JP2516355B2

JP2516355B2 - 同調用制御電圧発生回路

Info

Publication number: JP2516355B2
Application number: JP62045875A
Authority: JP
Inventors: 悟田崎
Original assignee: Clarion Co Ltd
Current assignee: Faurecia Clarion Electronics Co Ltd
Priority date: 1987-02-27
Filing date: 1987-02-27
Publication date: 1996-07-24
Anticipated expiration: 2011-07-24
Also published as: JPS63212213A

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明は、バリキャップダイオードを用いた同調回路
を備えた放送電波の受信方式における同調用制御電圧発
生回路に関するものである。

［発明の概要］本発明は、２つのバリキャップダイオードとコイル素
子の並列回路を用いた同調回路を有する受信方式におい
て、位相比較器の出力に応じた電圧を発生する同調電圧
発生回路の出力を同調回路のコイル素子の中間タップに
入力するとともに、電源電圧をバリキャップダイオード
を互いに接続するカソード側に印加することにより、受
信性能を向上した。

［従来の技術］近年、放送電波を受信する場合、可変容量素子（印加
電圧の大きさに依存して容量値が変化する素子）として
のバリキャップダイオードを用いた電子同調回路を備え
た受信方式が主流を占めるようになってきている。この
電子同調受信方式には２つの方式がある。

１つは、第３図に示すような電圧シンセサイザ方式
で、カソードを接続したバリキャップダイオードをVC1,
VC2,VC3とコイルL1,L2,L3との並列回路からなる同調回
路を備えている。そして、このバリキャップダイオード
の接続点に、安定化電源１の電圧VoをボリュームVRで分
圧して得られた電圧V_Tを抵抗R1,R2,R3を介して供給して
いる。なお、２はアンテナ、３はフロントエンド回路、
４は中間周波数（IF）フィルタ、５は時定数回路であ
る。

要するに、第３図の方式は、安定化電源の出力である
安定化電圧VoをボリュームVRで変化させ、その変化電圧
V_Tをオンテナ、ラジオ周波数（RF）回路、発振器のそれ
ぞれの同調回路のバリキャップダイオードをVC1,VC3,VC
2のカソード側に印加して同調周波数を変化させてい
る。この場合、同調電圧V_Tはオープンループであり、同
調電圧の変化がそのまま同調周波数の変化に結び付き易
い。

そこで、オーディオ出力成分を取り出し、その出力電
圧で同調ずれを防止する自動周波数制御（AFC）回路を
付加するのが一般的である。また、この方式は、温度変
化に弱い、経年変化が周波数ずれを起こし易いという欠
点があった。

電子同調受信方式のもう１つは、第４図に示すような
PLLシンセサイザ方式である。

この方式は、フロントエンド部３の出力を発振器バッ
ファ６、プリスケーラ７、PLL回路８のデバイダ９を通
して、フロントエンド部３の局部発振周波数を分周し、
この分周周波数を位相比較器10で基準周波数11と比較し
て、比較する基準周波数と同じ周波数に変換している。
その出力に応じた電圧を同調電圧発生部12から出力し、
３つの同調回路のバリキャップダイオードのカソード側
に印加し、分周周波数と基準周波数の位相差に応じた出
力信号により局部発振周波数を制御する。これは、いわ
ゆるサーボシステムで、温度変化、経年変化等により局
部発振周波数がずれても、自動的にPLLループで正確な
受信を行うという大きな利点を有している。なお、キー
ボード13からマイクロコンピュータ14に指示を与え、そ
れを周波数表示器15に表示すると共に、デバイダ９を印
加して、所定の分周比を設定している。

また、同調電圧発生部12はアクティブフィルタ（LP
F）とバイアス電圧源とから構成されており、発生電圧
は位相比較器10からの信号により変化する。LPFの時定
数はバリキャップダイオードへの印加電圧の安定性、S/
N比に重要な影響を与えるので慎重に決定しなければな
らない。

［発明が解決しようとする問題点］上述したバリキャップダイオードを利用した同調方式
では、バリキャップダイオードを特有の整流作用を有す
るので、強入力特性が悪く、同調電圧が低い場合に特に
問題になりやすい。この理由は次の通りである。

バリキャップダイオードは、第５図に示すように、カ
サードとアノードとの間に逆方向電圧Voを印加して、そ
の空乏層を利用してコンデンサの動作をするものである
から、カソード側がアノード側よりも電圧が高くなって
いなければならない。

ところが、この同調回路に放送電波が印加されると、
カソード・アノード間の逆方向電圧値が瞬時的に変化す
るが、この放送電波が印加電圧Voと比較して充分小さい
うちはさほど問題とならない、しかし、放送電波が大き
くなってくると、カソード・アノード間の逆方向電圧差
が瞬時的に小さくなる方向へいき、バリキャップダイオ
ードの容量値が変化することになる。つまり、同調周波
数がずれることになる。

さらに、放送電波が大きくなり、第６図に示すＶ″の
ように、印加電圧Voより大きくなると、バリキャップダ
イオードが瞬時的に順方向電圧となり、バリキャップダ
イオードに順方向電流が流れ、バイアス用抵抗Ｒ（高抵
抗）を通して発振器の同調回路にも影響を及ぼすことに
なる。つまり、バリキャップダイオードで整流された電
流がバイアス要抵抗Ｒで整流電圧を発生し、この整流電
圧が影響を及ぼすことになる。その結果、局部発振周波
数が干き込まれてしまうという欠点があり、そして、AM
抑圧度が強入力で劣化する要因にもなっている。そのた
め、バリキャップダイオードに印加する最低電位は可能
な限り高いほうが望ましいが、受信周波数範囲との兼ね
合いもあり、それにも限界がある。

第７図はPLLシンセサイザ方式の同調電圧発生部12の
具体的構成を示すもので、フロントエンド部の局部発振
周波数をPLLブロック８内にあるプリスケーラに入力し
て、ある整数で分周する（例えば、1/10）。それから、
受信周波数に応じて決まっている分周比信号により、基
準周波数と比較するための周波数に分周する。そして、
お互いに位相比較器10で位相比較をして、その誤差電圧
を次段のアクティブフィルタ（LPF）へ伝達し、その誤
差電圧に応じて局部発振周波数をを制御すべく同調電圧
V_Tとなる。この同調電圧はバリキャップダイオードのカ
ソード側とアース側に印加されて逆方向電圧としてい
る。このカソード・アノード間の逆方向電圧は通常２〜
8V程度の変化範囲に設定される。従って、最低電位であ
る2V時が最も強入力特性に弱いことになる。

本発明の目的は、強いレベルの放送電波が入力してき
ても、バリキャップダイオードによる整流作用を防止し
て、強入力特性を向上するための同調用制御電圧発生回
路を提供することにある。

［問題点を解決するための手段］このような目的を達成するために、本発明は、位相比
較器の出力に応じた電圧を発生する同調電圧発生回路の
出力を同調コイルの中間タップに入力し、かつ、電源電
圧を同調回路のバリキャップダイオードのカソードに印
加するようにしたことに特徴がある。

［作用］本発明では、バリキャップダイオードのカソード側に
高レベルの電源電圧が印加されるために、強入力の放送
電波が入ってもバリキャップダイオードに整流電流が流
れず、整流電圧が発生しないので、その整流電圧で局部
発振周波数が強入力でも引き込まれず、AM抑圧度特性が
向上し、かつ、強入力での歪率が良くなり、受信能力が
向上する。

［発明の実施例］以下、本発明の実施例を図面により詳細に説明する。

第１図は本発明による受信方式の一実施例を構成を示
すもので、PLLシンセサイザ方式の改良に係わる。

第１図において、21はラジオ周波数（RF）増幅器、22
は混合器23、発振器24、中間周波数（IF）増幅器25から
なるフロントエンド部、26,27は中間周波数（IF）フィ
ルタ、28は発振器バッファ、29は発振器増幅器、30はプ
リスケーラ、31はPLL部、32はマイクロコンピュータか
らなるコントローラ、33,34は安定化電源、35はアクテ
ィブフィルタ（LPF）、36はキーボード、37はアンテ
ナ、C1〜C3はコンデンサである。また上述したように、
VC1〜VC3はバリキャップダイオード、L1〜L3はコイルで
あり、VC1,L1,C1でアンテナ同調回路VC2,L2,C2で発振器
同調回路、VC3,L3,C3でラジオ周波数（RF）同調回路を
構成している。

第２図は第１図の安定化電源34及びアクティブフィル
タ35の具体的構成の一例を示すもので、安定化電源34は
ツエナーダイオードVz、コンデンサC7、抵抗R6からな
り、アクティブフィルタ35は、トランジスタQ3,Q4、抵
抗R7,R8、コンデンサC8,C9からなっている。

本発明では、PLL部31からアクティブフィルタ35を通
した電圧V_Tを同調回路のコイルの中間タップに印加し、
安定化電源を通した電源電圧Vcc（例えば10V）を同調回
路のバリキャップダイオードのカソード端子に入力して
いる。つまり、このダイオードのカソード端子の電圧を
一定にして、そのアノード端子の電圧を変化させるよう
にした。

従って、アノード・カソード間の電圧は（Vcc−２）
Ｖから（Vcc−８）Ｖに変化し、Vcc＝10Vとすれば、8V
から2Vへの変化となる。

ここで、印加電圧の変化の受信周波数について考えて
見る。

日本では、FM受信周波数ｆは76.1MHz〜89.9MHzの範囲
となっている。

従って、の関係よりバリキャップダイオードの容量値は受信周波
数が低いほど大きくなければならない。従ってバリキャ
ップダイオードに印加される電圧は低いほど受信周波数
が低くなることになる。このため、従来の印加電圧は2V
→8Vと低い電圧から高い電圧へと変化している。

しかし、本発明では、その関係が逆転してしまうの
で、考え方を逆にする必要がある。それは、コントロー
ラ32のマイクロコンピュータのソフト処理で充分対応で
きる。すなわち、従来の方式では印加電圧2Vの時に76.1
MHzを受信し、8Vの時89.9MHzを受信するのに対し、本発
明の方式では2Vの時89.9MHzを受信し、8Vの時76.1MHzを
受信することになり、従来と逆となる。従って、実際の
表示周波数と受信周波数が異なってしまうという問題が
あるため、ソフト的に76.1MHz→89.9MHz,89.9MHz→76.1
MHzと表示周波数を入れ替えるだけでよい。

また、選局操作時、キーボード36上の選局スイッチを
操作して、マニュアルアップ／ダウン、オートチューニ
ングアップ／ダウンという機能を逆にするようにソフト
処理する必要がある。

［発明の効果］上述したように、本発明の実施例によれば、バリキャ
ップダイオードのカソード側に高レベルの電源電圧Vcc
が印加し、位相比較器の出力に応じた同調電圧をコイル
の中間タップすなわちバリキャップダイオードのアノー
ド側に印加しているので、強入力の放送電波が入っても
バリキャップダイオードに整流電流が流れず、整流電圧
が発生しない。その結果、その整流電圧で局部発振周波
数が強入力でも引き込まれず、AM抑圧度特性が向上し、
かつ、強入力での歪率が良くなり、受信性能が向上す
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による同調用制御電圧発生回路を含む受
信方式の一例の構成図、第２図は第１図の一部の具体的
構成を示す図、第３図及び第４図は従来の同調用制御電
圧発生回路を含む受信方式の構成図、第５図〜第６図は
従来の受信方式の説明図、第７図は第３図の同調電圧発
生部の具体的構成図である。 VC1〜VC3……バリキャップダイオード、 L1〜L3……コイル、 Vcc……電源電圧、 31……PLL部、 35……アクティブフィルタ。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】それぞれのカソードを互いに接続した２個
のバイキャップダイオードと並列にコイル素子を接続し
た同調回路を備えた、放送電波の受信方式において、位
相比較器の出力に応じた電圧を発生する同調電圧発生回
路の出力を上記同調回路のコイル素子の中間タップに入
力し、かつ、電源電圧を上記同調回路のバリキャップダ
イオードのカソードに印加するようにしたことを特徴と
する同調用制御電圧発生回路。