JP2569819B2 - 送受信装置 - Google Patents
送受信装置Info
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- JP2569819B2 JP2569819B2 JP1216232A JP21623289A JP2569819B2 JP 2569819 B2 JP2569819 B2 JP 2569819B2 JP 1216232 A JP1216232 A JP 1216232A JP 21623289 A JP21623289 A JP 21623289A JP 2569819 B2 JP2569819 B2 JP 2569819B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、到来した受信電波に対して周波数的にも、
時間的にも相似的な信号を発して送信するものにおい
て、その送受信の装置に関するものである。
時間的にも相似的な信号を発して送信するものにおい
て、その送受信の装置に関するものである。
従来、この種の装置としては、例えば特開昭56−7777
2号公報に示された送受信装置が周知である。
2号公報に示された送受信装置が周知である。
第12図はこの従来の送受信装置の構成を示すブロツク
図であつて、１は受信アンテナであり、２は受信機能の
入／切を行う切り替えスイツチ、３は受信機、４は目標
信号を検出して、時間的な目標パルス追尾を行う追尾回
路、５は到来パルスの予測を行うパルス予測回路、６は
パルス予測に応じてルツク・スルー・タイミングを発生
するタイミング発生回路、７は追尾状態に応じてルツク
・スルー繰り返し周期とルツク・スルー時間幅を制御す
るルツク・スルー制御回路、８は受信処理及び送信制御
を行う制御回路、９は送信機であり、10は送信アンテナ
である。
図であつて、１は受信アンテナであり、２は受信機能の
入／切を行う切り替えスイツチ、３は受信機、４は目標
信号を検出して、時間的な目標パルス追尾を行う追尾回
路、５は到来パルスの予測を行うパルス予測回路、６は
パルス予測に応じてルツク・スルー・タイミングを発生
するタイミング発生回路、７は追尾状態に応じてルツク
・スルー繰り返し周期とルツク・スルー時間幅を制御す
るルツク・スルー制御回路、８は受信処理及び送信制御
を行う制御回路、９は送信機であり、10は送信アンテナ
である。
かかる送受信装置において、受信アンテナ１で受信し
た目標信号は、まず切り替えスイツチ２を経由して受信
機３でビデオ信号に変換され、追尾回路４にて時間的に
パルス追尾される。この時、パルス追尾は到来パルスの
時間間隔と、その位相によつて行われる。そして、この
時間間隔と位相のデータによりパルス予測回路５は、目
標パルス信号の到来を実際の目標パルス信号が無くても
外挿予測する。この予測のタイミングをタイミング発生
回路６は受けて、またルツク・スルー制御回路７からの
ルツク・スルー・ゲート発生制御を受けて、ルツク・ス
ルー・タイミングを発生する。このルツク・スルー制御
回路７からタイミング発生回路６への制御内容は、「目
標信号の“m"PRI（Pulse Repetition Interval）毎に
“t"時間のルツク・スルー・ゲートを発生せよ。」とい
うものである。ルツク・スルー制御回路７は、追尾回路
４での追尾状態によつて、この“m"と“t"を変更する制
御を行う。追尾状態が良好な場合には、“m"を大きく
し、“t"を小さくする。追尾状態が良好でない場合は、
“m"を小さく、“t"を大きくすることによつて、追尾を
良好にするように働く。制御回路８は、対象目標の検出
を行い、ルツク・スルー制御回路７を経由して、追尾回
路４に対象目標の追尾を指示する。また、制御回路８
は、検出目標に対して送信機９へ送信制御を行い、ルツ
ク・スルー期間中の送信を停止したり、送信パルスの位
相（時間遅延）変更を指示したり等する。
た目標信号は、まず切り替えスイツチ２を経由して受信
機３でビデオ信号に変換され、追尾回路４にて時間的に
パルス追尾される。この時、パルス追尾は到来パルスの
時間間隔と、その位相によつて行われる。そして、この
時間間隔と位相のデータによりパルス予測回路５は、目
標パルス信号の到来を実際の目標パルス信号が無くても
外挿予測する。この予測のタイミングをタイミング発生
回路６は受けて、またルツク・スルー制御回路７からの
ルツク・スルー・ゲート発生制御を受けて、ルツク・ス
ルー・タイミングを発生する。このルツク・スルー制御
回路７からタイミング発生回路６への制御内容は、「目
標信号の“m"PRI（Pulse Repetition Interval）毎に
“t"時間のルツク・スルー・ゲートを発生せよ。」とい
うものである。ルツク・スルー制御回路７は、追尾回路
４での追尾状態によつて、この“m"と“t"を変更する制
御を行う。追尾状態が良好な場合には、“m"を大きく
し、“t"を小さくする。追尾状態が良好でない場合は、
“m"を小さく、“t"を大きくすることによつて、追尾を
良好にするように働く。制御回路８は、対象目標の検出
を行い、ルツク・スルー制御回路７を経由して、追尾回
路４に対象目標の追尾を指示する。また、制御回路８
は、検出目標に対して送信機９へ送信制御を行い、ルツ
ク・スルー期間中の送信を停止したり、送信パルスの位
相（時間遅延）変更を指示したり等する。
しかし、このような従来の送受信装置は、送信アンテ
ナ10から受信アンテナ１への廻り込みによる干渉波の影
響で、ルツク・スルー・ゲートを発生している期間中は
送信を停止して受信に専念する必要があつたので、送信
の時間効率が低下した。また、追尾状態が良好でない場
合には、“m"を小さく、“t"を大きくするので、更に送
信効率が低下するなどの問題点があつた。
ナ10から受信アンテナ１への廻り込みによる干渉波の影
響で、ルツク・スルー・ゲートを発生している期間中は
送信を停止して受信に専念する必要があつたので、送信
の時間効率が低下した。また、追尾状態が良好でない場
合には、“m"を小さく、“t"を大きくするので、更に送
信効率が低下するなどの問題点があつた。
本発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、送信を停止することなく対象目標の信号を追
尾できる送受信装置を得ることを目的とする。
たもので、送信を停止することなく対象目標の信号を追
尾できる送受信装置を得ることを目的とする。
本発明に係る送受信装置は、受信アンテナ素子を複数
個設け、各アンテナ毎に受信機をそれぞれ接続し、各受
信機の出力信号を該各受信機に接続されたA/D変換器に
よりデイジタル信号に変換するとともに、この各A/D変
換器の出力信号を同時に入力し、更に、送信部からの送
信制御信号が検出手段により検出された場合は、干渉波
除去手段によりピークのあるところにノッチを形成して
受信信号から送信信号による干渉波を抑圧するように
し、この干渉波除去手段の出力信号から目標信号を検出
して時間的な目標パルス追尾を行うようにしたものであ
る。
個設け、各アンテナ毎に受信機をそれぞれ接続し、各受
信機の出力信号を該各受信機に接続されたA/D変換器に
よりデイジタル信号に変換するとともに、この各A/D変
換器の出力信号を同時に入力し、更に、送信部からの送
信制御信号が検出手段により検出された場合は、干渉波
除去手段によりピークのあるところにノッチを形成して
受信信号から送信信号による干渉波を抑圧するように
し、この干渉波除去手段の出力信号から目標信号を検出
して時間的な目標パルス追尾を行うようにしたものであ
る。
また、本発明の別の発明に係わる送受信装置は、受信
アンテナ素子を複数個設け、各アンテナ毎に受信機をそ
れぞれ接続し、各受信機の出力信号を該各受信機に接続
されたA/D変換器によりデイジタル信号に変換するとと
もに、この各A/D変換器の出力信号を同時に入力し、更
に、送信部からの送信制御信号が検出手段により検出さ
れた場合は、干渉波除去手段により送信部からの送信信
号を参照信号として荷重計算を行い受信信号から送信信
号による干渉波を抑圧するようにし、この干渉波除去手
段の出力信号から目標信号を検出して時間的な目標パル
ス追尾を行うようにしたものである。
アンテナ素子を複数個設け、各アンテナ毎に受信機をそ
れぞれ接続し、各受信機の出力信号を該各受信機に接続
されたA/D変換器によりデイジタル信号に変換するとと
もに、この各A/D変換器の出力信号を同時に入力し、更
に、送信部からの送信制御信号が検出手段により検出さ
れた場合は、干渉波除去手段により送信部からの送信信
号を参照信号として荷重計算を行い受信信号から送信信
号による干渉波を抑圧するようにし、この干渉波除去手
段の出力信号から目標信号を検出して時間的な目標パル
ス追尾を行うようにしたものである。
第１発明（請求項１に係る発明）では、複数個の受信
アンテナ素子で受信した受信信号の中から自動的に最大
電力の信号である送信信号の廻り込み信号の到来方向を
検出し、この方向から到来する信号をノツチフイルタに
より除去する。
アンテナ素子で受信した受信信号の中から自動的に最大
電力の信号である送信信号の廻り込み信号の到来方向を
検出し、この方向から到来する信号をノツチフイルタに
より除去する。
また、第２発明（請求項２に係る発明）では、送信信
号を参照信号とする荷重計算手段により計算される荷重
値を、各A/D変換器から入力される受信信号に重量する
ことにより、受信信号に含まれる送信信号による干渉波
を抽出し、これを受信信号から減ずることにより受信信
号から送信信号の干渉波成分を除去する。
号を参照信号とする荷重計算手段により計算される荷重
値を、各A/D変換器から入力される受信信号に重量する
ことにより、受信信号に含まれる送信信号による干渉波
を抽出し、これを受信信号から減ずることにより受信信
号から送信信号の干渉波成分を除去する。
以下、本発明の実施例について図面を参照して説明す
る。
る。
第１図は本発明の一実施例による送受信装置を示すブ
ロツク図である。第１図において、11は複数つまりＮ個
の受信アンテナ素子、12は各受信アンテナ素子11にそれ
ぞれ接続された受信機、13は各受信機12にそれぞれ接続
されたバンドパスフイルタ、14は各バンドパスフイルタ
13にそれぞれ接続されたA/D変換器、15は各A/D変換器14
の出力信号と後述する制御回路17の送信制御信号により
各A/D変換器14の出力信号に含まれる送信信号の干渉波
を除去する干渉波除去手段、16は干渉波除去手段15の出
力信号から目標信号を検出して時間的な目標パルス追尾
を行う追尾回路であり、この追尾回路16は従来の追尾回
路４と同様のものである。また、17は従来と同様の受信
処理・送信制御を行う制御回路、18はこの受信処理・送
信制御回路17からの送信命令により信号を発生する信号
発生器、19はこの信号発生器18の出力信号を送信する送
信機、20は送信アンテナである。
ロツク図である。第１図において、11は複数つまりＮ個
の受信アンテナ素子、12は各受信アンテナ素子11にそれ
ぞれ接続された受信機、13は各受信機12にそれぞれ接続
されたバンドパスフイルタ、14は各バンドパスフイルタ
13にそれぞれ接続されたA/D変換器、15は各A/D変換器14
の出力信号と後述する制御回路17の送信制御信号により
各A/D変換器14の出力信号に含まれる送信信号の干渉波
を除去する干渉波除去手段、16は干渉波除去手段15の出
力信号から目標信号を検出して時間的な目標パルス追尾
を行う追尾回路であり、この追尾回路16は従来の追尾回
路４と同様のものである。また、17は従来と同様の受信
処理・送信制御を行う制御回路、18はこの受信処理・送
信制御回路17からの送信命令により信号を発生する信号
発生器、19はこの信号発生器18の出力信号を送信する送
信機、20は送信アンテナである。
第２図は第１図の干渉波除去手段15の一例を示すブロ
ツク図である。図において、21は前記各A/D変換器14の
出力信号をFFT（高速フーリエ変換）するFFT計算手段、
22はこのFFT計算手段21の出力信号のピーク値を検出す
るピーク値検出手段、23はピーク値検出手段22から信号
を受けピークのあるところにノツチを形成するノツチフ
イルタ、24はノツチフイルタ23によりフイルタリングさ
れた信号の総和を求める複素加算器、25は受信処理・送
信制御回路17から送信命令が出力されている時に前記複
素加算器24の出力信号を追尾回路16へ出力し、そうでな
い時はA/D変換器14の出力信号を追尾回路16へ出力する
スイツチである。
ツク図である。図において、21は前記各A/D変換器14の
出力信号をFFT（高速フーリエ変換）するFFT計算手段、
22はこのFFT計算手段21の出力信号のピーク値を検出す
るピーク値検出手段、23はピーク値検出手段22から信号
を受けピークのあるところにノツチを形成するノツチフ
イルタ、24はノツチフイルタ23によりフイルタリングさ
れた信号の総和を求める複素加算器、25は受信処理・送
信制御回路17から送信命令が出力されている時に前記複
素加算器24の出力信号を追尾回路16へ出力し、そうでな
い時はA/D変換器14の出力信号を追尾回路16へ出力する
スイツチである。
また、第３図は第２図のノツチフイルタ23の構成の一
例を示すブロツク図であり、26は入力信号の時間因子を
１遅らせる遅延素子、27はピーク値検出手段22のピーク
情報からフイルタの係数を生成し遅延素子26からの到来
信号にフイルタ係数を乗じるフイルタ係数演算手段、28
はこのフイルタ係数演算手段27の出力信号をA/D変換器1
4の出力信号から減じる複素減算器である。
例を示すブロツク図であり、26は入力信号の時間因子を
１遅らせる遅延素子、27はピーク値検出手段22のピーク
情報からフイルタの係数を生成し遅延素子26からの到来
信号にフイルタ係数を乗じるフイルタ係数演算手段、28
はこのフイルタ係数演算手段27の出力信号をA/D変換器1
4の出力信号から減じる複素減算器である。
なお、第１図中、Ｊ（ｔ）は送信信号による干渉波、
Ｓ（ｔ）は対象目標からの信号を示し、ｖ（ｎ）,X
（ｎ）:x1（ｎ）・・・xN-1（ｎ）はA/D変換器14の出力
信号であるデイジタル信号を示す。さらに第２図中、
Ｘ′（ｎ）:x1′（ｎ）・・・xN-1′（ｎ）はノツチフ
イルタ23の出力信号を示し、A:a1・・・aN-1はFFT計算
手段21の出力信号を示し、ｙ′（ｎ）は複素加算器24の
出力信号を示し、ｙ（ｎ）はスイツチ25の出力信号を示
す。またｎはデイジタル信号の時間を示す因子である。
Ｓ（ｔ）は対象目標からの信号を示し、ｖ（ｎ）,X
（ｎ）:x1（ｎ）・・・xN-1（ｎ）はA/D変換器14の出力
信号であるデイジタル信号を示す。さらに第２図中、
Ｘ′（ｎ）:x1′（ｎ）・・・xN-1′（ｎ）はノツチフ
イルタ23の出力信号を示し、A:a1・・・aN-1はFFT計算
手段21の出力信号を示し、ｙ′（ｎ）は複素加算器24の
出力信号を示し、ｙ（ｎ）はスイツチ25の出力信号を示
す。またｎはデイジタル信号の時間を示す因子である。
次に動作について説明する。信号発生器18で発生した
信号は、送信機19を経て送信アンテナ20により送信され
る。この送信信号は空間を伝搬し、干渉波Ｊ（ｎ）とし
てＮ個の受信アンテナ素子11で受信される。ここでは、
受信アンテナ素子11が干渉波Ｊ（ｔ）と目標信号Ｓ
（ｔ）を受信する場合について説明する。受信アンテナ
素子11で受信された受信信号は、受信機12,バンドパス
フイルタ13,A/D変換器14を経て干渉波除去手段15へのデ
イジタル入力信号ｖ（ｎ）,X（ｎ）:x1（ｎ）・・・x
N-1（ｎ）となる。この干渉波除去手段15への入力信号
Ｘ（ｎ）は、FFT計算手段21及びノツチフイルタ23へ入
力される。FFT計算手段21は、入力されたＮ−１個のデ
ータに対してFFT演算を実施する。ここではＮ−１個の
受信アンテナ素子11からの受信信号をＮ−１個の時系列
データと考えて計算される。従つて、FFT演算結果をa1
・・・aN-1のデータは方位軸上のデータとして出力され
る。つまり、次のように考える。
信号は、送信機19を経て送信アンテナ20により送信され
る。この送信信号は空間を伝搬し、干渉波Ｊ（ｎ）とし
てＮ個の受信アンテナ素子11で受信される。ここでは、
受信アンテナ素子11が干渉波Ｊ（ｔ）と目標信号Ｓ
（ｔ）を受信する場合について説明する。受信アンテナ
素子11で受信された受信信号は、受信機12,バンドパス
フイルタ13,A/D変換器14を経て干渉波除去手段15へのデ
イジタル入力信号ｖ（ｎ）,X（ｎ）:x1（ｎ）・・・x
N-1（ｎ）となる。この干渉波除去手段15への入力信号
Ｘ（ｎ）は、FFT計算手段21及びノツチフイルタ23へ入
力される。FFT計算手段21は、入力されたＮ−１個のデ
ータに対してFFT演算を実施する。ここではＮ−１個の
受信アンテナ素子11からの受信信号をＮ−１個の時系列
データと考えて計算される。従つて、FFT演算結果をa1
・・・aN-1のデータは方位軸上のデータとして出力され
る。つまり、次のように考える。
A/D変換器14からの出力信号xi（ｎ）が次式で示され
るとする。
るとする。
xi（ｎ）＝Si（ｎ）＋Ji（ｎ） ……（１） ただし、ｉ＝1,2,・・・,N−１ Si（ｎ）,Ji（ｎ）はそれぞれアンテナ素子間の位相
ずれをパラメータとして表わされる。
ずれをパラメータとして表わされる。
ここで、 ただし、A:目標信号振幅 B:干渉波信号振幅 fS:目標信号周波数 fJ:干渉波信号周波数 Δt:A/D変換器のサンプリング間隔 d:アンテナ素子間隔 λS:目標信号波長 λJ:干渉波信号波長 θS:目標信号到来角 θJ:干渉波信号到来角 従つて、S,Ｊを周波数と想定してFFT計算を実施
すると、S,Ｊにピークをもつスペクトルが算出され
る。ここで、S,Ｊは方位情報を含むので、方位θに
換算しFFT計算の結果を方位軸上のデータとすることが
出来る。このようにFFT計算手段21により計算された結
果のa1・・・aN-1のピーク値をピーク値検出手段22で検
出する。ここで検出されるピーク値は先のＳもしくは
Ｊとなる。ピーク値の情報はノツチフイルタ23に送ら
れる。このノツチフイルタ23は、例えばピーク値の情報
Ｊを受けるとフイルタ係数演算手段27の係数ｂを次式
とする。
すると、S,Ｊにピークをもつスペクトルが算出され
る。ここで、S,Ｊは方位情報を含むので、方位θに
換算しFFT計算の結果を方位軸上のデータとすることが
出来る。このようにFFT計算手段21により計算された結
果のa1・・・aN-1のピーク値をピーク値検出手段22で検
出する。ここで検出されるピーク値は先のＳもしくは
Ｊとなる。ピーク値の情報はノツチフイルタ23に送ら
れる。このノツチフイルタ23は、例えばピーク値の情報
Ｊを受けるとフイルタ係数演算手段27の係数ｂを次式
とする。
従つて、フイルタ出力xi′（ｎ）は次式となる。
xi′（ｎ）＝xi（ｎ）−ｂ・xi（ｎ−１） ……（９） この（９）式はｉ＝1,2,・・・,N−１で実施され、複
素加算器24で総和が計算される。
素加算器24で総和が計算される。
複素加算器24の出力ｙ′（ｎ）は受信処理・送信制御
回路17から送信命令が出力されている時にスイツチ25を
通じて追尾回路16へ出力される。そして、受信処理・送
信制御回路17から送信命令が出力されていない時はスイ
ツチ25を通じてA/D変換器14の出力信号ｖ（ｎ）を追尾
回路16へ出力する。つまり受信処理・送信制御回路17か
ら送信命令が出力されている期間、すなわち送信信号が
受信信号に含まれている期間は、ノツチフイルタ23によ
り送信信号が除去された受信信号を追尾回路16へ出力
し、そうでない期間は受信信号をそのまま追尾回路16へ
出力する。この結果、追尾回路16は送信信号の影響を受
けずに目標信号を検出し、追尾を実施する。
回路17から送信命令が出力されている時にスイツチ25を
通じて追尾回路16へ出力される。そして、受信処理・送
信制御回路17から送信命令が出力されていない時はスイ
ツチ25を通じてA/D変換器14の出力信号ｖ（ｎ）を追尾
回路16へ出力する。つまり受信処理・送信制御回路17か
ら送信命令が出力されている期間、すなわち送信信号が
受信信号に含まれている期間は、ノツチフイルタ23によ
り送信信号が除去された受信信号を追尾回路16へ出力
し、そうでない期間は受信信号をそのまま追尾回路16へ
出力する。この結果、追尾回路16は送信信号の影響を受
けずに目標信号を検出し、追尾を実施する。
第４図に目標信号である所望波Ｓ（ｔ）と送信信号で
ある干渉波Ｊ（ｔ）を処理した例を示す。図中ＡはFFT
計算手段21の出力波形、NFはピーク値にノツチを形成し
たノツチフイルタ23のノツチパターン、Ｃは説明のため
にノツチフイルタ23の出力信号をFFT処理した時の出力
波形である。ノツチフイルタの効果により、その出力波
形Ｃには干渉波Ｊ（ｔ）の電波強度が減少しているのが
明らかである。
ある干渉波Ｊ（ｔ）を処理した例を示す。図中ＡはFFT
計算手段21の出力波形、NFはピーク値にノツチを形成し
たノツチフイルタ23のノツチパターン、Ｃは説明のため
にノツチフイルタ23の出力信号をFFT処理した時の出力
波形である。ノツチフイルタの効果により、その出力波
形Ｃには干渉波Ｊ（ｔ）の電波強度が減少しているのが
明らかである。
なお、上記第１図の実施例では、ノツチフイルタ23に
第３図に示すFIR型のフイルタを設けたものを示した
が、第５図に示すIIR型のフイルタを設けてもよい。第
５図において、29は複素減算器28と後述するフイルタ係
数演算手段31の出力信号を加える複素加算器、30は前記
複素加算器29の出力信号の時間因子を１遅らせる遅延素
子、31はピーク値検出手段22からのピーク値情報により
フイルタ係数を制定し、これを遅延素子30の出力信号に
乗じるフイルタ係数演算手段である。
第３図に示すFIR型のフイルタを設けたものを示した
が、第５図に示すIIR型のフイルタを設けてもよい。第
５図において、29は複素減算器28と後述するフイルタ係
数演算手段31の出力信号を加える複素加算器、30は前記
複素加算器29の出力信号の時間因子を１遅らせる遅延素
子、31はピーク値検出手段22からのピーク値情報により
フイルタ係数を制定し、これを遅延素子30の出力信号に
乗じるフイルタ係数演算手段である。
今、フイルタ係数演算手段31のフイルタ係数がｃ、フ
イルタ係数演算手段27のフイルタ係数がｂとすると、複
素加算器24への出力信号xi′（ｎ）は次式となる。
イルタ係数演算手段27のフイルタ係数がｂとすると、複
素加算器24への出力信号xi′（ｎ）は次式となる。
xi′（ｎ）＝xi（ｎ）＋ｂ・xi（ｎ−１）＋ｃ・xi′
（ｎ−１） ……（11） ただし、ｉ＝1,2,・・・,N−１ n:時間因子 また、フイルタ係数ｃは次式で表わされる。
（ｎ−１） ……（11） ただし、ｉ＝1,2,・・・,N−１ n:時間因子 また、フイルタ係数ｃは次式で表わされる。
（ただし、０＜μq2＜0.5,0,0.5＝,1の時） （ただし、０＜μq2＜0.5,0＜＜0.5の時） （ただし、０＜μq2＜0.5,0.5＜＜１の時） この結果、第６図（ａ）に示す第３図のFIR型ノツチ
フイルタのノツチパターンよりも第６図（ｂ）に示す第
５図のIIR型ノツチフイルタのノツチパターンがノツチ
幅を狭くできる。従つて、送信信号の到来方向の近隣方
向から目標信号が到来してもノツチフイルタの影響を軽
減できる。
フイルタのノツチパターンよりも第６図（ｂ）に示す第
５図のIIR型ノツチフイルタのノツチパターンがノツチ
幅を狭くできる。従つて、送信信号の到来方向の近隣方
向から目標信号が到来してもノツチフイルタの影響を軽
減できる。
第７図は本発明の別の実施例による送受信装置を示す
ブロツク図である。この実施例において第１図に示すも
のと異なる点は、各A/D変換器14からデイジタル信号を
同時に受けるとともに、送信部をなす信号発生器18,受
信処理送信制御回路17から送信信号と送信制御信号を入
力して、受信信号から送信信号による干渉波を抑圧する
干渉波除去手段40を設け、第８図に示すように、送信信
号を参照信号とする荷重計算手段43により計算された荷
重値を、各A/D変換器14から入力される受信信号を重畳
することにより、受信信号に含まれる送信信号による干
渉波を抽出し、これを受信信号から減ずることによつて
受信信号から送信信号の干渉波成分を除去するようにし
たことである。
ブロツク図である。この実施例において第１図に示すも
のと異なる点は、各A/D変換器14からデイジタル信号を
同時に受けるとともに、送信部をなす信号発生器18,受
信処理送信制御回路17から送信信号と送信制御信号を入
力して、受信信号から送信信号による干渉波を抑圧する
干渉波除去手段40を設け、第８図に示すように、送信信
号を参照信号とする荷重計算手段43により計算された荷
重値を、各A/D変換器14から入力される受信信号を重畳
することにより、受信信号に含まれる送信信号による干
渉波を抽出し、これを受信信号から減ずることによつて
受信信号から送信信号の干渉波成分を除去するようにし
たことである。
第８図は第７図の干渉波除去手段40の一例を示すブロ
ツク図であり、図において、41は各A/D変換器14の出力
信号を後述する荷重計算手段43で求められる荷重値を乗
じるＮ−１個の複素乗算器、42は各複素乗算器41の総和
を求める複素加算器、43は前記各A/D変換器14の出力信
号と前記信号発生器18からの信号を受け前記荷重値を計
算する荷重計算手段、44は前記制御回路17からの信号を
受け回路のオン・オフを行うスイツチ、45は前記スイツ
チ44がオンの時に前記A/D変換器14の一出力信号から前
記複素加算器42の出力信号を減ずる複素減算器である。
第８図中、Ｗ（ｎ）:w1（ｎ）・・・wN-1（ｎ）は荷重
計算手段43の出力信号を示し、Ｘ′（ｎ）:x1′（ｎ）
・・・xN-1′（ｎ）は複素乗算器41の出力信号を示し、
ｙ′（ｎ）は複素加算器42の出力信号を示し、ｙ（ｎ）
は複素減算器45の出力信号を示し、ｄ（ｎ）は信号発生
器18の出力信号を示す。またｎはデイジタル信号の時間
を示す因子である。なお図中、同一符号は同一または相
当部分を示している。
ツク図であり、図において、41は各A/D変換器14の出力
信号を後述する荷重計算手段43で求められる荷重値を乗
じるＮ−１個の複素乗算器、42は各複素乗算器41の総和
を求める複素加算器、43は前記各A/D変換器14の出力信
号と前記信号発生器18からの信号を受け前記荷重値を計
算する荷重計算手段、44は前記制御回路17からの信号を
受け回路のオン・オフを行うスイツチ、45は前記スイツ
チ44がオンの時に前記A/D変換器14の一出力信号から前
記複素加算器42の出力信号を減ずる複素減算器である。
第８図中、Ｗ（ｎ）:w1（ｎ）・・・wN-1（ｎ）は荷重
計算手段43の出力信号を示し、Ｘ′（ｎ）:x1′（ｎ）
・・・xN-1′（ｎ）は複素乗算器41の出力信号を示し、
ｙ′（ｎ）は複素加算器42の出力信号を示し、ｙ（ｎ）
は複素減算器45の出力信号を示し、ｄ（ｎ）は信号発生
器18の出力信号を示す。またｎはデイジタル信号の時間
を示す因子である。なお図中、同一符号は同一または相
当部分を示している。
次に、第７図の実施例の動作について説明する。信号
発生器18で発生した信号は、送信機19を経て送信アンテ
ナ20により送信される。この送信信号は空間を伝搬し、
干渉波Ｊ（ｎ）としてＮ個の受信アンテナ素子11で受信
される。ここでは、受信アンテナ素子11が干渉波Ｊ
（ｔ）と目標信号Ｓ（ｔ）を受信する場合について説明
する。受信アンテナ素子11で受信された受信信号は、受
信機12,バンドパスフイルタ13,A/D変換器14を経て干渉
波除去手段40へのデイジタル入力信号ｖ（ｎ）,X
（ｎ）:x1（ｎ）・・・・xN-1（ｎ）となる。この干渉
波除去手段40への入力信号Ｘ（ｎ）は、１サンプル前の
入力信号Ｘ（ｎ−１）と信号発生器18からの信号ｄ（ｎ
−１），スイツチ44を通して出力される複素加算器42の
出力信号ｙ′（ｎ−１）を用いて荷重計算手段43で計算
された荷重値Ｗ（ｎ−１）:w1（ｎ−１）・・・・wN-1
（ｎ−１）と各複素乗算器41によつて乗ぜられる。そし
て、この乗ぜられた信号Ｘ′（ｎ）:x1′（ｎ）・・・
・xN-1′（ｎ）は複素加算器42によつて総和ｙ′（ｎ）
が求められる。
発生器18で発生した信号は、送信機19を経て送信アンテ
ナ20により送信される。この送信信号は空間を伝搬し、
干渉波Ｊ（ｎ）としてＮ個の受信アンテナ素子11で受信
される。ここでは、受信アンテナ素子11が干渉波Ｊ
（ｔ）と目標信号Ｓ（ｔ）を受信する場合について説明
する。受信アンテナ素子11で受信された受信信号は、受
信機12,バンドパスフイルタ13,A/D変換器14を経て干渉
波除去手段40へのデイジタル入力信号ｖ（ｎ）,X
（ｎ）:x1（ｎ）・・・・xN-1（ｎ）となる。この干渉
波除去手段40への入力信号Ｘ（ｎ）は、１サンプル前の
入力信号Ｘ（ｎ−１）と信号発生器18からの信号ｄ（ｎ
−１），スイツチ44を通して出力される複素加算器42の
出力信号ｙ′（ｎ−１）を用いて荷重計算手段43で計算
された荷重値Ｗ（ｎ−１）:w1（ｎ−１）・・・・wN-1
（ｎ−１）と各複素乗算器41によつて乗ぜられる。そし
て、この乗ぜられた信号Ｘ′（ｎ）:x1′（ｎ）・・・
・xN-1′（ｎ）は複素加算器42によつて総和ｙ′（ｎ）
が求められる。
Ｘ′（ｎ）＝Ｘ（ｎ）・Ｗ（ｎ−１） ……（15） ｙ′（ｎ）＝x1′（ｎ）＋・・・＋xN-1′（ｎ） ……（16） この複素加算器42の出力信号ｙ′（ｎ）は、受信処理
・送信制御回路17から送信命令が出力されている場合
に、スイツチ44が閉じ複素減算器45と荷重計算手段43へ
入力される。前記複素減算器45は、A/D変換器14の一出
力信号ｖ（ｎ）からスイツチ44の出力信号ｙ′（ｎ）を
減じ、ｙ（ｎ）を求める。
・送信制御回路17から送信命令が出力されている場合
に、スイツチ44が閉じ複素減算器45と荷重計算手段43へ
入力される。前記複素減算器45は、A/D変換器14の一出
力信号ｖ（ｎ）からスイツチ44の出力信号ｙ′（ｎ）を
減じ、ｙ（ｎ）を求める。
ｙ（ｎ）＝ｖ（ｎ）−ｙ′（ｎ） ……（17） 荷重計算手段43は、受信処理・送信制御回路17から送
信命令が出力されている時に複素加算器42からｙ′
（ｎ）を入力し、このｙ′（ｎ）と信号発生器18から入
力されるｄ（ｎ）との差の二乗平均値Ｅ〔ｅ（ｎ）２〕
が最小になる荷重値Ｗ（ｎ）を計算する。最適荷重値W
opt（ｎ）は、理想的にはよく知られているWiener解と
して与えられる。
信命令が出力されている時に複素加算器42からｙ′
（ｎ）を入力し、このｙ′（ｎ）と信号発生器18から入
力されるｄ（ｎ）との差の二乗平均値Ｅ〔ｅ（ｎ）２〕
が最小になる荷重値Ｗ（ｎ）を計算する。最適荷重値W
opt（ｎ）は、理想的にはよく知られているWiener解と
して与えられる。
Wopt（ｎ）＝R-1・Ｐ ……（18） ここで、ＲはA/D変換器14からの入力信号Ｘ（ｎ）の
相関行列、ＰはA/D変換器14からの入力信号Ｘ（ｎ）と
信号発生器18からの入力信号ｄ（ｎ）との相関ベクトル
である。
相関行列、ＰはA/D変換器14からの入力信号Ｘ（ｎ）と
信号発生器18からの入力信号ｄ（ｎ）との相関ベクトル
である。
Ｒ＝Ｅ〔Ｘ・XH〕 ……（19） Ｐ＝Ｅ〔ｄ・Ｘ＊〕 ……（20） ただし、H:エルミート共役 ＊：共役複素数 Ｅ〔〕：期待値 通常、R,Pは期待値のため無限のデータが必要なため
に求めずらいので、LMS（Least Mean Square）アルゴリ
ズム等の逐次推定型のアルゴリズムが用いられる。
に求めずらいので、LMS（Least Mean Square）アルゴリ
ズム等の逐次推定型のアルゴリズムが用いられる。
上記アルゴリズムで求められた荷重値ＷをA/D変換器1
4からの入力信号Ｘ（ｎ）と乗じると、その結果のｙ′
（ｎ）は干渉波を予測した値となる。従つて、複素減算
器45の出力信号ｙ（ｎ）は、受信信号から干渉波が減じ
られ目標信号となる。また、この処理はアンテナパター
ン上で干渉波の到来方向にヌル点を形成したことと等価
な処理となる。第９図にこの時のアンテナパターンを示
す。第９図（ａ）は処理をしていない場合のアンテナパ
ターンである。この時、干渉波到来方向にも高いアンテ
ナゲインがある。第９図（ｂ）は処理後のアンテナパタ
ーンである。この時、干渉波到来方向にはヌル点が形成
されている。このような処理の結果、得られた干渉波除
去手段40の出力信号ｙ（ｎ）により、追尾回路16は干渉
波の影響のない信号により追尾処理を実施できる。
4からの入力信号Ｘ（ｎ）と乗じると、その結果のｙ′
（ｎ）は干渉波を予測した値となる。従つて、複素減算
器45の出力信号ｙ（ｎ）は、受信信号から干渉波が減じ
られ目標信号となる。また、この処理はアンテナパター
ン上で干渉波の到来方向にヌル点を形成したことと等価
な処理となる。第９図にこの時のアンテナパターンを示
す。第９図（ａ）は処理をしていない場合のアンテナパ
ターンである。この時、干渉波到来方向にも高いアンテ
ナゲインがある。第９図（ｂ）は処理後のアンテナパタ
ーンである。この時、干渉波到来方向にはヌル点が形成
されている。このような処理の結果、得られた干渉波除
去手段40の出力信号ｙ（ｎ）により、追尾回路16は干渉
波の影響のない信号により追尾処理を実施できる。
なお、上記第７図の実施例ではＮ個の受信アンテナ素
子11とこれに接続されるＮ個の受信機12,バンドパスフ
イルタ13,A/D変換器14により得られた信号ｖ（ｎ）,X
（ｎ）及び信号発生器18からの信号ｄ（ｎ）を干渉波除
去手段40で処理し、干渉波を抑圧する実施例を示した
が、第10図に示すように、２個の受信アンテナ素子11と
これに接続される受信機12,バンドパスフイルタ13,A/D
変換器14より入力される信号ｖ（ｎ）,x（ｎ）を用いた
干渉波除去手段40による実施例を示す。第11図にこの干
渉波除去手段40の詳細ブロツク図を示す。図において、
46は入力信号ｘ（ｎ）と後述する荷重計算手段49の出力
信号ｗ（ｎ）とを乗じる複素乗算器、47は受信処理・送
信制御回路17から送信命令が出力されている場合にｙ
（ｎ）を出力し、そうでない場合はｖ（ｎ）を出力する
スイツチ、48は前記複素乗算器46と入力信号ｖ（ｎ）と
を減じる複素減算器、49は前記入力信号ｘ（ｎ）と前記
複素減算器48の出力信号ｅ（ｎ）を用いて荷重値を計算
する荷重計算手段を示す。図中、ｖ（ｎ）,x（ｎ）はA/
D変換器14の出力信号、ｙ（ｎ）は前記複素乗算器46の
出力信号、ｅ（ｎ）は前記複素減算器48の出力信号であ
る。
子11とこれに接続されるＮ個の受信機12,バンドパスフ
イルタ13,A/D変換器14により得られた信号ｖ（ｎ）,X
（ｎ）及び信号発生器18からの信号ｄ（ｎ）を干渉波除
去手段40で処理し、干渉波を抑圧する実施例を示した
が、第10図に示すように、２個の受信アンテナ素子11と
これに接続される受信機12,バンドパスフイルタ13,A/D
変換器14より入力される信号ｖ（ｎ）,x（ｎ）を用いた
干渉波除去手段40による実施例を示す。第11図にこの干
渉波除去手段40の詳細ブロツク図を示す。図において、
46は入力信号ｘ（ｎ）と後述する荷重計算手段49の出力
信号ｗ（ｎ）とを乗じる複素乗算器、47は受信処理・送
信制御回路17から送信命令が出力されている場合にｙ
（ｎ）を出力し、そうでない場合はｖ（ｎ）を出力する
スイツチ、48は前記複素乗算器46と入力信号ｖ（ｎ）と
を減じる複素減算器、49は前記入力信号ｘ（ｎ）と前記
複素減算器48の出力信号ｅ（ｎ）を用いて荷重値を計算
する荷重計算手段を示す。図中、ｖ（ｎ）,x（ｎ）はA/
D変換器14の出力信号、ｙ（ｎ）は前記複素乗算器46の
出力信号、ｅ（ｎ）は前記複素減算器48の出力信号であ
る。
ここで、荷重計算手段49は、受信処理・送信制御回路
17から送信命令が出力されている時に１サンプル前の入
力信号ｘ（ｎ−１）とｅ（ｎ−１）を用いて入力信号ｘ
（ｎ−１）に含まれる最も電力の大きい信号を除去する
荷重値ｗ（ｎ）を計算する。このｗ（ｎ）は前記複素減
算器48から出力されるｅ（ｎ）の２乗平均値を最小にす
るように求められる。そして、ｗ（ｎ）の計算は、理想
的に次式に示す最急降下法のアルゴリズムにより計算さ
れる。
17から送信命令が出力されている時に１サンプル前の入
力信号ｘ（ｎ−１）とｅ（ｎ−１）を用いて入力信号ｘ
（ｎ−１）に含まれる最も電力の大きい信号を除去する
荷重値ｗ（ｎ）を計算する。このｗ（ｎ）は前記複素減
算器48から出力されるｅ（ｎ）の２乗平均値を最小にす
るように求められる。そして、ｗ（ｎ）の計算は、理想
的に次式に示す最急降下法のアルゴリズムにより計算さ
れる。
ｗ（ｎ）＝ｗ（ｎ−１）−μ・Ｖ ……（21） ただし、Ｖはｅ（ｎ）の２乗平均値の勾配である。μ
はこのアルゴリズムの収束と安定性を制御するパラメー
タである。通常は、期待値を含む計算となるので一般に
よく知られているLMSアルゴリズム等が用いられる。上
記（21）式で収束した荷重値Ｗ（ｎ）を用いてｙ（ｎ）
を求めると、ｘ（ｎ）から最大電力信号が除去され、ｙ
（ｎ）は目標信号となり、追尾回路16へ入力される。こ
の結果、追尾回路16は容易に目標信号を検出できる。
はこのアルゴリズムの収束と安定性を制御するパラメー
タである。通常は、期待値を含む計算となるので一般に
よく知られているLMSアルゴリズム等が用いられる。上
記（21）式で収束した荷重値Ｗ（ｎ）を用いてｙ（ｎ）
を求めると、ｘ（ｎ）から最大電力信号が除去され、ｙ
（ｎ）は目標信号となり、追尾回路16へ入力される。こ
の結果、追尾回路16は容易に目標信号を検出できる。
以上説明したように、第１発明では、ピークのあると
ころにノッチを形成して受信信号から送信信号による干
渉波が抑圧されるものとなり、第２発明では、送信部か
らの送信信号を参照信号として荷重計算を行い受信信号
から送信信号による干渉波が抑圧されるものとなり、送
信波による受信波への影響を抑圧することができる効果
がある。
ころにノッチを形成して受信信号から送信信号による干
渉波が抑圧されるものとなり、第２発明では、送信部か
らの送信信号を参照信号として荷重計算を行い受信信号
から送信信号による干渉波が抑圧されるものとなり、送
信波による受信波への影響を抑圧することができる効果
がある。
第１図は本発明の一実施例による送受信装置を示すブロ
ツク図、第２図は第１図の干渉波除去手段の一例を示す
ブロツク図、第３図は第２図のノツチフイルタの構成を
示すブロツク図、第４図は第２図の干渉波除去手段の効
果を示す出力波形図、第５図は本発明の他の実施例を示
すノツチフイルタのブロツク図、第６図は第５図のノツ
チフイルタの効果を示すノツチパターン図、第７図は本
発明の別の実施例による送受信装置を示すブロツク図、
第８図は第７図の干渉波除去手段の一例を示すブロツク
図、第９図は第８図の干渉波除去手段の効果を示すアン
テナ励振分布図、第10図は本発明のさらに別の実施例を
示すブロツク図、第11図は第10図の干渉波除去手段の一
例を示すブロツク図、第12図は従来の送受信装置を示す
ブロツク図である。 11……受信アンテナ素子、12……受信機、13……バンド
パスフイルタ、14……A/D変換器、15,40……干渉波除去
手段、16……追尾回路、17……受信処理・送信制御回
路、18……信号発生器、19……送信機、20……送信アン
テナ。
ツク図、第２図は第１図の干渉波除去手段の一例を示す
ブロツク図、第３図は第２図のノツチフイルタの構成を
示すブロツク図、第４図は第２図の干渉波除去手段の効
果を示す出力波形図、第５図は本発明の他の実施例を示
すノツチフイルタのブロツク図、第６図は第５図のノツ
チフイルタの効果を示すノツチパターン図、第７図は本
発明の別の実施例による送受信装置を示すブロツク図、
第８図は第７図の干渉波除去手段の一例を示すブロツク
図、第９図は第８図の干渉波除去手段の効果を示すアン
テナ励振分布図、第10図は本発明のさらに別の実施例を
示すブロツク図、第11図は第10図の干渉波除去手段の一
例を示すブロツク図、第12図は従来の送受信装置を示す
ブロツク図である。 11……受信アンテナ素子、12……受信機、13……バンド
パスフイルタ、14……A/D変換器、15,40……干渉波除去
手段、16……追尾回路、17……受信処理・送信制御回
路、18……信号発生器、19……送信機、20……送信アン
テナ。
Claims (2)
- 【請求項１】送信対象目標に関する受信パルスの到来と
同期して送信部から送信波を発するように構成された送
受信装置において、 受信部には、 複数のアンテナ素子と、 この各アンテナ素子にそれぞれ接続された受信機と、 該各受信機にそれぞれ接続されたA/D変換器と、 前記送信部からの送信制御信号の出力の有無を検出する
検出手段と、 前記各A/D変換器のデジタル信号出力を同時に受けたと
きに前記検出手段の有検出出力に応じピークのあるとこ
ろにノッチを形成して受信信号から送信信号による干渉
波を抑圧する干渉波除去手段と、 この干渉波除去手段の出力信号から目標信号を検出して
時間的な目標パルス追尾を行う追尾回路と を備えたことを特徴とする送受信装置。 - 【請求項２】送信対象目標に関する受信パルスの到来と
同期して送信部から送信波を発するように構成された送
受信装置において、 受信部には、 複数のアンテナ素子と、 この各アンテナ素子にそれぞれ接続された受信機と、 該各受信機にそれぞれ接続されたA/D変換器と、 前記送信部からの送信制御信号の出力の有無を検出する
検出手段と、 前記各A/D変換器のデジタル信号出力を同時に受けたと
きに前記検出手段の有検出出力に応じ前記送信部からの
送信信号を参照信号として荷重計算を行い受信信号から
送信信号による干渉波を抑圧する干渉波除去手段と、 この干渉波除去手段の出力信号から目標信号を検出して
時間的な目標パルス追尾を行う追尾回路と を備えたことを特徴とする送受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1216232A JP2569819B2 (ja) | 1989-08-23 | 1989-08-23 | 送受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1216232A JP2569819B2 (ja) | 1989-08-23 | 1989-08-23 | 送受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0379105A JPH0379105A (ja) | 1991-04-04 |
| JP2569819B2 true JP2569819B2 (ja) | 1997-01-08 |
Family
ID=16685349
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1216232A Expired - Fee Related JP2569819B2 (ja) | 1989-08-23 | 1989-08-23 | 送受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2569819B2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62241404A (ja) * | 1986-04-14 | 1987-10-22 | Mitsubishi Electric Corp | アダプテイブアンテナ |
| JPH0227802A (ja) * | 1988-07-18 | 1990-01-30 | Toshiba Corp | アクティブアレーアンテナ |
-
1989
- 1989-08-23 JP JP1216232A patent/JP2569819B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0379105A (ja) | 1991-04-04 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |