弦波は、この実施
例において、平滑なトルク出力を達成するための正確な
基準電流波形を形成するものである。

リラクタンスモータにおいては、各相巻線が付勢され
るときのロータ位置に応じて、正および負のトルクが発
生するため、正弦波の正の半サイクルが相（１）に関連
して、正のトルクを生ずる場合には、反転された余弦波
の負の半サイクルは、相（２）と関連し、反転された正
弦波の負の半サイクルは、相（３）と関連し、反転され
た正弦波の負の半サイクルは、相（３）と関連し、余弦
波の正の半サイクルは相（４）と関連して機能しなけれ
ばならない。負のトルクの場合、相シーケンスは反転さ
れた正弦波の負の半サイクル、余弦波の正の半サイク
ル、正弦波の正の半サイクルおよび反転された余弦波の
負の半サイクルの順となる。各相には一方向の電流のみ
が要求されるため、一方向の電流にのみ対応する二象限
電流制御器が構成され、これによって、その出力は、こ
れに加えられた全波形の各々について１つの半サイクル
となり、各相は順次同一極性の半波により付勢される。

第22図において、検出器インターフェース（26）から
の新たな出力は、速度要求信号に関連する速度出力信号
を提供し、これによって速度制御器（76）への入力が提
供され、その出力がトルク要求信号となる。このトルク
要求信号は、コンバータ（75）によって発生した正弦波
または余弦波の１つとともに、各アナログ掛算器（77）
および（78）に供給される。掛算器（77）の出力は正弦
波であるが、掛算器（78）の出力は余弦波であり、これ
らの出力信号の相対的な瞬時値はコンバータ（75）によ
り決定された正弦波および余弦波に従い、それらの絶対
値についてはトルク要求信号によって規定される。図示
の制御システムの構成中に用いられた規則的な正弦波の
場合、このトルク要求信号は波形のピーク値であり、そ
の波形に従ったすべての他の点における電流レベルを決
定するが、これは他の波形においても必然的に起こるこ
とではない。アナログ掛算器を出た後、正弦波および余
弦波は、それぞれ反転された正弦波および余弦波と並列
して次段に送られ、電流制御器（79）にはこれらの４信
号が加えられる。電流制御器においては、相巻線からの
電流帰還信号が正弦波および余弦波信号と共同して電力
変換器（29）のための実効的な電流要求信号を提供す
る。電流変換器（79）からの最終的な出力信号は、コン
パレータ（80）に加えられる。このコンパレータはさら
に、周知の方法におけるパルス幅変調のための高周波入
力を有する。PMW入力は、各場合において電流制御器（7
9）からのセットレベル信号により変調され、その出力
は二象限電力変換器（29）のための前記電流要求信号を
提供する。

第23図ないし26図は、第22図のドライブシステムにお
ける所定の回路要素または装置部分を例示した回路図で
ある。第23図は電流制御器（79）を示し、第24図は速度
制御器（76）を示すものである。掛算器（77）および
（78）は、第25図に示され、検出器信号インターフェー
ス、すなわち三角波−正弦波変換器（75）は第26図に示
されている。これらの回路における詳細な動作は、図面
を参照することにより自ずから明白であり、したがっ
て、詳細な説明は省略する。

第27図には、本発明に従ったリラクタンス機械の発電
機型ステータ成層体が示されている。成層体（101）は
４極ロータとともに動作する６つのステータ磁極を有す
る。ステータ巻線を受け入れる２つの極間領域は（10
2）で示す通り、界磁巻線を収容すべく拡大されてい
る。この界磁巻線が付勢されると、図においてφで示す
一定の磁束が確立され、機構の３相間をそれらの相対リ
ラクタンスに基づいて分割する。ロータが回転すると、
各相の相対透磁率が変化して相巻線の磁束鎖交数が変化
し、これによって相電圧が発生する。本発明による可変
リラクタンスモータに適用される構造的特徴、すなわち
斜行形状その他は、それらのトルク出力を整形して相ト
ルクがロータ角度の実質的な正弦関数となるようにする
ためであるが、それらの構造的特徴はまた、本発明のこ
の実施例による発電機の電圧出力を整形するために適用
することができる。

第28図は本発明のこの様相に従った３相発電機を略示
するものであり、ここに界磁巻線（102）はDC電源によ
り付勢され、３相巻線（103）は３相負荷（104）に対
し、星形に接続される。

【図面の簡単な説明】

第１図はロータおよびステータの双方が、２極形状であ
る単純なリラクタンスモータを略示する斜視図、第２図
は第１図の単純なモータにおける線形磁気系統に関する
磁束−電流面における軌跡を示す線図、第３図は可変リ
ラクタンスモータにおける飽和磁気系統に関する磁束−
電流面の軌跡を示す線図、第４図は８極ステータおよび
６極ロータを有する４相可変リラクタンスモータを略示
する断面図、第５図は第４図のモータが１電気サイクル
を通じて時計方向に回転する場合の理想化相電流波形を
示す線図、第６図は８極ステータおよび６極ロータを有
する可変リラクタンスモータの実際的構造を与えるステ
ータ成層体およびロータ成層体の輪郭をロータが相
（１）の最大リラクランス一を占める場合について示し
た端面図、第７図は第６図の構成による理想ロータにお
いて、相間のトルクが重なり合った場合の各相毎の一定
電流における理想化された静トルク対ロータ角特性を示
す線図、第８図は６極ステータおよび４極ロータを有す
る３相可変リラクタンスモータにおいて相間トルク重畳
が形成される場合の、一定電流における静トルク対ロー
タ角特性を示す線図、第９図は３相リラクタンス機械に
おいて、ステータ電流レベルを変換した場合の１相にお
ける静トルク対ロータ角特性を示す線図、第10図はロー
タが最小リラクタンス位置を占めている４相機械の１相
に関する静トルク対電流特性を示す線図、第11図は１回
転200歩の永久磁石ステップモータにおけるロータおよ
びステータの断面図、第12図は本発明の原理を具化した
可変リラクタンスモータドライブシステムのブロック線
図、第13図は円滑な相間トルク転移を生ずるとともに、
ランプ波または台形波電流を用いた４相VRM（可変リラ
クタンスモータ）の２相についての静トルク対ロータ角
特性を動作中のモータ相トルクとともに示す線図、第14
図は周知構造のリラクタンスモータにおける特定の極配
置により達せられた静トルク対ロータ角特性を示す図、
第15図は斜行磁極を有するロータ構造を側面（ｂ）およ
び端面（ａ）において示す図、第16図（ａ）及び（ｂ）
は第15図に従った斜行磁極ロータを有するモータの実際
的なステータおよびロータ成層体の構成をそれぞれ示す
端面図、第17図は、第15図に従った斜行磁極ロータを有
する可変リラクタンスモータの２つの近接相における静
トルク対ロータ角曲線を種々の励磁電流レベルにおいて
示す図、第18図は可変リラクタンスモータの２相につい
ての正弦状静トルク対モータ角特性と、これらの相を付
勢するための半波正弦波電流波形およびこれらの相が付
勢された場合に動作するモータからの相トルク出力を示
す図、第19図は（ａ）第12図に従って構成された駆動シ
ステムのVRMにおけるロータおよびステータ間の特に有
利な関係を示す斜行ロータおよびその関連ステータの実
際的構成を示す図、および（ｂ）ロータおよびステータ
間の寸法関係を示すいくつかのロータ磁極およびステー
タ磁極の側面展開図、第20図は第19図のモータ構造の１
相について付勢電流のレベルを変化することにより作図
した静トルク対ロータ角曲線を示す図、第21図は極面の
エッジ領域が変調された静トルク対ロータ角特性を具現
するような形状に仕上げられたステータ成層体の部分断
面図、第22図は本発明に従って構成された駆動システム
のアナログ回路構成を示す略図、第23図は第22図の駆動
システムにおける電流制御器または調整器の回路線図、
第24図は第22図の駆動システムにおける速度制御器の回
路線図、第25図は第22図の駆動システムにおける掛算器
の回路線図、第26図は第22図の駆動システムにおける速
度信号のための信号調整器の回路線図、第27図は本発明
に従って構成された発電機のステータ機構における成層
体を示す端面図、第28図は本発明に従って構成された発
電機を含むシステムの略図である。 本発明の基本形を示す第15図中（49）は斜行型ロータ磁
極である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 フランシス マクマリン アイルランド共和国、クレアー カウン テイ、エニス、オーク パーク 47 (72)発明者 フランシス デビツト アイルランド共和国、ダブリン ９、グ ラースネビン、ウオールナツト パーク １ (72)発明者 ジエリマイアー オードワイアー アイルランド共和国、キルデアー カウ ンテイ、ナス、セイント ヨセフス ロ ード（番地なし) (56)参考文献 特開 昭53−25813（ＪＰ，Ａ) 特開 昭49−51522（ＪＰ，Ａ) 実開 昭57−133251（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭57−47831（ＪＰ，Ｕ) 米国特許3062979（ＵＳ，Ａ) 米国特許3965678（ＵＳ，Ａ) 米国特許3171049（ＵＳ，Ａ)

Claims (8)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】可飽和−可変リラクタンス電気モータを含
   む駆動システムであって、前記モータは複数の突極駆動
   極を有する固定部材と、各駆動極のための磁化巻線、お
   よび複数の可動極を有する可動部材を備え、前記可動極
   の数を駆動極の数より少なくするとともに、各駆動極
   と、これに整列した可動極との間の空隙が、この空隙に
   面して可動部材移動方向に延びるこれらの極の極面寸法
   より小さくなるようにし、かつ、少なくとも可動極の形
   状がモータ動作中の前記駆動極および可動極の可変の重
   なり範囲において、実質的な磁気飽和を生ずるように仕
   上げられたものであり、 さらに各可動極の位置関係および可動部材移動方向の長
   さは、モータ動作中の各可動極および駆動極の機械的重
   なりに基づいて可動部材が変位するための移動力を発生
   することができる可動部材の付勢移動範囲を、別の可動
   極が別の駆動極と重なり合うことに基づく前記可動部材
   の付勢移動範囲とオーバーラップさせるように、各駆動
   極の位置関係および可動部材移動方向の長さに対して関
   連づけられたものであり、 前記システムはさらに、その瞬時値が前記可動部材の位
   置に対応する、少なくとも１つの位置信号を発生するた
   めの可動部材位置検出手段、および前記駆動極巻線の両
   端間に接続され得る電圧源からなる電源手段を含むこと
   により、各駆動極のための磁化巻線は可動部材の移動
   中、それらの巻線について定められた所定の順序におい
   て、かつ対応する付勢移動範囲にわたって前記電源に接
   続されるものであり、さらに前記電源手段は前記電源に
   接続された駆動極巻線の電流の瞬時値を調整するための
   電流調整手段を有するものであって、 （ａ） 前記電流調整手段は前記可動部材位置検出手段
   の前記位置信号に応答して、前記巻線が前記電源に接続
   される間における前記可動部材の付勢移動範囲内のいず
   れかの位置における前記電源の瞬時値を、前記いずれか
   の位置以外の位置における瞬時値との相対性において、
   実質的に決定するように、前記電流の大きさを調整して
   電流整形するものであり、 （ｂ）（ｉ）各可動極及び／又は各駆動極は前記可動部
   材移動方向において間隔を置いた各一対のエッジ領域を
   それぞれ有し、前記一対のエッジ領域の間隔は前記可動
   部材移動方向と前記空隙の方向の双方と交叉する方向に
   おいてその極範囲を通じて実質上一定であり、前記エッ
   ジ領域の各々は前記可動部材移動方向と前記空隙の方向
   の双方と交叉する方向において順次隣接して積層された
   エッジ領域部分の集りからなるものであり、各可動極及
   び／又は各駆動極における前記エッジ領域はそれらが磁
   極面効果を有するように形成され、前記エッジ領域にお
   ける磁極面部は磁極面中央領域から前記可動部材移動方
   向の前後に離れるに従って、各部材内の各磁極面中央領
   域を通る包絡面よりも徐々に後退して形成され、これに
   よって前記エッジ領域の磁極部とこれに整列した磁極の
   極面との間の空隙が、前記磁極面中央領域とこれに整列
   した磁極の極面との間の空隙より大きくなり、さらに、 （ii）各可動極及び／又は各駆動極の前記エッジ領域に
   おける前記エッジ領域部分の各々は、前記エッジ領域に
   おける各隣接したエッジ領域部分に関して前記可動部材
   移動方向に変位するものであって、その変位は前記エッ
   ジ領域部分の各々が先行・隣接するエッジ領域部分に関
   して前記可動部材移動方向に進むか、又はその隣接エッ
   ジ部分に関して前記可動部材移動方向の後方に戻るよう
   にしたことにより、前記エッジ領域を前記相対変位の方
   向に斜行配置するものであり、 これによって連続２相の付勢移動範囲間のオーバーラッ
   プ時に可動部材に作用する２相の移動力の重複部分を、
   前記電流整形との関連において平滑化できるようにした
   ことを特徴とする可飽和−可変リラクタンス電気モータ
   を含む駆動システム。
2. 【請求項２】少なくとも各駆動極の極面が、前記空隙に
   対向する実質的な連続面を形成するようにしたことを特
   徴とする特許請求の範囲第（１）項記載の駆動システ
   ム。
3. 【請求項３】前記電流調整手段が前記可動部材位置信号
   に応答して、前記電流の大きさを調整することにより、
   前記巻線が前記電源に接続される可動部材変位中の前記
   付勢移動範囲の初期部分における、前記電流の瞬時値が
   ロータ回転の進行に伴って増大し、前記付勢移動範囲の
   最終部分における前記電流の瞬時値が、前記可動部材変
   位の進行に伴って減少するようにしたことを特徴とする
   特許請求の範囲第（１）項または（２）項記載の駆動シ
   ステム。
4. 【請求項４】前記電流調整手段が前記可動部材位置信号
   に応答して、前記電流の大きさを調整することより、前
   記可動部材変位の前記付勢移動範囲を通じた前記電流の
   瞬時値が質的な正弦波の半波を形成するようにしたこと
   を特徴とする特許請求の範囲第（３）項記載の特徴とす
   る駆動システム。
5. 【請求項５】前記駆動システムがさらにその値により所
   望のモータ動作パラメータを指示する信号を発生するた
   めの手段を含み、前記電流調整手段がさらに前記パラメ
   ータを指示する信号に応答して、前記駆動極巻線電流を
   調整することにより、前記付勢移動範囲内での可動部材
   の位置毎における前記電流の絶対値を、前記パラメータ
   指示信号の値により、実質的に決定するようにしたこと
   を特徴とする特許請求の範囲第（１）ないし（４）項の
   いずれか１項に記載の駆動システム。
6. 【請求項６】前記固定部材がステータであり、前記可動
   部材がロータであることを特徴とする特許請求の範囲第
   （１）ないし（５）項のいずれか１項に記載した駆動シ
   ステム。
7. 【請求項７】ロータの一方の軸端における磁極エッジ領
   域の先端とロータの他方の軸端における同磁極のエッジ
   領域先端との間の円周間隔がそのロータの回転方向にお
   ける磁極の円周範囲の1/4以上であって、前記磁極の円
   周範囲までの間に入ることを特徴とする特許請求の範囲
   第（６）項記載の駆動システム。
8. 【請求項８】前記円周間隔が前記磁極の円周範囲の約1/
   2であることを特徴とする特許請求の範囲第（７）項に
   記載の駆動システム。