JP2590627B2

JP2590627B2 - ポンプ駆動制御装置

Info

Publication number: JP2590627B2
Application number: JP9757791A
Authority: JP
Inventors: 良一奥田; 繁竹内
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 1991-04-26
Filing date: 1991-04-26
Publication date: 1997-03-12
Anticipated expiration: 2012-03-12
Also published as: JPH04325764A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ポンプの駆動制御装置
に関する。

【０００２】

【従来の技術】特公昭６２ー１９５８２号公報は、燃料
ポンプ駆動用モ−タの駆動制御装置を開示する。すなわ
ちこの駆動制御装置は、モ−タへの平均印加電圧の大き
さを可変制御するとともに、燃料ポンプ内の燃料通路に
ゴミが詰まって所定時間以上過電流が流れた場合、モ−
タへの通電を遮断してスイッチング素子やモ−タを保護
している。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記した
従来の燃料ポンプの制御装置においては、軽負荷時の電
力節減を意図して燃料ポンプへの平均印加電圧を可変制
御しているため、電源電圧を１００％印加している場合
にはモ−タに駆動トルクが高いので、作動流体中のごみ
が例えばインペラとケ−シングとの隙間などに詰まるこ
とが少ないが、平均印加電圧が低い場合には駆動トルク
の低下により詰まる可能性がある。

【０００４】その結果、上記したような平均印加電圧が
可変制御されるモ−タで駆動されるポンプの遮断確率が
増大し、上記燃料ポンプを用いた場合、内燃機関の停止
確率が増大する可能性が考えられる。もちろん、遮断頻
度低減のために過電流検出のためのしきい値を大きくす
ればよいが、そうするとモータロックを検出できずスイ
ッチング素子やモ−タの保護が不十分となるという問題
があった。

【０００５】本発明は上記問題点に鑑みなされたもので
あり、平均印加電圧が可変制御されるモ−タで駆動され
るポンプの遮断確率を低下して、その運転信頼性を向上
させることをその目的としている。

【０００６】

【課題を解決するための手段】本発明のポンプ駆動制御
装置は、図１のクレ−ム対応図に示すように、ポンプを
駆動するモ−タと直列に接続され前記モ−タへの通電電
流を断続制御するスイッチング素子と、前記スイッチン
グ素子をデューティ比可変に断続制御するスイッチング
素子制御手段と、前記スイッチング素子への平均通電電
流を検出する電流検出手段と、検出された前記平均通電
電流に基づいて前記平均通電電流が過電流であるかどう
かを判別するとともに過電流と判定した場合に前記スイ
ッチング素子を遮断するための遮断信号を出力する過電
流検出手段とを備え、前記スイッチング素子制御手段
は、前記遮断信号が入力される場合に前記スイッチング
素子を遮断し、その後、前記遮断直前のデューティ比以
上のデューティ比で前記スイッチング素子を再駆動する
ものであることを特徴としている。

【０００７】ここで、スイッチング素子制御手段は０か
ら１までのデューティ比でスイッチング素子を駆動制御
することができる。すなわち、スイッチング素子は、遮
断、スイッチング（パルス）駆動、連続駆動を実行でき
る。好適な態様において、過電流検出手段は、モ−タへ
の平均印加電圧を検出し、平均印加電圧が低い場合に過
電流判定用のしきい値を低下させる。

【０００８】好適な態様において、スイッチング素子制
御手段は、再駆動をデューティ比１で実施する。好適な
態様において、スイッチング素子制御手段は、遮断とそ
の後の再駆動とが所定回数実施された場合に、その後の
再起動を禁止する。

【０００９】

【作用】スイッチング素子制御手段はスイッチング素子
をデューティ比可変に断続制御し、スイッチング素子は
ポンプ駆動用のモ−タへの通電電流を断続制御（デュー
ティ比１すなわち連続通電を含む）し、電流検出手段が
平均通電電流を検出する。

【００１０】ポンプにごみが詰まってスイッチング素子
に過電流（いわゆる拘束電流）が流れると、過電流検出
手段は検出された平均通電電流が過電流であるかどうか
を判別し、過電流の場合に遮断信号を出力する。スイッ
チング素子制御手段は、遮断信号が入力される場合にス
イッチング素子を遮断し、その後、遮断直前のデューテ
ィ比以上のデューティ比でスイッチング素子を再駆動す
る。

【００１１】

【発明の効果】上記したように本発明のポンプ駆動制御
装置は、所定の過電流時にスイッチング素子を遮断し、
その後、遮断直前のデューティ比以上のデューティ比で
スイッチング素子を再駆動するスイッチング素子制御手
段を備えているので、ポンプへの平均印加電圧が低い
（すなわち、ポンプ吐出流量が少ない）場合にごみが詰
まっても、より強力な駆動トルクで再駆動されるのでゴ
ミが小さい場合には押し流すことができ、ポンプの停止
確率を低減して、その運転信頼性を向上することができ
る。

【００１２】

【実施例】本発明の一実施例を、図１のブロック図に示
す。この駆動制御装置は、内燃機関に装着される燃料ポ
ンプを駆動するモ−タを駆動制御するものであって、ポ
ンプ制御装置１及びエンジン制御装置４からなる。ポン
プ制御装置１は、スイッチング素子１１、入力信号処理
回路１３、駆動回路１４、電流検出回路１５、過電流判
定回路１６、ダイアグ出力回路１７を備えている。１２
はエンジン制御装置４の出力信号を入力信号処理回路１
３に入力する入力信号線、１８はダイアグ出力回路１７
の出力信号をエンジン制御装置４に出力する出力信号線
であり、スイッチング素子１１は電源３とモ−タ２の一
端との間に接続され、モ−タ２の他端は接地され、そし
てフライホイルダイオ−ド１９がモ−タ２と並列接続さ
れている。モ−タ２は直流直巻モ−タである。

【００１３】ここで、エンジン制御装置４、入力信号処
理回路１３及び駆動回路１４は本発明でいうスイッチン
グ素子制御手段を構成し、電流検出回路１５は本発明で
いう電流検出手段を構成し、過電流判定回路１６は本発
明でいう過電流検出手段を構成している。次に、図２を
参照しつつこの実施例の駆動制御装置の詳細を説明す
る。

【００１４】エンジン制御装置４からの入力信号線１２
は比較器Ｃｏｍｐ１の正入力端に接続されており、比較
器Ｃｏｍｐ１の負入力端には所定電圧Ｖ_Tが供給されて
いる。比較器Ｃｏｍｐ１の出力端は抵抗Ｒ１およびコン
デンサＣ１からなる積分回路を介して比較器Ｃｏｍｐ２
の負入力端及び比較器Ｃｏｍｐ３の正入力端に接続され
ている。比較器Ｃｏｍｐ２の負入力端及び比較器Ｃｏｍ
ｐ３はウインドコンパレ−タを構成しており、比較器Ｃ
ｏｍｐ２の正入力端には所定電圧Ｖ_THが供給され、比較
器Ｃｏｍｐ３の負入力端には所定電圧Ｖ_TLが供給されて
いる。

【００１５】比較器Ｃｏｍｐ２の出力端はトランジスタ
Ｑ１のベ−スに接続され、エミッタは接地され、コレク
タは抵抗Ｒ２及び抵抗Ｒ３を通じて定電圧回路２０の出
力端に接続されている。また、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３との
接続節点は、比較器Ｃｏｍｐ４の負入力端に接続されて
いる。比較器Ｃｏｍｐ４の正入力端には三角波発生回路
２１の出力電圧が印加され、三角波発生回路２１には定
電圧回路２０から電源電圧として定電圧が印加されてい
る。

【００１６】一方、比較器Ｃｏｍｐ３の出力端は、後述
する過電流判定回路１６に接続されるとともに、インバ
ータ２９を介してＯＲ回路２３のー入力端に接続され
る。ＯＲ回路２３の他の入力端には、過電流判定回路１
６の出力電圧が印加される。ＯＲ回路２３の出力電圧は
ベ−ス電流制限抵抗Ｒ４を介してトランジスタＱ２のベ
−スに印加され、また、過電流判定回路１６に送られ
る。

【００１７】Ｃｏｍｐ４の出力端はエミッタ接地された
電圧増幅用のトランジスタＱ３のベ−スに接続され、ト
ランジスタＱ３のコレクタにはコレクタ抵抗Ｒ５を通じ
て昇圧回路２２から高電圧が印加されている。トランジ
スタＱ３のコレクタはコンプリメンタリエミッタホロワ
回路としてのトランジスタＱ４，Ｑ５の両ベ−スに接続
され、トランジスタＱ４のコレクタは昇圧回路２２の出
力端に接続され、トランジスタＱ５のコレクタは接地さ
れている。トランジスタＱ４，Ｑ５のエミッタは抵抗Ｒ
６を介してパワーＭＯＳトランジスタからなるスイッチ
ング素子１１のゲ−トに接続されている。

【００１８】スイッチング素子１１のドレインは電源３
に接続され、ソースはモ−タ２の一端に接続されてい
る。モ−タ２の他端は接地され、フライバックダイオ−
ドＤ２が、モ−タ２と並列接続されている。ここで、ス
イッチング素子１１はダブルソ−ス構造を有しており、
小面積の電流検出用ソ−スであるセンス端子１１ａは、
演算増幅器Ｏｐ１の負入力端に接続されている。また、
演算増幅器Ｏｐ１の正入力端はスイッチング素子の大面
積のソ−スに接続されている。

【００１９】演算増幅器Ｏｐ１の負入力端とその出力端
は帰還抵抗Ｒ１４により接続されており、演算増幅器Ｏ
ｐ１の出力端は抵抗Ｒ１３及びコンデンサＣ３からなる
積分器を介して比較器Ｃｏｍｐ６の負入力端に接続され
ている。一方、抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２とを直列接続し
てなる分圧回路は電源電圧を分圧して比較器Ｃｏｍｐ６
の正入力端に印加されており、比較器Ｃｏｍｐ６の出力
端はＡＮＤ回路２７の入力端に接続されている。

【００２０】ＡＮＤ回路２７の他の入力端にはインバ−
タ２８を介してＯＲ回路２３の出力電圧が印加されてお
り、ＡＮＤ回路２７の出力端はエミッタ接地のトランジ
スタＱ７のベ−スに接続され、トランジスタＱ７のコレ
クタはコレクタ抵抗Ｒ１０を通じて定電圧回路２０から
定電圧が印加されている。トランジスタＱ７のコレクタ
はダイオ−ドＤ１のアノードに接続される。抵抗Ｒ１０
の他端は定電圧回路２０の出力に接続され、ダイオ−ド
Ｄ１のカソードは比較器Ｃｏｍｐ５の負入力端に接続さ
れている。比較器Ｃｏｍｐ５の負入力端はコンデンサＣ
２を介して定電圧回路２０の出力端に接続され、抵抗Ｒ
９を介して接地されている。比較器Ｃｏｍｐ５の正入力
端には所定電圧Ｖ_TRが供給され、その出力端はＡＮＤ回
路２５の入力端に接続されている。

【００２１】ＡＮＤ回路２５の他の入力端は前述の比較
器Ｃｏｍｐ３の出力端に接続され、この比較器Ｃｏｍｐ
３の出力端はインバ−タ２６を介してＲーＳフリップフ
ロップ２４のリセット入力端に接続される。ＡＮＤ回路
２５の出力は、ＲーＳフリップフロップ２４のセット入
力端に接続され、ＲーＳフリップフロップ２４の出力端
は、ＯＲ回路２３の入力端に接続されるとともに、抵抗
Ｒ２８を介してトランジスタＱ６のベ−スに接続され
る。

【００２２】エミッタ接地のトランジスタＱ６のコレク
タは、コレクタ抵抗Ｒ７を介して定電圧回路２０の出力
端に接続されるとともに、出力信号線１８を介してエン
ジン制御装置４に信号電圧を出力する。次に、上記駆動
制御回路の作動を説明する。エンジン制御装置４から比
較器Ｃｏｍｐ１に供給される入力信号は、常時ハイレベ
ルの信号（入力信号Ａ）、常時ローレベルの信号（入力
信号Ｃ）、およびデュ−ティ比が５０％のパルス信号
（入力信号Ｂ）の３種類とする。この入力信号は比較器
Ｃｏｍｐ１で波形整形された後、ハイレベルは定電圧回
路２０の出力電圧（Ｖ_C）に、ローレベルは接地電位に
一致させられる。入力信号Ｂは、抵抗Ｒ１とコンデンサ
Ｃ１からなる積分器によりＶ_C／２とされる。

【００２３】比較器Ｃｏｍｐ２及びＣｏｍｐ３の基準電
圧Ｖ_TH、Ｖ_TLを、０＜Ｖ_TL＜Ｖ_C／２＜Ｖ_TH＜Ｖ_Cとな
るように設定すると、過電流判定回路１６が過電流とは
判定していない場合すなわちＯＲ回路２３の入力端への
入力信号Ｖｇがロ−レベルである場合において、入力信
号Ａ（常時ハイレベル）の時、トランジスタＱ１、Ｑ２
がともにオフとなり、入力信号Ｂ（パルス信号）の時、
トランジスタＱ１がオン、Ｑ２がオフとなり、入力信号
Ｃ（常時ローレベル）の時、トランジスタＱ１、Ｑ２が
ともにオンとなる。

【００２４】その結果、比較器Ｃｏｍｐ４の負入力端
は、入力信号ＡでＶ_C、入力信号ＢでＶ_C×Ｒ₃／（Ｒ
₂＋Ｒ₃）、入力信号Ｃで０となる。一方、比較器Ｃｏ
ｍｐ４の正入力端には三角波発生回路２１から図３に示
す三角波電圧が印加されると、比較器Ｃｏｍｐ４は入力
信号Ａでハイレベル、入力信号Ｂでパルス出力、入力信
号Ｃでロ−レベルとなる。駆動回路１４は単なる電力増
幅回路であるので、その結果、入力信号Ａでスイッチン
グ素子１１は常時オンし、モ−タ２には常時ほぼ電源電
圧が印加される。また、入力信号Ｂでスイッチング素子
１１は三角波と同じ周波数でオンオフし、モ−タ２には
そのデュ−ティ比に相当する平均印加電圧が印加され
る。更に、入力信号Ｃではスイッチング素子１１は常時
オフし、モ−タ２には電圧は印加されない。

【００２５】スイッチング素子１１のソース１１ｂとセ
ンス端子１１ａとは帰還抵抗Ｒ１４によりほぼ同電位と
なり、ソース１１ｂを流れる主電流に応じた電流がセン
ス端子１１ａから帰還抵抗Ｒ１４に流れ、抵抗Ｒ１４の
両端の電位差がスイッチング素子１１に流れる電流に比
例する。ここで、演算増幅器Ｏｐ１の負入力端はセンス
端子１１ａを通じて給電されているので、抵抗Ｒ１４の
両端の電位差が過電流により増加すると、演算増幅器Ｏ
ｐ１の出力電圧が低下する。演算増幅器Ｏｐ１の出力電
圧は、抵抗Ｒ１３とコンデンサＣ３とからなる積分器に
より積分されて電流検出回路１５の出力電圧Ｖｆとなる
が、この出力電圧Ｖｆも過電流により低下する。

【００２６】図４にモータ２の平均通電電流と出力電圧
Ｖｆとの関係を示す。図４からわかる重要な点は、常時
通電モード（入力信号Ａ）の場合と、パルス通電モード
（入力信号Ｂ）の場合とでは、実際にモータ２に流れる
平均通電電流と出力電圧Ｖｆとの関係が異なることであ
る。この理由を以下に説明する。

【００２７】この実施例では、スイッチング素子１１を
ソースフォロワモードで使用しており、ソース１１ｂと
接地間に接続されるソース負荷としてのモータ２は抵抗
成分とともにリアクタンス成分を有する。その結果、パ
ルス通電モードではこのリアクタンス成分の影響により
スイッチング素子１１が遮断時にフライホイールダイオ
ードＤ２とモータ２へ電流が流れる。そのためにスイッ
チング素子１１の平均通電電流は、パルス通電モードの
方が常時通電モードの場合より、モータ２の平均通電電
流が同じであっても小さくなり、その結果として抵抗Ｒ
１４での電圧降下が小さくなる。また、パルス通電モー
ドではモータ２へはそのデューティ比に相当する平均印
加電圧が印加されているが、センス端子１１ａの電位Ｖ
_seは、この平均印加電圧に等しい。常時通電モードでは
センス端子１１ａの電位Ｖ_seは電源電圧Ｖ_Bにほぼ等し
いので、パルス通電モード時の出力電圧Ｖｆは常時通電
モード時の出力電圧Ｖｆより低くなり、モータ２の平均
通電電流に対する傾きは小さくなる。

【００２８】次に、出力電圧Ｖｆ（過電流時、ロ−レベ
ル）は、比較器Ｃｏｍｐ６で電源電圧Ｖ_Bに依存する基
準電位Ｖｍ＝Ｖ_B×Ｒ_{1 1}／（Ｒ_{1 1}＋Ｒ_{1 2}）と比較
される。すなわち、比較器Ｃｏｍｐ６は、電圧検出回路
１５の出力電圧Ｖｆが基準電位Ｖｍよりロ−の場合に過
電流と判定し、過電流信号Ｖｓとしてハイレベルを出力
し、そうでない場合にロ−レベルを出力する。

【００２９】ここで重要な点は、比較器Ｃｏｍｐ６は、
常時通電時とパルス通電時とにおいて、過電流判定しき
い値電流が異なることである。例えば図４に示すよう
に、電源電圧Ｖ_Bを一定とした場合、パルス通電時にし
きい値電流はＩ_th１となり、常時通電時にしきい値電流
はＩ_th２となる。このようにすれば以下の効果がある。
すなわち、パルス通電時には抵抗Ｒ６及びソ−ス負荷と
してのモ−タ２のリアクタンスの影響により電流断続時
に過渡的に大電力消費が生じ、ソ−ス１１ａの電位変動
で検出したソ−ス電流値に比較してスイッチング素子１
１の発熱量が大きい。したがってこの実施例によれば、
パルス通電時のしきい値電流Ｉ_th１を常時通電時のしき
い値電流Ｉ_th２より小さく設定しているので、スイッチ
ング素子１１の発熱状態に適応した過電流検出が可能と
なっている。

【００３０】次に重要な点は、比較器Ｃｏｍｐ６の基準
電位Ｖｍを、電源電圧Ｖ_Bの分圧により形成しているの
で、電源電圧Ｖ_Bの変動に追従して過電流判定しきい値
電流を変化させていることである。車両用電源では、電
源電圧の変動が大きく、電源電圧が大きくなれば正常電
流の最大値レベルも上昇する。この実施例によれば、こ
の問題を解消することができる。

【００３１】上記のようにして過電流を検出することが
できるが、モ−タ２は起動時に大きな電流値となるの
で、起動時において起動電流を過電流すなわち拘束電流
と誤判定しない必要がある。この実施例では、起動時に
誤判定しないようマスキング時間を設定している。すな
わち、ＯＲ回路２３は入力信号Ａ、Ｂに対してフリップ
フロップ２４の出力がロ−レベル（過電流非検出時）の
場合にロ−レベルを出力し、その結果、ＡＮＤ回路２７
の入力Ｖｘはハイレベルとなって、ＡＮＤ回路２７は過
電流信号Ｖｓを受入れられる状態となっている。

【００３２】比較器Ｃｏｍｐ６はＡＮＤ回路２７に過電
流時にハイレベル、正常電流時にロ−レベルの過電流判
定信号Ｖｓを出力するので、過電流判定信号Ｖｓがロ−
レベル（正常電流）の場合、ＡＮＤ回路２７がハイレベ
ルとなり、トランジスタＱ７が遮断されてそのコレクタ
がハイレベルとなり、マスキング時間設定用の積分回路
の一部を構成するコンデンサＣ２では、ほぼＶ_c×Ｒ９
／（Ｒ９＋Ｒ１０）まで放電され、Ｒ９＞＞Ｒ１０とす
ると、比較器Ｃｏｍｐ５の出力はロ−レベルとなり、フ
リップフロップ２４はリセットされ、信号電圧Ｖｘはハ
イレベルとなる。その結果、過電流判定信号Ｖｓの通過
ゲ−トであるＡＮＤ回路２７は、過電流判定信号Ｖｓが
入力される場合にそれを通過させ得る状態となる。

【００３３】次に、比較器Ｃｏｍｐ６から出力される過
電流判定信号Ｖｓがハイレベル（過電流）となると、Ａ
ＮＤ回路２７がハイレベルとなり、トランジスタＱ７の
コレクタがロ−レベルとなり、ダイオ−ドＤ１は遮断さ
れコンデンサＣ２は抵抗Ｒ９を通じて充電し、所定値Ｖ
_TR以下になると比較器Ｃｏｍｐ５の出力はハイレベルと
なる。ここで、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ９とからなる充
電回路の時定数はモ−タ２の起動時間より多少長く設定
されており、モ−タ２の起動時に比較器Ｃｏｍｐ５の出
力がロ−レベルとならないようにしている。

【００３４】比較器Ｃｏｍｐ５の出力がハイレベルとな
る時、比較器Ｃｏｍｐ３の出力がハイレベルであれば
（すなわち、入力信号ＡまたはＢが入力されていれ
ば）、フリップフロップ２４はセットされ、フリップフ
ロップ２４の出力端Ｑはハイレベル信号となり、ダイア
グノ−シス出力Ｖｄがダイアグ出力回路１７を通じてエ
ンジン制御回路４に送られる。更に、フリップフロップ
２４の出力端Ｑがハイレベルとなると、ＯＲ回路２３の
出力は（入力信号Ａ又はＢが入力する限り）ハイレベル
となり、インバータ２８の出力はローレベルとなり、Ａ
ＮＤ回路２７の出力はローレベルとなり、トランジスタ
Ｑ７は遮断し、コンデンサＣ２は放電し、比較器Ｃｏｍ
ｐ５、ＡＮＤ回路２５の出力はローレベルとなる。フリ
ップフロップ２４のＳ入力はローレベルになるが、Ｒ入
力もローレベルであるので、Ｑ出力はハイレベルのまま
となる。

【００３５】更に、ＯＲ回路２３の出力がハイレベルと
なると、トランジスタＱ２がオンし、比較器Ｃｏｍｐ４
の出力がハイレベルとなり、トランジスタＱ３がオン
し、スイッチング素子１１のゲ−ト電圧がロ−レベルと
なってスイッチング素子１１が遮断される。上記によ
り、過電流の検出及びスイッチング素子１１の遮断につ
いて説明した。次に、過電流検出後のモ−タ２の遮断と
その再起動について図６のフロ−チャ−トを参照して説
明する。エンジン制御回路４は、エンジン制御用のマイ
コンを備えており、このマイコンは、エンジン負荷に応
じて入力信号Ａ、Ｂ、Ｃのいずれかを出力するサブル−
チン（図示せず）を実行する。また、エンジンが始動す
ると、図６のサブル−チンが定期的に実行される。

【００３６】このサブル−チンでは、まずカウンタ変数
Ｎを０にリセットし（１０１）、ダイアグノ−シス出力
Ｖｄが入力されたかどうかを検出し（１０２）、検出す
るまで待機する。検出されれば、カウント変数Ｎが所定
の設定数Ｎ（ここではＮ＝５）に達したかどうかを検出
し（１０４）、達していなければ比較器Ｃｏｍｐ１に入
力信号Ｃ（ロ−レベル）を供給する（１０６）。する
と、比較器Ｃｏｍｐ３がロ−レベルとなり、インバータ
２６を介してフリップフロップ２４のＲ入力がハイレベ
ルとなり、Ｑ出力はロ−レベルとなる。ＯＲ回路２３の
出力はロ−レベルのままである。

【００３７】次に、短い所定時間経過後（１０８）、比
較器Ｃｏｍｐ１に入力信号Ａ（ハイレベル）を供給し
（１１０）、カウンタ変数Ｎに１を加えて１０２にリタ
−ンする。すると、スイッチング素子１１が常時オン
し、再度モ−タ２が駆動される。そして、起動電流が過
電流として検出され、信号Ｖｓがハイレベルとなり、コ
ンデンサＣ２が充電される。ごみが取れずに所定の起動
時間後も過電流が検出され続ける場合には、上記した場
合と同じ経過を辿る。

【００３８】そして、１０４でカウンタ変数がＮａに達
すると、ごみは取れないものとして、異状表示を点灯し
て（１１４）、ル−チンを終了し、モ−タ２を遮断状態
に保つ。このようにすれば、モ−タ２がロックした場
合、一旦は過電流検出によりモ−タ２をオフさせるが、
エンジン制御装置４が、入力信号Ｃ、入力信号Ａを順次
入力することで高トルクを発生して、つまったゴミを押
し流すことができ、内燃機関の停止頻度を減らすことが
できる。

【００３９】（他の実施例）入力信号処理回路の変形態
様を図７に示す。この実施例では、エンジン制御装置４
から２本の入力信号線１２が、比較器Ｃｏｍｐ２および
Ｃｏｍｐ３に直接入力され、２本の信号線のハイレベル
あるいはローレベルの組合せでモ−タ２への印加電圧を
切替えている。

【００４０】過電流判定回路部の他の実施例を図８に示
す。この実施例では、過電流かどうかを判定する比較器
Ｃｏｍｐ６の基準（しきい値）電圧Ｖｍを決定するため
の回路として、図２の分圧回路（Ｒ１１、Ｒ１２）の他
に、ダイオ−ドＤ３、定電圧ダイオ−ドＺＤ１、抵抗Ｒ
１５を付加している。すなわち、定電圧ダイオ−ドＺＤ
１がオンしない電源電圧Ｖ_Bが低い場合に、抵抗Ｒ１２
にほぼ抵抗Ｒ１５が並列接続されたとみなすことがで
き、基準（しきい値）電圧Ｖｍを低下させることができ
る。一方、電源電圧Ｖ_Bが上昇してダイオ−ドＤ３が逆
バイアスされれば、実施例１に等しい基準電圧Ｖｍとな
る。図９に電源電圧Ｖ_Bと過電流判定しきい値電流Ｉ_th
との関係を示す。このように、過電流判定しきい値電流
Ｉ_thを電源電圧Ｖ_Bの低いところで、第１の実施例より
大きくすることで、正常時のモ−タに流れる電流特性に
近くなり、より精度よく過電流を検出することができ
る。以上説明したように上記各実施例では、エンジン
制御装置４から入力信号Ｃをまず出力してフリップフロ
ップ２４をリセットした後、再度入力信号Ａを投入する
構成となっているので、入力信号Ｃを投入するまで、再
起動時刻を任意に設定できる利点がある。

【００４１】また、スイッチング素子制御手段は、再駆
動をデューティ比１で実施しているので、最大トルクで
モ−タを再起動することができ、ごみが取れる確率が高
くなる。更に上記実施例では、所定回数再起動後は、再
起動を禁止しているので、モ−タ２の頻繁な再起動によ
る弊害を防止することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のポンプ駆動制御回路の一例を示すブロ
ック図。

【図２】図１の一構成例を示す回路図、

【図３】スイッチング素子への印加電圧波形図、

【図４】モータの通電電流と電流検出回路の出力電圧と
関係を示す特性図、

【図５】過電流判定しきい値電流Ｉ_thと電源電圧Ｖ_Bと
の関係を示す特性図

【図６】エンジン制御装置の動作を示すフロ−チャ−
ト、

【図７】変形態様を示す回路図、

【図８】変形態様を示す回路図、

【図９】図８の回路における過電流判定しきい値電流Ｉ
_thと電源電圧Ｖ_Bとの関係を示す特性図、

【符号の説明】

２はモ−タ、１１はスイッチング素子、４はエンジン制
御装置（スイッチング素子制御手段）、１３は入力信号
処理回路（スイッチング素子制御手段）、１４は駆動回
路（スイッチング素子制御手段）、１５は電流検出回路
（電流検出手段）、１６は過電流判定回路（過電流検出
手段）

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】ポンプを駆動するモ−タと直列に接続され
前記モ−タへの通電電流を断続制御するスイッチング素
子と、前記スイッチング素子をデューティ比可変に断続
制御するスイッチング素子制御手段と、前記スイッチン
グ素子への平均通電電流を検出する電流検出手段と、検
出された前記平均通電電流に基づいて前記平均通電電流
が過電流であるかどうかを判別するとともに過電流と判
定した場合に前記スイッチング素子を遮断するための遮
断信号を出力する過電流検出手段とを備え、前記スイッ
チング素子制御手段は、前記遮断信号が入力される場合
に前記スイッチング素子を遮断し、その後、前記遮断直
前のデューティ比以上のデューティ比で前記スイッチン
グ素子制御手段を再駆動するものであることを特徴とす
るポンプ駆動制御装置。
【請求項２】前記過電流検出手段は、前記モ−タへの平
均印加電圧を検出し、該平均印加電圧が低い場合に、過
電流と判定するしきい値を低下させるものである請求項
１記載のポンプ駆動制御装置。
【請求項３】前記スイッチング素子制御手段は、前記再
駆動をデューティ比１で実施するものである請求項１記
載のポンプ駆動制御装置。
【請求項４】前記スイッチング素子制御手段は、前記遮
断とその後の前記再駆動とが所定回数実施された場合に
その後の再起動を禁止するものである請求項１記載のポ
ンプ駆動制御装置。