JP2543890B2

JP2543890B2 - 充電回路

Info

Publication number: JP2543890B2
Application number: JP62129522A
Authority: JP
Inventors: 薫古川
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1987-05-26
Filing date: 1987-05-26
Publication date: 1996-10-16
Anticipated expiration: 2011-10-16
Also published as: JPS63294230A

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は、電池を充電し、かつ、電池と並列接続され
る負荷を駆動する充電回路に関する。

（従来技術）従来から充電回路には、第７図に示すごときON−OFF
方式のインバータ回路が多く使われている。第７図はON
−OFF方式インバータの中でも自励式のリンキングチョ
ークコンバータ（RCCと略す）の回路例を示す。この回
路方式の特徴は部品点数が少なく、低コストであるが、
トランスの利用率が悪く、出力アップのためにはトラン
スを大きくする必要がある。また第７図の回路の詳細は
以下に説明するが、制御トランジスタQ₂のエミッタ電流
I_Eのピーク値を検知することにより発振トランジスタQ₁
のONタイムを制御する場合は、出力特性は定電流特性と
なり、充電モードでは良いが、モータＭをも駆動するAC
ドライブモード時には、モータの停動トルクが低くなる
ため、適さない。

第８図は第７図の回路におけるトランジスタQ₁のコレ
クタ−エミッタ間電圧、コレクタ電流Ic、出力電流I₀の
各波形を示す。これらの図に基いて構成ならびに動作を
説明すると、R_I1,R_I2はAC入力ラインに設けられた入力
保護抵抗、ZNRはサージ吸収素子、R_efは全波整流を行う
整流ブリッジである。N₁,N₂,N₃は同一トランスに巻かれ
た巻線であり、・は極性を示す。Ds,Rs,Csは巻線N₁のリ
ーケージフラックスによりスパイクを吸収するための回
路を構成するダイオード、抵抗、コンデンサである。

いま、AC入力が印加され、抵抗ＲKを通してトランジ
スタQ₁のベースへ起動電流が流れると、トランジスタQ₁
のコレクタ電流が流れ始める。巻線N₁に電流が流れるた
め、巻線N₃に電圧が誘起され、トランジスタQ₁のベース
電流を増やし、同トランジスタQ₁は急速にONする。トラ
ンジスタQ₁がONすると、同トランジスタQ₁には巻線N₁の
インピーダンスで定まる第８図に示すコレクタ電Ic波形
の電流が流れ、抵抗R_E1の電圧が上昇していく。抵抗R_E1
の電圧がトランジスタQ₂のベース−エミッタ間電圧V_BE
を越えると同トランジスタQ₂がONし、トランジスタQ₁の
ベース電流をバイパスさせるため、同トランジスタQ₁の
コレクタ電流が増加できなくなり、巻線N₁の極性が反転
し、巻線N₃の極性も反転し、トランジスタQ₁のベース−
エミッタ間を逆バイアスし、同トランジスタQ₁は急速に
OFFにむかう。この時、トランスに貯えられたエネルギ
ーが出力巻線N₂からダイオードD₀を通して電池Ｂへ流れ
る。このときの出力電流I₀は第８図に示すごとくなる。

巻線N₂からの電流が流れなくなると、トランスの巻線
N₁,N₃は再び反転し、再び抵抗ＲKからの電流も加わり、
トランジスタQ₁はONにむかう。この様な動作を繰り返す
ことによって電池Ｂを充電していく。

なお、抵抗R_E2はスイッチSWをONしてモータＭを駆動
する際、巻線N₂からダイオードD₀を通って出力される出
力電流を増加させるための巻線N₁を流れるコレクタ電流
Icを多くするためのものである。

この方式は出力電圧（電池電圧）に関係なく、トラン
スに貯えられたエネルギーしか出力されず、概略、定電
流の出力特性となる。また、出力を増やそうとした時に
は、トランスの磁気飽和という制約があるため、トラン
スコアを大きくする必要があり、高出力をとることが困
難であった。

第９図に他の従来例を示し、この例はON−ON方式のイ
ンバータ（別名フィードフォワードインバータ）であ
る。第10図は第９図の回路におけるトランジスタQ₁のコ
レクタ−エミッタ間電圧、コレクタ電流Ic、出力電流I₀
の各波形を示す。

これらの図において、Ａは制御回路ブロックであり、
発振回路を内蔵し、トランジスタQ₁をON−OFFさせる信
号を出力する。制御回路ブロックＡからの信号でトラン
ジスタQ₁がONすると、巻線N₁に電流Icが流れ、巻線N₂に
電圧が誘起されダイオードD₀₁,インダクタンスLcを通し
て電池Ｂへ電流I₀₁が流れる。制御回路ブロックＡから
の信号でトランジスタQ₁がOFFすると、巻線N₂からは出
力されないが、インダクタンスLcに貯えられたエネルギ
ーが電池B,ダイドーオD₀₂を通って電流I₀₂が流れる。

この方式は巻線N₁に電流が流れるときに巻線N₂からは
出力をとるので、トランスコア内部での磁束増加が少な
く、小さなトランスで大きな出力を取りだすことができ
る。また出力は、概略、定電圧特性を示すため、モータ
負荷を接続したとき、モータの起動電流も大きくなりモ
ータが起動しやすくなる。すなわち、電池が空になった
ときでも、充電回路をAC電源に接続してスイッチONにす
ればモータを起動することができる。それに対し、前述
したON−OFF方式インバータは概略、定電流特性を示す
ため、モータの起動電流（通常負荷電流の３〜10倍以
上）を十分に流せないことが多くモータを起動しにく
い。

ただ、後者のON−ON方式は基本的に自励方式となら
ず、図示していないが発振回路や出力制御回路、さらに
はこれらの回路を動かすための電源回路等、多くの部品
が必要になる。またトランスのリーケージフラックスに
よるスパイク吸収のため、リセット巻線（NRS）等のス
パイク吸収回路が必要になる。

（発明の目的）本発明は少ない部品点数で低コストに、しかも小さな
トランスを用いて大きな出力を得ることができ、かつモ
ータ等の負荷をも確実に駆動することができる充電回路
を提供すること目的とする。

（発明の構成）本発明は、出力端に充電されるべき電池が接続される
とともに、この電池と並列に負荷が接続される充電回路
において、充電のための出力を得る一つのトランスに巻
線の極性を逆にした２つの出力巻線を設けるとともに、
これらの出力巻線を各巻線に交互に電圧が誘起されるよ
うスイッチング素子に対して結線し、この誘起電圧でも
って電池を充電するようにしたものである。

この構成により、トランスの２つの出力巻線に交互に
誘起された出力でもってON−ON方式とON−OFF方式を適
宜、併用して電池を充電し、また、負荷を駆動すること
ができる。

（実施例）第１図は本発明の第１実施例を示す。本実施例は第７
図に比べ第２の出力巻線N₄,ダイオードD₀₁,D₀₂、チョー
クコイルLcが追加され、他の部品は同じである。そし
て、１つのトランスに設けた２つの出力巻線N₂,N₄は、
互いに巻線の極性を逆にしたものであり、これらの巻線
N₂,N₄に交互に出力電圧が誘起されるようにスイッチン
グ素子であるトランジスタQ₁に対して結線されている。
また、上記第２の出力巻線N₄はスイッチSWを介して電池
Ｂに並列的に接続され、出力巻線N₄と直列にインダクタ
ンスLc,ダイオードD₀₁が挿入され、インダクタンスLcが
ダイオードD₀₂、スイッチSWを介して電池Ｂに並列接続
されている。

上記回路の各部の動作波形を第８図に示す。これらの
図に基いて回路動作を説明すると、抵抗ＲKからの起動
電流によりトランジスタQ₁のコレクタ電流が流れ、巻線
N₁に電圧が印加されると、巻線N₃に電圧が誘起され、ト
ランジスタQ₁のベース電流が増え同トランジスタQ₁がON
する。この時、第２の出力巻線N₄にも電圧が誘起され、
ダイオードD₀₁,インダクタンスLcを通って電池Ｂへ電流
が流れる。このため、トランジスタQ₁へ流れる電流は同
トランジスタQ₁がONした瞬間から電流が流れ、その後、
増加率一定でコレクタ電流Icが第２図に示すように増え
ていく。この間の電池Ｂへ流れる出力電流I₀は第２図の
時間t₁に相当するものである。

電流が増加し抵抗R_E1の両端電圧が上がると、トラン
ジスタQ₂がONし、トランジスタQ₁のベース電流をパイパ
スさせ、同トランジスタQ₁のコレクタ電流Icの増加がな
くなり、巻線N₁,N₃,N₂,N₄は極性が反転し、トランジス
タQ1のベース−エミッタ間を逆バイアスし、同トランジ
スタQ₁をOFFする。この時、インダクタンスLcへの巻線N
₄からの電流がなくなり、インダクタンスLcも反転し同
インダクタンスLcから電池Ｂ、ダイオードD₀₂と電流が
流れる。また第１の出力巻線N₂からもトランスに貯えら
れたエネルギーがダイオードD₀を通して電池Ｂへ流れ
る。

したがって、コレクタ電流Icがなくなった後の第２図
の時間t₂の間の出力電流I₀はON−ON出力分であるインダ
クタンスLcからの電流（Ｉ）と、ON−OFF出力分である
巻線N₂からの電（II）を合成したものとなる。

巻線N₂からの電流が流れなくなると、巻線の極性は再
び反転し、抵抗ＲKからの起動電流も加わりトランジス
タQ₁が再びONする。この様にして電池Ｂを充電して行
く。

なお、A1は充電制御回路であり、電池電圧を検出して
おり、電池の充電が満杯になる時の電池電圧を検出し、
インバータを停止させ電池の過充電を防いでいる。抵抗
R_E2はスイッチSWがONされて負荷としてモータＭが接続
されたときに、トータルの出力電流を増やすため、トラ
ンジスタQ₁を流れる電流を増やすための部品である。

本実施例のように構成することにより次の効果が得ら
れる。

（１）自励発振ができるため、少ない部品点数と低コス
トで大きな出力の充電回路を実現できる。

（２）ON−ON方式でのリセット巻線をON−OFF方式の出
力巻線N₂でその機能を代用することができる。

（３）トランスの磁束増加の少ない方法でトランジスタ
Q₁のON時にも出力を取り出せるため、トランス形状が大
きくならずに出力アップが図れる。すなわち、従来のON
−OFF方式であれば出力アップのためにはコア断面積を
大きくしなければならず、コア形状は断面積を大きくす
ることにより、トランスの高さ、巾、等の寸法が大きく
なる。それに対して、本方式では追加される１つの出力
巻線のスペース分が僅かに増えるだけで、同一コアに巻
線できればコア形状を大きくする必要はなく小型、薄形
の充電器が実現でき、薄さが要求される機器である充電
器には特に有効である。

第３図は本発明の第２実施例を示す。

この実施例は、スイッチSWをOFFしてモータＭを駆動
せず電池Ｂへの充電を行なう充電モード時にはON−OFF
方式のみで動作させ、巻線N₂からの出力で電池Ｂを充電
するものである。そして、ACドライブモード（電源駆動
モード）時にスイッチSWをONにしモータＭを接続すれ
ば、第２の出力巻線N₄からのON−ON方式のモードの出力
が巻線N₂からのON−OFF方式の出力に加算されて出力さ
れるようになっている。

この場合のスイッチSWは４接点（前述の実施例では３
接点）となっており、その動作について説明すると、
（イ）まず電池Ｂの＋端子と抵抗R_E2の接点が閉じ、巻
線N₂からの出力を増やす。（ロ）次に巻線N₄からの接点
が閉じ、さらに出力を増やす。（ハ）最後にモータ回路
を閉じ、十分増えた出力電流でモータを起動させると同
時に、スイッチSWを入れる前、電池が空であっても
（イ）と（ロ）で充電されているため、（ハ）の時には
電池からも電流が流れモータの起動電流を増やし、確実
にモータを起動させることができる。

本実施例による出力電圧−出力電流特性は第４図に示
すようになり、同図において、破線ａは充電モード時
（ON−OFF方式）、実線ｂはACドライブモード時（ON−O
FF方式＋ON−ON方式）を示す。

本実施例による効果は次の通りである。

（１）充電モード時はON−OFF方式のみで、充電を行う
ため、充電中、充電により電池電圧が変化しても、ON−
OFF方式の定電流特性でほぼ一定の電流で充電すること
ができる。したがって、充電制御回路の動作が安定す
る。

（２）ACドライブモード時はON−ON方式による出力も加
算されるため、大出力となると同時にON−ON方式の定電
圧特性がモータを起動させやすく、また、モータに負荷
が加わったときも止まりにくくなる等の効果がある。

（３）モード切換、電流値切換、モータの接続を１つの
スイッチSWで操作でき、また投入順序により、さらにモ
ータ起動をしやすくすることができる。

第５図は本発明の第３実施例を示す。

充電中に大出力を取り出せることは必要なく、８時間
充電等の小電流充電を行ない、電池の容量がなくなった
時等にはモータを充電回路出力で動作させたいような機
器もある。

このような場合、従来例の第７図に示すような構成に
おいて、充電中における出力をしぼり込むために、抵抗
R_E1を大きくしても、インバータの発振周波数が上が
り、出力は余り小さくならない。また、充電とACドライ
ブでの発振周波数が違いすぎるため、両方の動作を満足
させる回路定数の範囲が狭いし、設定しにくい。また、
ACドライブ時もON−OFF方式で出力しているので定電流
特性が出て、モータ起動がかかりにくいし、出力がトラ
ンス形状（コア断面積）で制限される等の問題があっ
た。

そこで、この第３実施例では、巻線N₂を取除くととも
に、充電モード時に制御用のベース巻線N₃がトランジス
タQ₁を逆バイアスするとき、この巻線N₃から電池Ｂ、ダ
イオードD₀と電流が流れるように構成してON−OFFモー
ドで充電を行なうようにしたものである。また、スイッ
チSWをONにしてACドライブモードとした時は、抵抗R_E2
を並列に入れてON−OFFモードの出力をアップするとと
もに、巻線N₄の回路を接続し、ON−ONモードを付加し
て、さらに出力をアップし、もってモータＭへ電流を供
給するようにしている。

かくして、上記問題は解消され、（１）トランスの一
つの巻線（出力巻線N₂）を省略できる、（２）充電時と
ACドライブ時は回路の動作モードが異なり（充電時:ON
−OFF方式、ACドライブ時:ON−OFF方式＋ON−ON方式）
出力差を大きくとれる、（３）ON−ON方式での定電圧特
性によりモータを起動しやすい、などの効果が得られ
る。

第６図は本発明の第４実施例を示す。従来例の第７図
に示したON−OFF方式充電回路の動作波形を示した第８
図において、出力電流I₀波形のマイナス勾配は、巻線N₂
のインダクタンスL₂によって定まり同インダクタンスL₂
の値が大きくなると勾配はゆるくなり、出力期間が長く
なる。

そこで第６図に示す実施例においては、巻線N₂と巻線
N₄スイッチSW2の切換でもって接続態様を変更可能に設
け、スイッチOFF時に両巻線N₂,N₄が極性を同方向に直列
接続されるようにし、スイッチON時に両巻線N₂,N₄が別
々に結線されるようにしている。

そして、充電モードで２つの出力巻線N₂,N₄は直列に
使用し、出力巻線のインダクタンス分を大きくして出力
期間を長くすることで、抵抗R_E1を大きくしコレクタ電
流Icのピークを低くしたときに生じる周波数アップを防
止しようとしたものである。

また、ACドライブモードでは２つの出力巻線N₂,N₄を
別個に結線し、一方の巻線N₂はON−OFFモード、他方の
巻線N₄はON−ONモードで出力し、大出力と定電圧特性が
得られるようにしたものである。

本実施例によれば、充電中、小電流で電池を充電する
ときの発振周波数の増加を押えることができ、出力電流
を絞り込むことができる。

（発明の効果）以上のように本発明によれば、充電出力を得る１つの
トランスに極性を逆にした２つの出力巻線を設け、これ
ら各巻線に交互に出力を誘起させ、この出力でもって電
池を充電し、または負荷を駆動するようにしたものであ
るので、従来のいわゆるON−OFF方式とON−ON方式を適
宜、併用し、あるいは選択使用することができ、したが
って自励発振を行なわせて少ない部品点数で安価とな
り、しかもトランスの磁気飽和が少ない状態で作動させ
ることができてトランス形状の小型化を図れる。また、
ON−OFF方式での定電流特性による充電制御の安定化を
図るとともに、ON−ON方式での定電圧特性によるモータ
などの負荷起動の容易化を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の充電回路の第１実施例による回路図、
第２図は第１実施例の回路の各部の電圧、電流波形図、
第３図は本発明の第２実施例による回路図、第４図は第
２実施例の出力電圧−電流特性図、第５図、第６図はそ
れぞれ本発明の第3,第４実施例による回路図、第７図は
従来の充電回路の一例を示す回路図、第８図は第７図の
回路の各部の電圧、電流波形図、第９図は従来の充電回
路の他の例を示す回路図、第10図は第９図の回路の各部
の電圧、電流波形図である。 Q1……トランジスタ（スイッチング素子）、N₂,N₄……
トランスの出力巻線、N₃……スイッチング素子制御用の
トランス巻線、Lc……インダクタンス、SW,SW₂……スイ
ッチ、Ｂ……電池、Ｍ……モータ（負荷）。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】出力端に充電されるべき電池が接続される
とともに、この電池と並列に負荷が接続される充電回路
において、充電のための出力を得る一つのトランスに巻
線の極性を逆にした２つの出力巻線を設けるとともに、
これらの出力巻線を各巻線に交互に電圧が誘起されるよ
うスイッチング素子に対して結線し、この誘起電圧でも
って電池を充電するようにしたことを特徴とする充電回
路。
【請求項２】出力端に電池を接続し電池を充電する充電
モードと、電池と並列に負荷を接続し回路出力で負荷を
駆動する電源駆動モードとに切換自在とし、前記トラン
スの出力巻線を、充電モード時はON−OFF方式とし、電
源駆動モード時はON−OFF−,ON−ON両方式として駆動す
るようにしたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記
載の充電回路。
【請求項３】前記２つの出力巻線を充電モード時に直列
接続するようにしたことを特徴とする特許請求の範囲第
２項記載の充電回路。
【請求項４】充電モード時の出力をスイッチング素子制
御用のトランス巻線から出力するようにしたことを特徴
とする特許請求の範囲第２項記載の充電回路。