JP2514183B2

JP2514183B2 - 位相検出回路

Info

Publication number: JP2514183B2
Application number: JP60241436A
Authority: JP
Inventors: 敏幸坂本; 直堀内; 昇小島; 一三夫中川
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1985-10-30
Filing date: 1985-10-30
Publication date: 1996-07-10
Anticipated expiration: 2011-07-10
Also published as: JPS62102683A

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の利用分野〕本発明は、テレビジョン信号をディジタル画像処理す
る装置において、伝送されてきた信号の標本化クロック
の位相を検出する回路に係り、特に画像信号と同一極性
にて付加される正極同期信号からクロック位相を正確に
検出するのに好適な位相検出回路に関する。

〔発明の背景〕

テレビジョン信号を標本化し処理して伝送する方式の
一例として、エヌエイチケイ（NHK）技研月報1984年７
月における二宮による「高品位テレビの新しい伝送方式
（MUSE）」で述べられているミューズ（MUSE,Multiple
Sub−Nyquist Sampling Encoding）方式がある。ミュー
ズ方式は、画像信号を４フィールドで一巡する4:1のサ
ブナイキストサンプリングを施す事によって、帯域を約
４分の１に圧縮する伝送方式である。受信側において、
このようなサブサンプリングを施した画像信号から元の
原画像信号を画質劣化なく復現するには受信側の標本化
クロックを送信側での標本化クロック位相に正確に合わ
せなければならない。

したがって、受信側では送信側で画像信号に付加され
る同期信号から送信側の標本化クロックの位相を正確に
検出し、受信側の標本化クロックの位相を送信側と一致
するように制御する必要がある。

ミューズ方式では、画像信号と同じ極性の正極同期信
号が用いられている。第11図にミューズ方式で用いられ
ている水平同期信号波形を示す。この水平同期信号は、
１水平走査期間毎に波形が異なり、送信側における各標
本点（図中の●印）の標本値が図中のごとく規定されて
いる。なお、図中の値は標本化回路として８ビットのア
ナログ−ディジタル変換器（以下、A/D変換器と略記す
る。）を用いた場合であり、符号付コードでコード化し
た時の値である。

標本化クロックの位相は、第11図に示す水平同期信号
の標本化NO.5,6,7を結ぶ傾斜部分から検出できる。（以
下、この部分を水平同期信号の傾斜部と呼ぶ事にす
る。）次にこの水平同期信号から標本化クロックの位相を検
出する従来例を第12図により説明する。第12図最上段に
示す水平同期信号に対して標本化クロックの位相が波形
（ａ）の場合には位相が進み，波形（ｂ）の場合には位
相が一致し，波形（ｃ）の場合には位相が遅れている。
位相が一致している場合には、この水平同期信号の傾斜
部分の標本値は送り側で規定された値と一致し、その差
が０となるのに対して、位相進みの場合には規定値に対
してΔφ_１，位相遅れの場合には規定値に対してΔφ_２
の誤差が生じる。したがって、この位相誤差は受信側で
の水平同期信号の傾斜部の標本値と送り側で規定された
傾斜部の値の差で表現される。しかし、この従来の検出
方法では、極めて安定、正確な直流再生回路が必要とな
る。すなわち、位相が一致している場合に位相差を示す
標本値が０となるのは直流分が正確に再生されている場
合であり、直流再生レベルにΔνなる誤差が発生すると
位相一致時の標本値はΔνだけずれる事になり、直流再
生レベルの誤差がそのまま位相検出の誤差となって現わ
れ、正確な位相検出が難しい。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、高精度、高安定な直流再生回路を必
要とせず、正確でかつ安定にクロック位相を検出するこ
とが可能な位相検出回路を提供することにある。

〔発明の概要〕

上記の目的を達成するために、本発明では、前記水平
同期信号の波形の極性が1H（Ｈは水平走査期間を示す）
毎に反転する事に着目し、この水平同期信号の傾斜部の
標本値と1H前の水平同期信号の傾斜部の標本値との差分
を求め、この差分より最適な標本化のクロック位相を検
出する。

〔発明の実施例〕

本発明の基本的な考え方を第13図を用いて説明する。
図中において、白丸（○）印は位相一致の標本点，黒丸
（●）印は標本化クロックの位相に誤差が生じた時の標
本点である。この位相差は、黒丸（●）印の標本値と白
丸（○）印の標本値の差であり、ｍライン目ではφ₁,m
＋１ライン目では1H前のラインに対して極性が反転する
ので−φ₂となる。しかし、直流再生レベルにΔνの誤
差が生じたとすると、実際にはｍライン目からは、Δν
＋φ₁,m＋１ライン目からはΔν−φ₂なる値が得られ、
標本化クロックの位相誤差を正しく検出できない。これ
に対して、本発明では、ｍライン目の水平同期信号の傾
斜部の標本値とｍ＋１ライン目の水平同期信号の傾斜部
の標本値の差分より位相誤差の検出を行なうので、この
場合には、（Δν＋φ₁）−（Δν−φ₂）＝φ₁＋φ₂と
なり、直流分の影響は取り除かれ、位相誤差はｍライン
目とｍ＋１ライン目の位相誤差の平均値で求められる。
また、本発明の位相検出手段によると、その位相検波特
性は第14図のようになる。これは、位相周波数比較特性
として良く知られるものである。この場合、本発明の検
波特性によると±２π/480範囲内において位相誤差検
出，＋２π/480以上，−２π/480以下の範囲では自動的
に周波数誤差検出となり、本発明の位相比較回路を用い
た位相同期ループ（PLL）のプルインレンジをおよそロ
ックレンジの範囲まで拡大できる可能性がある。

また、本発明の位相検出方式によれば、前記水平同期
信号の挿入レベルが第11図に示した規定値でなくとも正
しく位相差の検出が行なえる。例えば、前記水平同期信
号が−128から０の範囲で規定されたとする。このと
き、規定値を変化させた分の値−64をΔνとして考えれ
ば容易理解できるであろう。なお、この場合の位相差検
出値にオフセットは生じず位相一致の時の検出値は０で
ある。また、この水平同期信号の振幅の規定値が異なっ
た場合にも、その振幅値に応じた検出感度で位相誤差を
正しく検出できる事は明らかであろう。

以下、本発明の実施例を図面を用いて説明する。第１
図は、本発明の一実施例を示す図である。１は入力端
子,2はA/D変換器,3は第１のサンプルホールド回路,6は1
H遅延回路,8,10は第1,第２の符号反転回路,13は第１の
加算器,15は反転回路である。

第２図は、第１図に示す実施例の処理過程の例を示す
図である。図中のφ_n-1，φ_ｎ，φ_n+1，・・・は位相誤
差を示し、Δνは直流再生の誤差を示す。第２図（ａ）
は第１のサンプルホールド回路３の出力を示す例，第２
図（ｂ）は1H遅延回路６の出力を示す例，第２図（ｃ）
は第１の符号反転回路８の出力を示す例，第２図（ｄ）
は第２の符号反転回路10の出力を示す例，第２図（ｅ）
は第１の加算器13の出力を示す例である。ミューズ信号
は入力端子１よりA/D変換器２に与えられ、Ｎビットの
ディジタル信号に量子化される。第１のサンプルホール
ド回路３は、1H周期の第１のサンプルホールドパルス４
のタイミングにてディジタル信号化したミューズ信号の
中から水平同期信号の傾斜部の標本値のみを抜き取る。
このサンプルホールド回路３は、ディジタル的に標本値
を保持するものであり、例えばＤ−フィリップフロップ
Ｎ個で構成できる。このサンプルホールド回路３の出力
５は、第２図（ａ）のような水平同期信号の傾斜部の標
本値列となる。この標本値列は1H遅延回路６と第１の符
号反転回路８へ入力される。1H遅延回路６は、１標本点
だけ標本値を遅らせるもので、例えばサンプルホールド
回路３と同様にＤ−フィリップフロップＮ個で構成でき
る。この1H遅延回路６の出力は、第２図（ｂ）に示すも
のとなり、第２の符号反転回路10へ入力される。第1,第
２の符号反転回路8,10は2H周期の制御パルス９によって
各々の入力の標本値列の符号を1Hおきに反転させるもの
である。例えば、第１の符号反転回路８は第２図（ａ）
のような標本値列の入力を、制御パルス９によって第２
図（ｃ）にように符号を反転する。第２の符号反転回路
10は、反転回路15で制御パルス９を反転したパルスを制
御信号とし、第２図（ｂ）のような標本値列の入力の符
号を反転し、第２図（ｄ）のような標本値列を出力す
る。この第1,第２の符号反転回路8,10は，制御パルス９
の符号1,0に応じて入力信号を反転、またはそのままで
出力すればよいので、例えば排他的論理和回路（EX−O
R）Ｎ個を用い、各々の排他的論理和回路の一方の入力
に入力信号の各ビットを、他方の入力に制御パルス９を
与える事で構成できる。この符号反転回路8,10の出力1
1,12は第１の加算器13の入力となり、第１の加算器13の
出力から第２図（ｅ）に示すような位相誤差に応じた標
本値が得られる。このように、本実施例によれば、直流
再生誤差の影響は無視でき、標本化クロックの位相誤差
に応じた標本値の検出が可能となる。さらに、信号処理
が水平走査周期（ミューズ方式では約33kHz）で可能と
なり回路の低速化が図れ、回路が簡単となる。

次に本発明の他の実施例を第３図に示す。16は第１の
減算器,18は第３の符号反転回路であり、その他はほぼ
第１図の実施例と同じである。第４図は、第３図に示す
実施例の処理過程の例を示す図である。第４図（ａ）は
第１のサンプルホールド回路３の出力を示す例，第４図
（ｆ）は1H遅延回路６の出力を示す例，第４図（ｇ）は
第１の減算器16の出力を示す例，第４図（ｈ）は第３の
符号反転回路18の出力を示す例である。先の実施例同様
に、ミューズ信号は、入力端子１よりA/D変換器２に与
えられ、Ｎビットのディジタル信号に量子化される。第
１のサンプルホールド回路３は、1H周期のサンプルホー
ルドパルス４のタイミングでディジタル信号化したミュ
ーズ信号の中から水平同期信号の傾斜部の標本値のみを
抜き取り、前記水平同期信号の傾斜部の標本値の標本値
列を出力する。この標本値列は、第４図（ａ）のように
なり、1H遅延回路６と第１の減算器16の入力となる。ま
た、この第１の減算器16のもう一方の入力には、第４図
（ｆ）に示す1H遅延回路６の出力が与えられる。このよ
うに第１の減算器16の入力として、第４図（ａ），
（ｆ）が与えられたとすると、この減算器16の出力17
は、第４図（ｇ）のように直流再生誤差Δνは除去さ
れ、1H毎に検出した位相誤差の符号が反転したものが現
われる。第３の符号反転回路18は、第１の減算器16の出
力17の符号を2H周期の制御パルス９によって反転し、第
４図（ｈ）のように検出位相誤差の符号をそろえる。本
実施例のサンプルホールド回路3,1H遅延回路6,符号反転
回路18は，先の実施例と同様にＤ−フィリップフロップ
や排他的論理和回路で容易に構成できる。また、本実施
例においても先の実施例と同様に直流再生誤差の影響な
く位相誤差の検出ができる。

次に本発明の第１図および第３図とは異なる他の実施
例を第５図に示す。20は第４の符号反転回路,23は第２
の加算器であり、その他は第１図および第３図の実施例
と同じである。第６図は、第５図に示す第３の実施例処
理過程の例を示す図である。第６図（ａ）は第１のサン
プルホールド回路３の出力を示す例，第６図（ｉ）は第
４の符号反転回路20の出力を示す例，第６図（ｊ）は1H
遅延回路６の出力を示す例，第６図（ｋ）は第２の加算
器の出力を示す例である。第１のサンプルホールド回路
３は、先の実施例と同様にディジタル信号化したミュー
ズ信号の中から水平同期信号の傾斜部の標本点を第６図
（ａ）のように1H周期のサンプルホールドパルス４のタ
イミングにて抜き取り出力する。第４の符号反転回路20
は、この第１のサンプルホールド回路３の出力５を2H周
期の制御パルス９によって、1Hおきに前記出力５の符号
を反転させ、第６図（ｉ）のようになり、1H遅延回路６
と第２の加算器23の入力となる。この第２の加算器23の
もう一方の入力には、1H遅延回路６の出力が与えられ
る。このように、第４の符号反転回路20の入力として第
６図（ａ）のような標本値列が与えられた時、第６図
（ｉ），（ｊ）が第２の加算器23の入力となり、第６図
（ｋ）が第２の加算器23の出力に現われ、検出した位相
誤差には直流再生誤差の影響がなくなる。したがって、
本実施例においても先の実施例と同様に正確な位相誤差
の検出ができる。なお、本実施例のサンプルホールド回
路3,1H遅延回路6,符号反転回路20も先の実施例と同様に
Ｄ−フィリップフロップ，排他的論理和回路にて容易に
構成できる。

次に、本発明の前記以外の他の実施例を第７図に示
す。26,27は第2,第３のサンプルホールド回路,32は第２
の減算器、29は1H遅延回路であり、その他は第１図の実
施例と同じである。第８図は、第７図の第４の実施例の
処理過程の例を示す図であり、第８図（１）はA/D変換
器２の出力を示す例，第８図（ｍ）は第２のサンプルホ
ールド回路26の出力を示す例，第８図（ｎ）は第３のサ
ンプルホールド回路27の出力を示す例，第８図（ｏ）は
第２の引算器32の出力を示す例である。

第１図の実施例と同様、A/D変換器２でディジタル化さ
れた第８図（ｌ）のミューズ信号25は、第2,第３のサン
プルホールド回路26,27へ入力される。この第２のサン
プルホールド回路26は、ディジタル信号化したミューズ
信号の中から2H周期のサンプルホールドパルス28のタイ
ミングで第８図（ｍ）のように水平同期信号の傾斜部の
標本値を1Hおきに抜き取る。また、第３のサンプルホー
ルド回路27は、サンプルホールドパルス28を1H遅延回路
29にて1H位相をずらしたタイミングで、第２のサンプル
ホールド回路26で抜き取らなかったラインの水平同期信
号の傾斜部分の標本値を第８図（ｎ）のように抜き取
る。すなわち、各々のサンプルホールド回路で、水平同
期信号波形の極性の合ったものを別々にサンプルホール
ドする。第2,第３のサンプルホールド回路26,27の出力3
0,31は、第２の減算器32の入力となり、この第２の減算
器32の出力から位相差を検出する。このように、第2,第
３のサンプルホールド回路26,27の入力として第８図
（ｌ）のような標本値列が与えられた場合、これらの出
力30,31には第８図（ｍ），（ｎ）が出力され、第２の
減算器32の出力として第８図（ｏ）が得られる。このよ
うに検出された位相誤差には直流再生誤差の影響がなく
なる。本実施例では、符号反転回路を要さずに先の実施
例と同様な位相誤差の検出が実現できる。なお、本実施
例のサンプルホールド回路26,27,1H遅延回路29も先の実
施例と同様にＤ−フィリップフロップにて容易に構成で
きる。

次に、本発明の位相差検出方式による位相同期回路の
一例を第９図に示す。34は本発明の位相検出方式による
位相誤差検出器,35はフレーム同期検出器,37は電圧制御
発振器（以下VCOと略記する。）39はタイミング発生器
である。この位相同期回路には、先に述べた本発明の位
相検出方式の全ての実施例が適用できる。ミューズ信号
は、入力端子１からA/D変換器２へ入力され、A/D変換器
２は、VCO37からの標本化クロック38にて駆動され、ミ
ューズ信号をディジタル化する。このディジタル化され
たミューズ信号は、位相誤差検出器34,フレーム同期検
出器35へ入力される。位相誤差検出器34は、本発明の位
相検出の原理に従い標本化クロック38の位相誤差を検出
し、位相誤差情報を帰還するループ制御により、VCO37
の標本化クロックを送信側での標本化位相に位相ロック
させることができる。

ミューズ信号には、水平同期信号の他にフレーム同期
情報として１フレームに２ライン第10図に示すようなフ
レームパルスなる正極同期信号が多重されている。フレ
ーム同期検出器35は、ディジタル化したミューズ信号内
におけるフレームパルスのパターンから、水平，垂直の
基準となる第10図に示すフレームパルス点の標本点を検
出し、フレーム同期パルス36としてタイミング発生器39
へ導く。タイミング発生器39は標本化クロック38で駆動
され、フレーム同期パルス36によって与えられる初期位
相と同期した標本点単位のタイミング信号を発生し、位
相誤差検出器34へ導く。

このフレーム同期パルス36は、標本点の単位について
まで規定された信号であるので、前記タイミング発生器
39より出力されるタイミングパルスは、水平同期信号の
傾斜部の標本点を正確にとらえることが可能となる。な
お、このタイミング発生器39の出力として、位相誤差検
出器34に本発明の位相検出方式の第１図，第３図，第５
図の実施例を適用する場合には、1H周期のサンプルホー
ルドパルス４と2H周期の制御パルス９が、第７図の実施
例を適用する場合には、2H周期のサンプルホールドパル
ス９が用いられる。

また、ミューズ方式の伝送信号形式では、音声情報が
垂直帰線期間に多重されているが、例えば多重する情報
量の都合から音声多重期間の水平同期信号が取り除かれ
たとすると、位相同期回路の誤動作がおこる。このよう
な場合には、音声多重期間で位相誤差情報を音声多重期
間直前の値をホールドするか、位相誤差ゼロの値にして
VCOへ帰還させることで誤動作が防止できる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、直流再生誤差の影響を受けることな
く正確に位相検出が実現できるので、画質の向上が図れ
る。また、本発明による位相検出回路によると第14図の
ような位相周波数比較特性が得られ、この位相検出回路
を用いた位相同期ループのプルインレンジをおよそロッ
クレンジの範囲にまで拡大する可能性がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例を示すブロック図，第２
図は第１の実施例の処理過程の例を示す模式図，第３図
は本発明の第２の実施例を示すブロック図，第４図は第
２の実施例の処理過程の例を示す模式図，第５図は本発
明の第３の実施例を示すブロック図，第６図は第３の実
施例の処理過程の例を示す模式図，第７図は本発明の第
４の実施例を示すブロック図，第８図は第４の実施例の
処理過程の例を示す模式図，第９図は本発明の位相差検
出方式を用いた位相同期回路の一例を示すブロック図，
第10図、第11図は正極同期信号の例を示す波形図，第12
図は位相差検出の一例を示す波形図，第13図は本発明の
位相差検出の原理を示す波形図，第14図は本発明の位相
検波特性を示す特性図である。１……入力端子,2……A/D変換器,3,26,27……第1,第2,
第３のサンプルホールド回路,6……1H遅延回路,8,10,1
8,20……第1,第2,第3,第４の符号反転回路,13,23……第
1,第２の加算器,16,32……第1,第２の引算器。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】映像信号の極性と同じ極性で、かつ少なく
とも２標本化周期にわたる波形傾斜部を有する正極同期
信号を、有するテレビジョン信号を入力する位相検出回
路において、前記テレビジョン信号を取込みディジタル化して出力す
るアナログ−ディジタル変換回路（２）と、ディジタル化した前記テレビジョン信号より、前記正極
同期信号の波形傾斜部における標本点の標本値を１水平
走査周期で抜取るサンプル・ホールド回路（３または2
6）と、前記サンプル・ホールド回路で得られる前記波形傾斜部
における標本点の標本値を入力され、１水平走査期間遅
延して出力する信号遅延手段（６または27,29）と、前記サンプル・ホールド回路で得られた標本値と前記信
号遅延手段で遅延された標本値との差を求める減算手段
（8,10,13または16,18または20,23または32）と、を具備し、前記アナログ−ディジタル変換回路において
前記テレビジョン信号をA/D変換するに際し標本化した
際の標本化位相誤差を、前記減算手段から得るようにし
たことを特徴とする位相検出回路。