JP2023036968A

JP2023036968A - 昇圧整流器

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Publication number: JP2023036968A
Application number: JP2023001360A
Authority: JP
Inventors: ジャン、ヨンテク; Yungtaek Jang; クマール、ミシャ; Kumar Misha; サディレック、トーマス; Sadilek Tomas; バルボサ、ピーター; Barbosa Peter
Original assignee: Taida Electronic Industry Co Ltd; Delta Electronics Inc
Current assignee: Taida Electronic Industry Co Ltd; Delta Electronics Inc
Priority date: 2020-09-28
Filing date: 2023-01-06
Publication date: 2023-03-14
Also published as: TW202213919A; JP7389090B2; JP2022055358A; EP3975403A1; US11211872B1; CN114362565A; TWI776690B

Abstract

【課題】ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を行い、フィードフォワード信号を入力してスイッチング周波数を調整することで、低入力電流の全高調波歪（ＴＨＤ）を実現する単相入力電圧で動作する昇圧整流器及び非線形補償信号に応じて動作する制御回路を提供する。。【解決手段】単相入力電圧で動作するように構成された昇圧整流器３００は、入力段３０５と、スイッチングコンバータ段３１０と、出力段３２０と、デカップリング段３１５と、制御回路３５０と、を備える。入力段は、第１端子及び第２端子と、入力フィルタコンデンサＣ１、Ｃ２と、を備える。スイッチングコンバータ段は、入力端子と、第１相端子及び第２相端子と、整流回路と、インダクタ回路と、第１スイッチＳ１及び第２スイッチＳ２と、相出力コンデンサＣＲと、を有する。【選択図】図３

Description

本発明は、力率改善（ＰＦＣ）を備えたフロントエンド整流器に関するものである。より具体的には、本発明は、ソフトスイッチングを備えた単相ＰＦＣ整流器に関するものである。

航空業界では、電力負荷と電源特性は、ＤＯ－１６０規格（ｈｔｔｐｓ：／／ｗｗｗ．ｒｔｃａ．ｏｒｇ／ｃｏｎｔｅｎｔ／ｐｕｂｌｉｃａｔｉｏｎｓ）で規制されており、航空機用電力機器に対する厳しい高調波規制を規定している。さらに、最新の航空機用配電システムでは、搭載されている発電機の性能を向上させたり、搭載されている受動素子（例えば、トランスやフィルタ）を小型化したりするために、最大８００Ｈｚのライン周波数が使用されている。例えば、非特許文献１～３を参照されたい。

Technology for the more and all electric aircraft of the future, by P. Wheeler, published in 2016 IEEE International Conference on Automatica (ICA-ACCA), Curico, 2016, pp. 1-5 Advances in AC-DC power conversion topologies for More Electric Aircraft, by B. Sarlioglu, published in 2012 IEEE Transportation Electrification Conference and Expo (ITEC), Dearborn, MI, 2012, pp. 1-6 Recent Advances of Power Electronics Applications in More Electric Aircrafts, by J. He et al., published in AIAA/IEEE Electric Aircraft Technologies Symposium (EATS), Cincinnati, OH, 2018, pp. 1-8 A Simple Digital DCM Control Scheme for Boost PFC Operating in Both CCM and DCM, by S. F. Lim et alius, published in IEEE Transactions on Industry Applications, vol. 47, no. 4, pp. 1802-1812, July-Aug. 2011 Digital control for improved efficiency and reduced harmonic distortion over wide load range in boost PFC rectifiers, by F. Chen et alius, published in IEEE Trans. Power Electron., vol. 25, no. 10, pp. 2683-2692, Oct. 2010 Dynamic Strategy for Efficiency Estimation in a CCM-Operated Front-End PFC Converter for Electric Vehicle Onboard Charger, by J. Lu et al., published in IEEE Transactions on Transportation Electrification, vol. 3, no. 3, pp. 545-553, Sept. 2017 Performance Evaluation of Bridgeless PFC Boost Rectifier s, by L. Huber, et al., in IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 23, no. 3, pp. 1381-1390, May 2008 Review of GaN totem-pole bridgeless PFC, by Q. Huang et alius, published in CPSS Transactions on Power Electronics and Applications, vol. 2, no. 3, pp. 187-196, Sept. 2017 Design of GaN-Based MHz Totem-Pole PFC Rectifier, by Z. Liu et al., published in IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, vol. 4, no. 3, pp. 799-807, Sept. 2016 Application of GaN devices for 1 kW server power supply with integrated magnetics, by F. C. Lee et al., published in CPSS Transactions on Power Electronics and Applications, vol. 1, no. 1, pp. 3-12, Dec. 2016 GaN-based high frequency totem-pole bridgeless PFC design with digital implementation, by L. Xue et al., published in 2015 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), Charlotte, NC, 2015, pp. 759-766

米国特許第８６８７３８８号明細書米国特許出願公開第２０１５／０２２９２２５号明細書

図１は、従来の電流連続モード（ＣＣＭ）で動作するＰＦＣ昇圧整流器を示している。このＰＦＣ昇圧整流器は、約３～５ｋＨｚの帯域幅と低い全高調波歪（ＴＨＤ）を持つ能動入力電流成形制御方式により、５０または６０Ｈｚのライン周波数に最適化されている。８００Ｈｚのライン周波数で同様の電流成形性能を達成するためには、電流成形制御の帯域幅を約５０ｋＨｚにする必要がある。しかしながら、ハードスイッチングのＣＣＭＰＦＣ昇圧整流器では、要求効率や熱性能を満たすように、スイッチング周波数が１００ｋＨｚ以下で動作するように設計されているものが多く、このような広帯域の電流成形制御方式を実現することは難しい。非特許文献４～７を参照されたい。

図２は、従来のトーテムポール型ブリッジレスＰＦＣ整流器に、電流臨界モードで動作するワイドバンドギャップ（ＷＢＧ）デバイスを搭載したものを示している。そのようなＰＦＣ整流器の例が非特許文献８～１０に開示されている。

ＰＦＣ昇圧整流器で低ＴＨＤを実現するためには、昇圧インダクタ電流とライン入力電圧の両方のゼロクロッシングを、大幅な遅延なく適切に検出する必要がある。しかしながら、既存の電流検出技術では、伝播遅延のある市販のゲートドライバや処理速度の限られたデジタルコントローラに適用した場合、ライン周波数８００ＨｚでＴＨＤ５％以下の性能を実現することはできない。非特許文献１１を参照されたい。

特許文献１（発明者Y. Jang et al. タイトル"Three-phase soft-switched PFC rectifier" ２０１４年４月１日登録）では、３相入力電圧アプリケーションで動作するＰＦＣ整流器を開示している。Ｊａｎｇ氏の整流器は、広帯域で能動電流成形制御方式を追加することなく、高いライン周波数においても、３相入力電圧に対して良好な力率と低ＴＨＤを実現している。このようなＰＦＣ整流器では、３相入力源のニュートラルラインがＰＦＣ整流器から絶縁されていると、３相入力接続部から電力を供給できても、入力電流に含まれるトリプレン高調波（３次高調波と３次高調波の奇数倍）が３相入力接続部を流れることができない。その結果、ＰＦＣ整流器のトリプレン高調波電流は、入力フィルタコンデンサを循環し、入力ポートに反射しないため、ＰＦＣ整流器に良好な力率が得られる。しかしながら、単相システムで動作する場合、ニュートラル接続部がなければ電力を供給することができない。従って、ＰＦＣ整流器のトリプレン高調波電流が単相入力ポートのニュートラルラインを流れるため、単相システムの力率が悪くなる。

本開示は、単相入力電圧で動作する昇圧整流器と、非線形補償信号に応じて動作する制御回路を提供する。昇圧整流器は、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を行い、フィードフォワード信号を入力してスイッチング周波数を調整することで、低入力電流の全高調波歪（ＴＨＤ）を実現する。

本発明の一実施形態によれば、単相入力電圧で動作するように構成された昇圧整流器であって、入力段と、スイッチングコンバータ段と、出力段と、デカップリング段と、制御回路とを備え、前記入力段は、（ｉ）前記単相入力電圧を受ける前記第１及び第２端子と、（ｉｉ）第１及び第２入力フィルタコンデンサとを備え、前記スイッチングコンバータ段は、（ａ）前記入力段の前記第１及び第２端子に結合された入力端子と、（ｂ）第１及び第２相端子とを有し、前記スイッチングコンバータ段は、（ｉ）前記入力端子と前記第１及び第２相端子との間に結合された整流回路と、（ｉｉ）前記入力端子と前記第１及び第２相端子との間に結合された第１及び第２昇圧インダクタを備えるインダクタ回路と、（ｉｉｉ）直列接続された第１及び第２スイッチと、（ｉｖ）前記第１及び第２相端子との間に接続された相出力コンデンサとを有し、前記スイッチングコンバータ段の前記第１及び第２スイッチは、前記第１及び第２スイッチの間にコモン端子を備えており、前記コモン端子は、前記入力段の前記第１及び第２入力フィルタコンデンサによって、それぞれ前記入力段の前記第１及び第２端子に結合されており、前記出力段は、前記相出力コンデンサに蓄積されたエネルギーを出力負荷へ伝達するように構成され、前記デカップリング段は、前記スイッチングコンバータ段と前記出力段との間を高インピーダンスでデカップリングするように構成され、前記制御回路は、（ｉ）前記単相入力電圧の大きさと、（ｉｉ）前記出力負荷にかかる電圧、又は、前記出力負荷に流れる電流と、から得られる非線形補償信号に応じて前記第１及び第２スイッチを動作させるように構成される、昇圧整流器が提供される。

本発明の一実施形態によれば、非線形補償回路を備えたＰＦＣ電流不連続モード（ＤＣＭ）昇圧整流器は、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）と５％以下の入力電流ＴＨＤの両立を可能にする。非線形補償回路は、ＰＦＣＤＣＭ昇圧整流器の入力電圧と出力電圧の両方から得られるフィードフォワード信号と、出力電圧のフィードバック制御信号を合成したものである。広帯域で能動電流成形制御方式を追加することなく低ＴＨＤが実現できるため、本発明のＰＦＣ昇圧整流器は、高周波ライン電圧アプリケーション（例えば、航空産業）に適している。結果として得られる効率は、高い力率（ＨＰＦ）に繋がる。また、本発明のＰＦＣＤＣＭ昇圧整流器は、コモンモードノイズが低減されている。

本発明は、以下の詳細な説明と添付図面とを合わせて検討すれば、より理解される。

図１は、従来の電流連続モード（ＣＣＭ）で動作するＰＦＣ昇圧整流器を示している。このＰＦＣ昇圧整流器は、約３～５ｋＨｚの帯域幅と低い全高調波歪（ＴＨＤ）を持つ能動入力電流成形制御方式により、５０または６０Ｈｚのライン周波数に最適化されている。図２は、従来のトーテムポール型ブリッジレスＰＦＣ整流器に、電流臨界モードで動作するワイドバンドギャップ（ＷＢＧ）デバイスを搭載したものを示している。図３は、本発明の一実施形態における、ＺＶＳで動作する昇圧整流器３００を示している。図４は、本発明の一実施形態における、昇圧整流器３００の動作を説明するための回路図４００を示している。図５Ａは、本発明の一実施形態における、スイッチＳ_１およびＳ_２の共通のスイッチング周期の様々な区分における回路図４００の位相段を示している。図５Ｂは、本発明の一実施形態における、スイッチＳ_１およびＳ_２の共通のスイッチング周期の様々な区分における回路図４００の位相段を示している。図５Ｃは、本発明の一実施形態における、スイッチＳ_１およびＳ_２の共通のスイッチング周期の様々な区分における回路図４００の位相段を示している。図５Ｄは、本発明の一実施形態における、スイッチＳ_１およびＳ_２の共通のスイッチング周期の様々な区分における回路図４００の位相段を示している。図５Ｅは、本発明の一実施形態における、スイッチＳ_１およびＳ_２の共通のスイッチング周期の様々な区分における回路図４００の位相段を示している。図５Ｆは、本発明の一実施形態における、スイッチＳ_１およびＳ_２の共通のスイッチング周期の様々な区分における回路図４００の位相段を示している。図５Ｇは、本発明の一実施形態における、スイッチＳ_１およびＳ_２の共通のスイッチング周期の様々な区分における回路図４００の位相段を示している。図５Ｈは、本発明の一実施形態における、スイッチＳ_１およびＳ_２の共通のスイッチング周期の様々な区分における回路図４００の位相段を示している。図５Ｉは、本発明の一実施形態における、スイッチＳ_１およびＳ_２の共通のスイッチング周期の様々な区分における回路図４００の位相段を示している。図６は、本発明の一実施形態における、図５Ａ～図５Ｉのスイッチング周期中の様々な電力段の主要な波形を示している。図７は、非線形補償信号が適用されていない（すなわち、乗算器３６４で非線形補償項２Ｖ_ＣＲ－Ｖ_{ＡＣ，ＲＭＳ}ｓｉｎωｔを１に設定する）場合の、入力ライン電圧Ｖ_ＡＣの正の半周期にわたる、（ｉ）昇圧整流器３００のピーク入力電流７０１および平均入力電流７０２、ならびに（ｉｉ）対応するスイッチング周波数ｆ_Ｓを示している。図８は、本発明の一実施形態における、非線形補償信号（すなわち、乗算器３６４で信号Ｇに非線形補償項２Ｖ_ＣＲ－Ｖ_{ＡＣ，ＲＭＳ}ｓｉｎωｔを乗算する）を適用した場合の、入力ライン電圧Ｖ_ＡＣの正の半周期にわたる、（ｉ）昇圧整流器３００のピーク入力電流７０３および平均入力電流７０４、ならびに（ｉｉ）対応するスイッチング周波数ｆ_Ｓを示している。図９は、本発明の一実施形態における、昇圧整流器９００を示しており、この昇圧整流器９００は、直列接続されたスイッチＳ_１とＳ_２との間のコモンノードＮと、直列接続された出力コンデンサＣ_Ｏ１とＣ_Ｏ２との間の別のコモンノードとの間にブロッキングコンデンサＣ_Ｂを有する点で、図３の昇圧整流器３００とは異なる。図１０は、本発明の一実施形態における、昇圧整流器１０００を示しており、この昇圧整流器１０００は、フルブリッジ構成のダイオードＤ_１～Ｄ_４を含む整流回路の下流に昇圧インダクタＬ_１およびＬ_２を有する点で、図３の昇圧整流器３００とは異なる。図１１は、本発明の一実施形態における、絶縁された出力段にトランスＴＲを有する昇圧整流器１１００を示している。図１２は、本発明の一実施形態における、フルブリッジ構成のスイッチＳ_１～Ｓ_４によって動作する昇圧整流器１２００を示している。図１３は、本発明の一実施形態における、共振インダクタＬ_Ｒと共振コンデンサＣ_Ｒ１及びＣ_Ｒ２を備えたハーフブリッジの共振型回路において、スイッチＳ_１及びＳ_２によって動作する昇圧整流器１３００を示している。図１４は、本発明の一実施形態における、共振インダクタＬ_Ｒと共振コンデンサＣ_Ｒを備えたフルブリッジの共振型回路において、スイッチＳ_１およびＳ_４によって動作する昇圧整流器１４００を示している。

以下の実施形態を参照しながら本発明をより具体的に説明する。以下の本発明の好ましい実施形態の説明は、例示及び説明のみを目的として本明細書に提示されることに留意されたい。網羅的であること、又は開示された正確な形式に限定されることは意図されていない。

図３は、本発明の一実施形態における、ＺＶＳで動作する昇圧整流器３００を示している。図３に示すように、昇圧整流器３００は、入力段３０５、スイッチングコンバータ段３１０、デカップリング段３１５、制御回路３５０、出力段３２０を含む。入力段３０５は、単相入力電圧源Ｖ_ＡＣと入力フィルタコンデンサＣ_１、Ｃ_２を含む。スイッチングコンバータ段３１０は、入力電圧源Ｖ_ＡＣの一方の端子と整流回路の一方の入力端子との間にそれぞれ結合された昇圧インダクタＬ_１およびＬ_２を含む。本実施形態では、整流回路は、フルブリッジ整流器としてフルブリッジ構成で接続されたダイオードＤ_１、Ｄ_２、Ｄ_３、Ｄ_４を含む。また、スイッチングコンバータ段３１０は、フライングコンデンサＣ_Ｒ（本明細書では「相出力コンデンサ」とも呼ぶ）と、それらの間にコモン端子（電気的にはコモンノードＮ）を有する直列接続のスイッチＳ_１およびＳ_２を含む。フライングコンデンサＣ_Ｒと直列接続されたスイッチＳ_１およびＳ_２の両方が、スイッチングコンバータ段３１０の相端子（ここでは整流回路の出力端子）の両端に接続されている。入力フィルタコンデンサＣ_１及びＣ_２は、それぞれ入力電圧源Ｖ_ＡＣの一方の端子と、スイッチＳ_１およびＳ_２との間のコモンノードＮとの間に接続されている。デカップリング段３１５は、スイッチングコンバータ段３１０の出力端子のコモンモードノイズ、すなわちコンデンサＣ_Ｒの両端のコモンモードノイズを出力段３２０から分離する結合インダクタＬ_Ｃを含む。出力段３２０は、直列接続された出力フィルタコンデンサＣ_Ｏ１及びＣ_Ｏ２を含み、それらの間のコモン端子はノードＮに電気的に接続されている。直列接続された出力フィルタコンデンサＣ_Ｏ１及びＣ_Ｏ２の間のコモンノードは、入力フィルタコンデンサＣ_１及びＣ_２の間のコモンノードに結合される。図３では、整流器３００の出力電圧Ｖ_Ｏが、抵抗Ｒで表される抵抗出力負荷の両端に印加されている。本実施形態では、昇圧整流器３００は、ＰＦＣＤＣＭの昇圧整流器である。

入力フィルタコンデンサＣ_１及びＣ_２は、入力電圧源Ｖ_ＡＣのピークと谷との間の中間電圧（例えば、入力電圧源Ｖ_ＡＣの振幅の１／２）をコモンノードＮに供給する。この構成では、コモンポイントＮの電圧は、昇圧インダクタＬ_１およびＬ_２の２つの電流を分離する。すなわち、インダクタＬ_１の電流は、コンデンサＣ_１の両端にかかる相電圧Ｖ_ＡＮにのみ依存し、インダクタＬ_２の電流は、コンデンサＣ_２の両端にかかる相電圧Ｖ_ＢＮにのみ依存する。本実施形態では、相電圧Ｖ_ＡＮおよびＶ_ＢＮは、実質的に等しい大きさであるが、極性は反対である。具体的には、入力電圧源Ｖ_ＡＣの正の半周期の間にスイッチＳ_１を閉じると、入力フィルタコンデンサＣ_１は、直列接続されたインダクタＬ_１とスイッチＳ_１に電流を流す。同様に、入力電圧源Ｖ_ＡＣの負の半周期の間にスイッチＳ_２を閉じると、入力フィルタコンデンサＣ_２は、直列接続されたインダクタＬ_２とスイッチＳ_２に電流を流す。スイッチＳ_１を開くと、インダクタＬ_１に蓄えられたエネルギーがフライングコンデンサＣ_Ｒへ送られる。同様に、スイッチＳ_２を開くと、インダクタＬ_２に蓄えられたエネルギーがフライングコンデンサＣ_Ｒへ送られる。

各スイッチング周期の関連部分にわたって、コモンノードＮの端子とフライングコンデンサＣ_Ｒの各端子との間の急激な電圧変化（すなわち、大きな電圧変化率（ｄＶ／ｄｔ））から生じる許容できないコモンモード電磁干渉（ＥＭＩ）ノイズを低減するように、結合インダクタＬ_Ｃは，フライングコンデンサＣ_Ｒを出力段３２０から分離する。この構成では、出力コモンモードノイズは、スイッチＳ_１、Ｓ_２とフライングコンデンサＣ_Ｒを含む比較的小さな回路またはループに含まれるため、非常に低くなる。さらに、結合インダクタＬ_Ｃが出力段３２０とスイッチＳ_１，Ｓ_２との間のインピーダンスを提供することにより、複数の並列整流器の間での並列化やインターリーブ動作が可能となる（すなわち、複数のスイッチングコンバータ段を同一の出力段にデカップリング段で並列結合することができる）。

図３は、フィードフォワード信号と出力電圧フィードバック制御信号を組み合わせた制御回路３５０のブロック図である。フィードフォワード信号は、ＰＦＣＤＣＭ昇圧整流器３００の入力電圧と出力電圧の両方から得られる。フィードフォワード信号は、出力負荷とは無関係に、所定の方法で制御システムを操縦するように応答する。一方、フィードバック制御信号は、出力負荷に応じて制御システムを応答させる。一実施形態では、制御回路３５０は、（ｉ）単相入力電圧の大きさ、及び、（ｉｉ）出力負荷にかかる電圧、又は、出力負荷に流れる電流から得られる非線形補償信号に応じて、スイッチＳ_１及びＳ_２を動作させるコントローラ及びゲートドライバ回路を含む。

図３に示すように、制御回路３５０は、非線形補償回路３５５を含み、この非線形補償回路３５５は、スケーリングされた整流電圧ｋ｜｜Ｖ_ＡＣ｜｜を提供するように、スケール及び整流回路３６１で入力電圧Ｖ_ＡＣを受け取り、整流し、スケーリングする。そして、スケールされた整流電圧ｋ｜｜Ｖ_ＡＣ｜｜は、出力電圧Ｖ_Ｏとスケール回路３６２からの出力から得られるスケールされた出力電圧２ｋＶ_Ｏから加算器３６３で減算される。加算器３６３は、電圧差ｋ（２Ｖ_Ｏ－｜｜Ｖ_ＡＣ｜｜）を表す非線形補償項を提供する。そして、この非線形補償項は、乗算器３６４で、増幅器及び補償器３６０からの補償信号Ｇと乗算される。信号Ｇは、出力電圧Ｖ_Ｏに基づいてフィードバック制御信号から得られる。補償信号Ｇと非線形補償項の積（非線形制御信号）により、電圧制御発振器Ｖ_ＣＯが駆動され、スイッチＳ_１、Ｓ_２を制御するゲート信号が生成される。スイッチＳ_１とＳ_２のゲート信号は、非線形制御信号と、電圧制御発振器Ｖ_ＣＯの実質的に一定の利得との積に比例するスイッチング周期Ｔ_Ｓを持つ、デューティサイクルが約５０％の交互の重なり合わないパルスである。このようにして、制御回路３５０は、ＰＦＣＤＣＭ昇圧整流器３００において、能動電流成形制御方式を用いずに、低ＴＨＤと望ましいＨＰＦの両方を提供することができる。本実施形態では、非線形補償回路３５５は、制御回路３５０の一部であるコントローラに統合されている。一実施形態では、非線形補償回路３５５は、昇圧整流器３００の入力電圧および出力電圧の両方から得られるフィードフォワード信号を出力電圧フィードバック制御信号と組み合わせて、出力信号を生成するように適合され、制御回路３５０は、非線形補償回路３５５の出力信号に応じて、スイッチＳ_１およびＳ_２を動作させるように適合されている。いくつかの実施形態では、非線形補償回路３５５は、コントローラに組み込まれていてもよいし、制御回路３５０の一部として組み込まれていてもよい。他のいくつかの実施形態では、非線形補償回路３５５と制御回路３５０を別々に設けてもよい。

図４は、本発明の一実施形態における、ＰＦＣＤＣＭ昇圧整流器３００の動作を説明するための回路図４００を示している。スイッチＳ_１とＳ_２は、ライン周波数よりもかなり高い共通のスイッチング周波数を持っているので、入力フィルタコンデンサＣ_１とＣ_２、フライングコンデンサＣ_Ｒ、および出力フィルタコンデンサＣ_Ｏ１とＣ_Ｏ２のリップル電圧は無視できると考えられ、これらにかかる電圧は、それぞれ一定の電圧Ｖ_ＡＮ、Ｖ_ＢＮ、Ｖ_ＣＲ、Ｖ_Ｏ１、Ｖ_Ｏ２で表すことができる。図４では、導体状態において、半導体スイッチＳ_１とＳ_２は、この分析ではその出力容量が無視されていないにもかかわらず、実質的に抵抗がゼロであるとみなされる（すなわち、短絡とみなされる）。さらに、図４では、結合インダクタＬ_Ｃを、磁化インダクタンスＬ_ＭとリークインダクタンスＬ_ＬＫ１、Ｌ_ＬＫ２を持つ２巻線理想トランスとしてモデル化している。コンデンサＣ_Ｒの両端の平均電圧は、電圧Ｖ_Ｏ１とＶ_Ｏ２の和である出力電圧Ｖ_Ｏに実質的に等しいため、コンデンサＣ_Ｒは定電圧源Ｖ_ＣＲとしてモデル化されている。図４では、電流と電圧の基準方向は、Ｖ_ＡＣ＞０、Ｖ_ＡＮ＞０、Ｖ_ＢＮ＜０の半周期区間に対応している。

図５Ａ～５Ｉは、本発明の一実施形態における、スイッチＳ_１およびＳ_２の共通のスイッチング周期の様々な区分における回路図４００の位相段を示している。図６は、本発明の一実施形態における、図５Ａ～図５Ｉのスイッチング周期中の様々な電力段の主要な波形を示している。図６では、スイッチＳ_１及びＳ_２のゲート信号がそれぞれＳ_１、Ｓ_２というラベル付けがされている。同様に、定数Ｌ_１とＬ_２も、それぞれ昇圧インダクタＬ_１とＬ_２のインダクタンス値を表している。Ｖ_Ｓ１、Ｖ_Ｓ２、Ｖ_ＬＣは、それぞれ第１スイッチＳ_１、第２スイッチＳ_２、結合インダクタＬ_Ｃの電圧を表している。ｉ_Ｓ１とｉ_Ｓ２は、それぞれ第１スイッチＳ_１と第２スイッチＳ_２を流れる電流を表している。

図６に示すように、スイッチＳ_１とＳ_２のゲート信号は重なり合わず、互いに実質的に１８０°オフセットしており、一方のスイッチが開いてから他方のスイッチが閉じるまでの間（例えば、時刻Ｔ_１とＴ_３の間）に短いデッドタイムがあることで、スイッチＳ_１とＳ_２の両方でＺＶＳを実現することができる。本発明のＰＦＣＤＣＭ昇圧整流器では、入出力電圧の範囲が変化してもＺＶＳを維持できるように、可変スイッチング周波数制御方式を採用している。このように、可変スイッチング周波数制御方式では、スイッチング周波数が低いほど負荷が高い、または入力電圧が低いことに対応し、スイッチング周波数が高いほど負荷が軽い、または入力電圧が高いことに対応している。本発明のＰＦＣＤＣＭ昇圧整流器は、不必要な高周波動作を避けるために、非常に軽い負荷やゼロ負荷では、制御されたバーストモードやパルススキップモードで動作してもよい。

図５Ａおよび図６に示すように、時刻Ｔ_０とＴ_１の間の期間、スイッチＳ_２が開いている間、および閉じたスイッチＳ_１が時刻Ｔ_１で開く直前に、昇圧インダクタＬ_１のインダクタ電流ｉ_Ｌ１は、Ｖ_ＡＮ／Ｌ_１で実質的に与えられる速度でスイッチＳ_１を通って流れ、時刻Ｔ_１でピーク値Ｉ_Ｌ１ｐｋに達し、式１のように近似される。ここでＶ_ＡＮは入力フィルタコンデンサＣ_１の両端の相電圧、Ｔ_Ｓは共通のスイッチング周期である。時刻Ｔ_１でスイッチＳ_１が開き、時刻Ｔ_２でスイッチＳ_２が閉じるまでのデッドタイムは、スイッチング周期Ｔ_Ｓに比べて短いため、式１はＴ_１とＴ_２の間の時間を考慮していない。時刻Ｔ_０とＴ_１の間、リークインダクタンスＬ_ＬＫ１に起因する出力電流ｉ_Ｏ１は式２で表される速度で減少し、リークインダクタンスＬ_ＬＫ２に起因する出力電流ｉ_Ｏ２は式３で表される速度で増加する。ここで、Ｖ_ＣＲはフライングコンデンサＣ_Ｒの両端の電圧である。磁化インダクタンスＬ_Ｍに印加される磁化電流ｉ_Ｍは、出力電流ｉ_Ｏ１とｉ_Ｏ２の差で与えられる。この実施形態では、磁化インダクタＬ_Ｍは十分に大きいので、結合インダクタＬ_Ｃのリップル電流は、ＰＦＣＤＣＭの動作に有意な方法で影響を及ぼさない。

図４に示すように、結合インダクタＬ_Ｃの２つの巻線は、出力電流ｉ_Ｏ１とｉ_Ｏ２のそれぞれの差動電流による磁束を相殺するので、磁化インダクタンスＬ_Ｍはコアの小さなギャップで飽和することなく供給される。

図５Ｂは、本発明の一実施形態における、スイッチＳ_１およびＳ_２のスイッチング周期の時刻Ｔ_１およびＴ_２の間における回路図４００の位相段を示している。時刻Ｔ_１にスイッチＳ_１が開くと、昇圧インダクタＬ_１のインダクタ電流ｉ_Ｌ１がスイッチＳ_１の出力容量Ｃ_ＯＳＳ１を充電し始める。スイッチＳ_１とＳ_２の両端の電圧の和がフライングコンデンサＣ_Ｒの電圧Ｖ_ＣＲに拘束されるため、スイッチＳ_１とＳ_２の出力容量Ｃ_ＯＳＳ１とＣ_ＯＳＳ２は、それぞれほぼ同じ速度で充放電する。時刻Ｔ_２で、スイッチＳ_２の出力容量Ｃ_ＯＳＳ２が完全に放電されるので、スイッチＳ_２の反平行ダイオードが導通し始める。

図５Ｃは、本発明の一実施形態における、スイッチＳ_１およびＳ_２のスイッチング周期の時刻Ｔ_２およびＴ_３の間における回路図４００の位相段を示している。図６に示すように、時刻Ｔ_２で、スイッチＳ_２のボディダイオードが順方向バイアスされると、インダクタ電流ｉ_Ｌ２は直線的に大きさが増し始める。時刻Ｔ_３では、スイッチＳ_２がＺＶＳで閉じ、スイッチＳ_２にはインダクタ電流ｉ_Ｌ２が流れ始める。

図５Ｄは、本発明の一実施形態における、スイッチＳ_１およびＳ_２のスイッチング周期の時刻Ｔ_３およびＴ_４の間における回路図４００の位相段を示している。スイッチＳ_２には、インダクタ電流ｉ_Ｌ２が流れ続ける。昇圧インダクタＬ_１の電流ｉ_Ｌ１は、時刻Ｔ_４でゼロに減少する。

ＤＣＭ動作を維持するために、時刻Ｔ_３とＴ_４の期間は、スイッチング周期Ｔ_Ｓの１／２以下に保たれており、その結果、インダクタ電流ｉ_Ｌ１は、下降するよりも遅い速度で上昇する。このスイッチング方式では、フライングコンデンサＣ_Ｒの両端の最低電圧Ｖ_{ＣＲｍｉｎ}は、最低値Ｖ_Ｏｍｉｎとなることから、式４で表される。ここで、Ｖ_ＡＮＰＫは、入力フィルタコンデンサＣ_１の両端のピーク相電圧を表し、Ｖ_{ＡＣ，ＲＭＳ}は入力電圧Ｖ_ＡＣの２乗平均平方根（ＲＭＳ）値である。時刻Ｔ_２からＴ_４の間は、インダクタ電流ｉ_Ｌ１とｉ_Ｌ２が逆方向に流れるため、スイッチＳ_２を流れる平均電流は個々の電流よりも小さくなり、結果的に電力損失が減少する。

図５Ｅは、本発明の一実施形態における、スイッチＳ_１およびＳ_２のスイッチング周期の時刻Ｔ_４およびＴ_５の間における回路図４００の位相段を示している。時刻Ｔ_４とＴ_５の間で、インダクタ電流ｉ_Ｌ２がスイッチＳ_２を流れ続け、Ｖ_ＢＮ／Ｌ_２の速度で増加し、時刻Ｔ_５でピーク値Ｉ_Ｌ２ｐｋに達し、それはおよそ式５で表される。ここで、Ｖ_ＢＮは、入力フィルタコンデンサＣ_２の両端の相電圧である。式１と式５から、インダクタのインダクタンスＬ_１とＬ_２が実質的に等しい場合、インダクタ電流ｉ_Ｌ１とｉ_Ｌ２のピーク値は、それぞれ対応する相電圧に比例することがわかる。

図５Ｆは、本発明の一実施形態における、スイッチＳ_１およびＳ_２のスイッチング周期の時刻Ｔ_５およびＴ_６の間における回路図４００の位相段を示している。時刻Ｔ_５で、スイッチＳ_２が開くので、インダクタ電流ｉ_Ｌ２がスイッチＳ_２の出力容量Ｃ_ＯＳＳ２の充電と、スイッチＳ_１の出力容量Ｃ_ＯＳＳ１の放電が開始される。

図５Ｇは、本発明の一実施形態における、スイッチＳ_１およびＳ_２のスイッチング周期の時刻Ｔ_６およびＴ_７の間における回路図４００の位相段を示している。時刻Ｔ_６で、スイッチＳ_１の出力容量Ｃ_ＯＳＳ１が完全に放電され、その反平行ダイオードが導通し始める。それと同時に、スイッチＳ_１がＺＶＳで閉じることがある。図６に示すように、時刻Ｔ_７でスイッチＳ_１が閉じる。

図５Ｈは、本発明の一実施形態における、スイッチＳ_１およびＳ_２のスイッチング周期の時刻Ｔ_７およびＴ_８の間における回路図４００の位相段を示している。スイッチＳ_１が閉じると、増加しているインダクタ電流ｉ_Ｌ１が、インダクタ電流ｉ_Ｌ２と逆方向にスイッチＳ_１を流れ、インダクタ電流ｉ_Ｌ１とｉ_Ｌ２の差に実質的に等しい電流がスイッチＳ_１を流れる。

図５Ｉは、本発明の一実施形態における、スイッチＳ_１およびＳ_２のスイッチング周期の時刻Ｔ_８およびＴ_９の間における回路図４００の位相段を示している。時刻Ｔ_８で、インダクタ電流ｉ_Ｌ２はゼロになる。新たなスイッチング周期は、スイッチＳ_１が開く時刻Ｔ_９に開始される。

図６に示すように、スイッチＳ_１またはＳ_２が閉じると、それに伴う相電圧が、フルブリッジ整流器の導通ダイオードを介して、接続された昇圧インダクタＬ_１またはＬ_２に印加される。逆に、スイッチＳ_１またはＳ_２が開くと、フライングコンデンサＣ_Ｒにかかる電圧Ｖ_ＣＲよりも低い相電圧が、接続されている昇圧インダクタＬ_１またはＬ_２に印加され、その昇圧インダクタに流れる電流ｉ_Ｌ１またはｉ_Ｌ２がゼロになるまで、その相電圧が維持される。したがって、スイッチング周期Ｔ_Ｓでの平均インダクタ電流＜Ｉ_ＡＶＧ＞_ＴＳは、式６で与えられる。ここで、Ｌは昇圧インダクタＬ_１とＬ_２の実質的に等しいインダクタンスで、ωはライン電圧の角周波数である。ＰＦＣを実現するためには、スイッチング周期Ｔ_Ｓが２Ｖ_ＣＲ－Ｖ_{ＡＣ，ＲＭＳ}ｓｉｎωｔ、または、式７に比例することが好ましい。ここでＫは定数である。このようなスイッチング周波数では、式６は、式８になる。

スイッチング周期Ｔ_ＳにおけるインダクタンスＬと、フライングコンデンサＣ_Ｒの両端にかかる電圧Ｖ_ＣＲは、ともに実質的に一定であるため、平均インダクタ電流＜Ｉ_ＡＶＧ＞_ＴＳは、入力電圧に比例する（式９）。

図３に戻ると、加算器３６３からの出力信号は、実質的に式７の非線形補償項２Ｖ_ＣＲ－Ｖ_{ＡＣ，ＲＭＳ}ｓｉｎωｔである。そのため、スイッチＳ_１およびＳ_２のゲート信号は、式７の非線形補償項２Ｖ_ＣＲ－Ｖ_{ＡＣ，ＲＭＳ}ｓｉｎωｔに比例したスイッチング周期Ｔ_Ｓを持つ。これにより、ＰＦＣＤＣＭ昇圧整流器３００は、能動電流成形制御方式がなくても、自動的にＰＦＣを実現する。

図７は、非線形補償信号が適用されていない場合（すなわち、乗算器３６４で非線形補償項２Ｖ_ＣＲ－Ｖ_{ＡＣ，ＲＭＳ}ｓｉｎωｔを１に設定する場合）の、入力ライン電圧Ｖ_ＡＣの正の半周期にわたる、（ｉ）ＰＦＣＤＣＭ昇圧整流器３００のピーク入力電流７０１および平均入力電流７０２、ならびに（ｉｉ）対応するスイッチング周波数ｆ_Ｓを示している。スイッチング周波数ｆ_Ｓは１／Ｔ_Ｓに等しい。

図８は、本発明の一実施形態における、非線形補償信号を適用した場合（すなわち、乗算器３６４で信号Ｇに非線形補償項２Ｖ_ＣＲ－Ｖ_{ＡＣ，ＲＭＳ}ｓｉｎωｔを乗算する場合）の、入力ライン電圧Ｖ_ＡＣの正の半周期にわたる、（ｉ）ＰＦＣＤＣＭ昇圧整流器３００のピーク入力電流７０３および平均入力電流７０４、ならびに（ｉｉ）対応するスイッチング周波数ｆ_Ｓを示している。図８に示すように、スイッチング周波数ｆ_Ｓは、式７の非線形補償項に応じて、入力電圧Ｖ_ＡＣと出力電圧Ｖ_Ｏによって変化する。

本発明の範囲内であれば、多くの変形や変更が可能である。例えば、図９は本発明のＰＦＣＤＣＭ昇圧整流器９００を示しているが、図３のＰＦＣＤＣＭ昇圧整流器３００との違いは、直列接続されたスイッチＳ_１およびＳ_２との間のコモンノードＮと、直列接続された出力フィルタコンデンサＣ_Ｏ１およびＣ_Ｏ２との間のコモンノードとの間にブロッキングコンデンサＣ_Ｂを有する点である。本実施形態では、出力段３２０の直列接続された出力フィルタコンデンサＣ_Ｏ１及びＣ_Ｏ２との間のコモン端子と、スイッチングコンバータ段３１０の直列接続されたスイッチＳ_１及びＳ_２との間のコモン端子が、ブロッキングコンデンサＣＢで接続されている。ブロッキングコンデンサＣ_Ｂは、コモンノードＮと、出力フィルタコンデンサＣ_Ｏ１及びＣ_Ｏ２との間のコモンノードを流れる低周波電流を大幅に減衰させる。ブロッキングコンデンサＣ_Ｂは、出力フィルタコンデンサＣ_Ｏ１およびＣ_Ｏ２のそれぞれよりも相対的にはるかに小さい容量を持つことができる。

図１０は、本発明のＰＦＣＤＣＭ昇圧整流器１０００を示しているが、図３のＰＦＣＤＣＭ昇圧整流器３００との違いは、昇圧インダクタＬ_１及びＬ_２がダイオードＤ_１～Ｄ_４のフルブリッジ整流器の下流にある点である。

図１１は、本発明の一実施形態における、その絶縁された出力段にＴＲを有するＰＦＣＤＣＭ昇圧整流器１１００を示している。図１１に示すように、トランスＴＲは、スイッチングコンバータ段の第１スイッチＳ_１と第２スイッチＳ_２との間のコモン端子に接続されたセンタータップ付きの１次巻線を含む。ＰＦＣＤＣＭ昇圧整流器１１００は、図３のＰＦＣＤＣＭ昇圧整流器３００の結合インダクタＬＣを、１次巻線と２次巻線のそれぞれに仮想グランドを設けるようにセンタータップされたＴＲに置き換えたものである。ブロッキングコンデンサＣ_Ｂ１、Ｃ_Ｂ２は、１次巻線の各端子とスイッチングコンバータ段の相端子を接続する。整流器Ｄ_Ｏ１とＤ_Ｏ２は、仮想グランドを設けるようにセンタータップされたトランスＴＲの２次巻線と直列接続される。本実施形態の出力段は、更に出力ＬＣフィルタを含んでいてもよく、この出力ＬＣフィルタは、図１１に示すように、整流器Ｄ_Ｏ１およびＤ_Ｏ２と出力抵抗負荷Ｒとの間に結合された、出力インダクタＬ_Ｏおよび出力コンデンサＣ_Ｏを含んでいてもよい。

図１２は、本発明の一実施形態における、フルブリッジ構成のスイッチＳ_１～Ｓ_４によって動作するＰＦＣＤＣＭ昇圧整流器１２００を示している。ＰＦＣＤＣＭ昇圧整流器１２００では、絶縁トランスＴＲの１次巻線とブロッキングコンデンサＣ_Ｂを含む直列回路が、スイッチＳ_１とＳ_２との間のコモンノードと、スイッチＳ_３とＳ_４との間のコモンノードをそれぞれ接続している。図３のＰＦＣＤＣＭ昇圧整流器３００と比較して、スイッチＳ_３、Ｓ_４を追加してスイッチＳ_１、Ｓ_２とフルブリッジ構成にすることで、より高い電力変換を実現している。

図１３は、本発明の一実施形態における、共振インダクタＬ_Ｒと共振コンデンサＣ_Ｒ１、Ｃ_Ｒ２を備えたハーフブリッジの共振型回路において、スイッチＳ_１、Ｓ_２によって動作するＰＦＣＤＣＭ昇圧整流器１３００を示している。ＰＦＣＤＣＭ昇圧整流器１３００では，絶縁トランスＴＲの１次巻線が、コモンノードＮとスイッチングコンバータ段の各相端子との間にＬＣ回路を形成するように、コモンノードＮと直列接続された共振コンデンサＣ_Ｒ１，Ｃ_Ｒ２との間のコモンノードとの間で、インダクタＬ_Ｒと直列接続されている。本実施形態において、共振型回路によってスイッチングコンバータ段の相端子に接続される１次巻線を持つトランスＴＲはデカップリング段を形成する。一般に、このような共振型回路は、１つまたは複数の共振インダクタと１つまたは複数の共振コンデンサを含むことができる。この共振型回路は，図１３に示すように、スイッチングコンバータ段の相端子、直列接続された共振コンデンサＣ_Ｒ１とＣ_Ｒ２のコモン端子、およびトランスＴＲの１次巻線に接続された直列接続の共振コンデンサＣ_Ｒ１とＣ_Ｒ２を含む。したがって、図１３の例に示すように、トランスＴＲは、その１次巻線が共振型回路を介して相端子に接続されており、この回路は、１つ以上の共振インダクタと１つ以上の共振コンデンサを含んでいてもよい。

図１４は、本発明の一実施形態における、共振インダクタＬ_Ｒと共振コンデンサＣ_Ｒを備えたフルブリッジの共振型回路において、スイッチＳ_１、Ｓ_２、Ｓ_３、Ｓ_４によって動作するＰＦＣＤＣＭ昇圧整流器１４００を示している。ＰＦＣＤＣＭ昇圧整流器１４００では、絶縁トランスＴＲの１次巻線が、コモンノードＮとスイッチングコンバータ段の各相端子との間にＬＣ回路を形成するように、絶縁トランスＴＲの１次巻線が，コモンノードＮと直列接続されたスイッチＳ_３，Ｓ_４との間のコモンノードとの間で，インダクタＬ_Ｒおよび共振コンデンサＣ_Ｒと直列接続されている。

本発明のＰＦＣＤＣＭ整流整流器は、直列、並列、ＬＬＣ、ＬＣＣまたはＬＬＣＣ共振回路として、または任意の適切な組み合わせであるかどうかにかかわらず、任意の共振型タンク回路で動作することができる。

したがって、この詳細な説明によれば、本発明の昇圧整流器は、非線形補償項を組み込んだフィードフォワード信号を出力電圧フィードバック制御信号に組み込むことにより、ゼロ電圧スイッチング、５％以下の入力電流全高調波歪，および調整されたスイッチング周波数を実現することができる。広帯域で能動電流成形制御方式を追加することなく、低ＴＨＤが実現できるため、ＨＰＦの効率化が図られる。少なくとも１つの実施形態では、非線形補償項は、入力電圧と出力電圧の両方から得られる。さらに、本開示のＰＦＣＤＣＭ昇圧整流器は、コモンモードノイズが低減されている。

上記詳細な説明は、本発明の特定の実施形態を説明するために提供されるものであり、限定することを意図していない。本発明は、添付の特許請求の範囲に記載されている。

Claims

単相入力電圧で動作するように構成された昇圧整流器であって、
入力段と、スイッチングコンバータ段と、出力段と、デカップリング段と、制御回路とを備え、
前記入力段は、（ｉ）前記単相入力電圧を受ける前記第１及び第２端子と、（ｉｉ）第１及び第２入力フィルタコンデンサとを備え、
前記スイッチングコンバータ段は、（ａ）前記入力段の前記第１及び第２端子に結合された入力端子と、（ｂ）第１及び第２相端子とを有し、
前記スイッチングコンバータ段は、
（ｉ）前記入力端子と前記第１及び第２相端子との間に結合された整流回路と、
（ｉｉ）前記入力端子と前記第１及び第２相端子との間に結合された第１及び第２昇圧インダクタを備えるインダクタ回路と、
（ｉｉｉ）直列接続された第１及び第２スイッチと、
（ｉｖ）前記第１及び第２相端子との間に接続された相出力コンデンサとを有し、
前記スイッチングコンバータ段の前記第１及び第２スイッチは、前記第１及び第２スイッチの間にコモン端子を備えており、前記コモン端子は、前記入力段の前記第１及び第２入力フィルタコンデンサによって、それぞれ前記入力段の前記第１及び第２端子に結合されており、
前記出力段は、前記相出力コンデンサに蓄積されたエネルギーを出力負荷へ伝達するように構成され、
前記デカップリング段は、前記スイッチングコンバータ段と前記出力段との間を高インピーダンスでデカップリングするように構成され、
前記制御回路は、（ｉ）前記単相入力電圧の大きさと、（ｉｉ）前記出力負荷にかかる電圧、又は、前記出力負荷に流れる電流と、から得られる非線形補償信号に応じて前記第１及び第２スイッチを動作させるように構成される、昇圧整流器。
請求項１に記載の昇圧整流器であって、
前記整流回路は、フルブリッジ構成で接続された第１、第２、第３、及び第４ダイオードで構成される、昇圧整流器。
請求項１に記載の昇圧整流器であって、
前記第１及び第２昇圧インダクタは、それぞれ前記入力段の前記第１及び第２端子を前記整流回路へ接続する、昇圧整流器。
請求項１に記載の昇圧整流器であって、
前記整流回路は、それぞれ前記入力段の前記第１及び第２端子を前記第１及び第２昇圧インダクタへ接続する、昇圧整流器。
請求項１に記載の昇圧整流器であって、
前記出力段は、直列接続された第１及び第２出力コンデンサを備え、
前記第１及び第２出力コンデンサは、前記第１及び第２出力コンデンサの間にコモン端子を有し、
前記出力段の前記第１及び第２出力コンデンサの間の前記コモン端子と、前記スイッチングコンバータ段の前記第１及び第２スイッチの間の前記コモン端子とが接続される、昇圧整流器。
請求項５に記載の昇圧整流器であって、
ブロッキングコンデンサを更に備え、
前記出力段の前記第１及び第２出力コンデンサの間の前記コモン端子と、前記スイッチングコンバータ段の前記第１及び第２スイッチの間の前記コモン端子とが、前記ブロッキングコンデンサによって接続される、昇圧整流器。
請求項１に記載の昇圧整流器であって、
前記デカップリング段は結合インダクタを備える、昇圧整流器。
請求項１に記載の昇圧整流器であって、
前記デカップリング段は、センタータップ付きの１次巻線を有するトランスを備え、
前記デカップリング段の前記１次巻線は、前記スイッチングコンバータ段の前記第１及びと第２スイッチとの間の前記コモン端子に接続されている、昇圧整流器。
請求項１に記載の昇圧整流器であって、
前記デカップリング段は、１次巻線を有するトランスを備え、
前記デカップリング段の前記１次巻線は、前記スイッチングコンバータ段の前記第１及び第２相端子へ、共振型回路によって接続されている、昇圧整流器。
請求項９に記載の昇圧整流器であって、
前記共振型回路は、１つ以上の共振型インダクタと１つ以上の共振型コンデンサを備える、昇圧整流器。
請求項１０に記載の昇圧整流器であって、
前記共振型回路は、前記スイッチングコンバータ段の前記第１及び第２相端子間に接続された直列接続された共振コンデンサを備え、前記直列接続された共振コンデンサは、前記トランスの前記１次巻線に結合されたコモン端子を有する、昇圧整流器。
請求項１に記載の昇圧整流器であって、
前記スイッチングコンバータ段に直列接続された第３及び第４スイッチを更に備え、
前記第３及び第４スイッチは、前記第３及び第４スイッチの間にコモン端子を有し、
前記デカップリング段は、１次巻線を有するトランスを有し、
前記デカップリング段の前記１次巻線は、前記スイッチングコンバータ段の前記第１及び第２スイッチの間の前記コモン端子と、前記スイッチングコンバータ段の前記第３及び第４スイッチの間の前記コモン端子との間に接続されている、昇圧整流器。
請求項１２に記載の昇圧整流器であって、
共振型回路を更に備え、
前記共振型回路は、前記トランスの前記１次巻線に結合され、且つ、前記スイッチングコンバータ段の前記第１及び第２スイッチとの間の前記コモン端子と、前記スイッチングコンバータ段の前記第３及び第４スイッチとの間の前記コモン端子との間に結合される、昇圧整流器。
請求項１に記載の昇圧整流器であって、
前記デカップリング段は、前記出力段の仮想グランドとなるセンタータップ付きの２次巻線を有するトランスを備える、昇圧整流器。
請求項１に記載の昇圧整流器であって、
前記単相入力電圧の大きさは、前記単相入力電圧の２乗平均平方根の値を含む、昇圧整流器。
請求項１に記載の昇圧整流器であって、
前記制御回路は、前記非線形補償信号に基づいて、前記第１及び第２スイッチの共通のスイッチング周期を決定する、昇圧整流器。
請求項１６に記載の昇圧整流器であって、
前記スイッチング周期は、前記非線形補償信号に基づいて電圧制御発振器を駆動する制御信号によって調整される、昇圧整流器。
請求項１７に記載の昇圧整流器であって、
前記制御信号は、前記非線形補償信号と、前記出力負荷にかかる前記電圧又は前記出力負荷に流れる前記電流に基づくフィードバック信号との積である、昇圧整流器。
請求項１に記載の昇圧整流器であって、
前記制御回路は、前記昇圧整流器の入出力電圧から得られるフィードフォワード信号と、出力電圧フィードバック制御信号とを合成する、昇圧整流器。
請求項１に記載の昇圧整流器であって、
非線形補償回路を更に備え、
前記非線形補償回路は、前記第１及び第２スイッチを動作させるために用いられる出力信号を生成するように、前記昇圧整流器の入出力電圧の両方から得られるフィードフォワード信号と、出力電圧フィードバック制御信号とを合成する、昇圧整流器。