CN114362565A - 升压整流器 - Google Patents

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Abstract

本案提供一种升压整流器，接收单相输入电压，且包含输入级、切换式转换级、输出级、解耦级以及控制电路。输入级接收单相输入电压且包含第一及第二输入滤波电容。切换式转换级耦接于输入级且包含整流电路、电感电路、串接的第一及第二开关和相输出电容。第一及第二开关之间具有公共点。输出级架构于将相输出电容中所存储的能量传递至输出负载。解耦级架构于在切换式转换级与输出级间进行高阻抗解耦。控制电路架构于依据非线性补偿信号控制第一及第二开关的运行，其中非线性补偿信号是由单相输入电压的大小及输出负载上的电压或电流所推得。

Description

升压整流器
技术领域
本案是关于一种具功率因数校正(power factor correction,PFC)功能的前端整流器，尤指一种软开关切换的单相PFC整流器。
背景技术
在航空工业中，电力负载及电源特性由DO-160标准(https://www.rtca.org/ content/publications)所规范，该标准具体规范了对于机载电力设备的严格谐波限制。此外，现代机载配电系统使用高达800Hz的线频率来提高机载发电机的性能并减小机载被动元件(例如变压器及滤波器)的尺寸。以下文献可供参考：(i)“Technology for the moreand all electric aircraft of the future,”by P.Wheeler,published in 2016IEEEInternational Conference on Automatica(ICA-ACCA),Curico,2016,pp.1-5；(ii)“Advances in AC-DC power conversion topologies for More Electric Aircraft,”byB.Sarlioglu,published in 2012IEEE Transportation Electrification Conferenceand Expo(ITEC),Dearborn,MI,2012,pp.1-6；and(iii)“Recent Advances of PowerElectronics Applications in More Electric Aircrafts,”by J.He et al.,publishedin AIAA/IEEE Electric Aircraft Technologies Symposium(EATS),Cincinnati,OH,2018,pp.1-8。
图1示出了现有的CCM(continuous-conduction-mode，连续导通模式)PFC升压整流器，其通过主动输入电流塑形控制方式而被优化为具有50或60Hz的线频率，其中该主动输入电流塑形方式具有约3-5kHz的带宽和较低的总谐波失真(total harmonicdistortion，THD)。若要在800Hz的线频率下实现类似的电流塑形效果，相应的电流塑形控制的带宽约为50kHz。然而实际上，由于采用硬开关切换的CCM PFC升压整流器多被设计为以100kHz或更低的开关频率运行，以满足所需的效率和热性能，因此，恐难以在以硬开关切换的CCM PFC升压整流器中实现如此大带宽的电流塑形控制方式。以下文献可供参考：(i)“A Simple Digital DCM Control Scheme for Boost PFC Operating in Both CCM andDCM,”by S.F.Lim et alius,published in IEEE Transactions on IndustryApplications,vol.47,no.4,pp.1802-1812,July-Aug.2011；(ii)“Digital control forimproved efficiency and reduced harmonic distortion over wide load range inboost PFC rectifiers,”by F.Chen et alius,published in IEEE Trans.PowerElectron.,vol.25,no.10,pp.2683–2692,Oct.2010；and(iii)“Dynamic Strategy forEfficiency Estimation in a CCM-Operated Front-End PFC Converter for ElectricVehicle Onboard Charger,”by J.Lu et al.,published in IEEE Transactions onTransportation Electrification,vol.3,no.3,pp.545-553,Sept.2017；and(iv)“Performance Evaluation of Bridgeless PFC Boost Rectifiers,”by L.Huber,etal.,in IEEE Transactions on Power Electronics,vol.23,no.3,pp.1381-1390,May2008。
图2示出了现有的图腾柱无桥PFC整流器，其中图腾柱无桥PFC整流器具有宽能隙(wide-bandgap，WBG)元件且运行在临界导通模式(critical conduction mode)。关于此种PFC整流器的实例可参考下列文献：(i)“Review of GaN totem-pole bridgeless PFC,”byQ.Huang et alius,published in CPSS Transactions on Power Electronics andApplications,vol.2,no.3,pp.187-196,Sept.2017；(ii)“Design of GaN-Based MHzTotem-Pole PFC Rectifier,”by Z.Liu et al.,published in IEEE Journal ofEmerging and Selected Topics in Power Electronics,vol.4,no.3,pp.799-807,Sept.2016；(iii)“Application of GaN devices for 1kW server power supply withintegrated magnetics,”by F.C.Lee et al.,published in CPSS Transactions onPower Electronics and Applications,vol.1,no.1,pp.3-12,Dec.2016。
为使PFC升压整流器实现较低的总谐波失真，需在不具明显延迟的条件下准确检测升压电感电流及线路输入电压的过零点。然而，当应用于具传播延迟的市售栅极驱动器和处理速度有限的市售数字控制器时，现有的电流检测技术无法在800Hz的线频率下实现低于5％的总谐波失真。以下文献可供参考：“GaN-based high frequency totem-polebridgeless PFC design with digital implementation,”by L.Xue et al.,publishedin 2015IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition(APEC),Charlotte,NC,2015,pp.759-766。
于美国公告号8,687,389的专利(发明名称为「Three-phase soft-switched PFCrectifier」)中，公开了工作于三相输入电压应用中的PFC整流器。该专利中的整流器在接收三相输入电压的情况下，即便工作于较高的线频率，仍可实现良好的功率因数及较低的总谐波失真，且无需额外的大带宽或主动电流塑形控制。在此PFC整流器中，当三相输入电源的中性线与PFC整流器相隔离时，即便通过三相输入连接来传输功率，但输入电流中的三次谐波(即第三谐波及其奇数倍谐波)并不会流过三相输入连接处。因此，PFC整流器中的三次谐波电流可流经输入滤波电容，且不会被反映在输入埠，借此可使PFC整流器具有良好的功率因数。然而，当在单相系统中工作时，若无中性线连接，则无法供电。因此，由于PFC整流器中的三次谐波电流在单相输入端处流经中性线，故将导致单相系统中的功率因数较差。
发明内容
本案的目的在于提供一种升压整流器，其是接收单相输入电压且受一控制电路控制，其中控制电路根据非线性补偿信号运行。本案的升压整流器可实现零电压切换(zero-voltage switching,ZVS)，且通过引入前馈信号来调节开关频率，据此获得较低的输入电流总谐波失真。
根据本案的一实施例，提供一种包含非线性补偿电路的功率因数校正(PFC)非连续导通模式(discontinuous-conduction-mode,DCM)升压整流器，其中非线性补偿电路可使功率因数校正(PFC)非连续导通模式(DCM)升压整流器同时实现零电压切换以及5％甚至更低的输入电流总谐波失真。非线性补偿电路将前馈信号与输出电压反馈控制信号相结合，其中前馈信号是由功率因数校正(PFC)非连续导通模式(DCM)升压整流器的输入及输出电压所推得。由于可无需额外的大带宽或主动电流塑形控制即可实现低总谐波失真，故本案的PFC升压整流器可适用于高频线电压应用中(例如航空工业)，且可据此达成高功率因数的功效。此外，本案的功率因数校正(PFC)非连续导通模式(DCM)升压整流器可降低共模噪声。
根据本案的一实施例，提供一种升压整流器，其是以单相输入电压运行，且包含输入级、切换式转换级、输出级、解耦级以及控制电路。输入级包含第一及第二端和第一及第二输入滤波电容，其中第一及第二端适于接收单相输入电压。切换式转换级具有多个输入端和第一及第二相位端，其中多个输入端耦接于输入级的第一及第二端。切换式转换级包含整流电路、电感电路、串联连接的第一及第二开关以及相输出电容。整流电路耦接于多个输入端与多个相位端之间。电感电路包含第一及第二升压电感，且耦接于多个输入端与多个相位端之间。第一及第二开关之间具有公共点，该公共点通过输入级的第一及第二输入滤波电容而分别耦接于输入级的第一及第二端。相输出电容连接于第一及第二相位端之间。输出级架构于将相输出电容中所存储的能量传递至输出负载。解耦级架构于在切换式转换级与输出级之间进行高阻抗解耦。控制电路架构于依据非线性补偿信号控制第一及第二开关的运行，其中非线性补偿信号是由单相输入电压的大小及输出负载上的电压或电流所推得。
附图说明
图1示出了现有的CCM PFC升压整流器，其通过主动输入电流塑形控制方式而被优化为具有50Hz或60Hz的线频率，其中主动输入电流塑形方式具有约3-5kHz的带宽和较低的总谐波失真。
图2示出了现有的图腾柱无桥PFC整流器，其中图腾柱无桥PFC整流器具有宽能隙元件且运行在临界导通模式。
图3示出了本案的一实施例中以零电压切换进行运行的升压整流器300。
图4为本案的一实施例的升压整流器300的运行的电路示意图400。
图5A、图5B、图5C、图5D、图5E、图5F、图5G、图5H及图5I分别示出了本案的一实施例的电路示意图400在开关S1及S2的开关周期中的不同时间段的拓扑。
图6示出了在图5A至图5I所处的开关周期中的各个功率级主要波形。
图7示出了在未施加非线性补偿信号时(即在乘法器364中将非线性补偿项2VCR-VAC,RMS sinωt设为1)，处于输入线电压VAC的正半周期间的升压整流器300的峰值输入电流701及平均输入电流702和对应的开关频率fS。
图8示出了在施加非线性补偿信号时(即在乘法器364中将非线性补偿项2VCR-VAC,RMSsinωt与信号G相乘)，处于输入电压源VAC的正半周期间的升压整流器300的峰值输入电流703及平均输入电流704和对应的开关频率fS。
图9示出了本案的一实施例的升压整流器900，其中与图3所示的升压整流器300不同的是，升压整流器900具有位于串接的开关S1及S2间的公共点N与串接的输出滤波电容CO1及CO2间的公共点之间的阻隔电容CB。
图10示出了本案的一实施例的升压整流器1000，其中与图3所示的升压整流器300不同的是，升压整流器1000具有位于整流电路的下游侧的升压电感L1及L2，该整流电路包含形成全桥结构的二极管D1至D4。
图11示出了本案的一实施例的升压整流器1100，其在隔离输出级中具有变压器TR。
图12示出了本案的一实施例的升压整流器1200，其具有形成全桥结构的开关S1至S4。
图13示出了本案的一实施例的升压整流器1300，其具有开关S1及S2，且开关S1及S2与谐振电感LR及谐振电容CR1及CR2形成半桥谐振型电路。
图14示出了本案的一实施例的升压整流器1400，其具有开关S1至S4，且开关S1至S4与谐振电感LR及谐振电容Cr形成全桥谐振型电路。
其中，附图标记说明如下：
300：升压整流器
305：输入级
310：切换式转换级
315：解耦级
350：控制电路
320：输出级
VAC：输入电压源
C1、C2：输入滤波电容
L1、L2：升压电感
D1、D2、D3、D4：二极管
CR：飞跨电容
S1、S2：开关
N：公共点
LC：耦合电感
CO1、CO2：输出滤波电容
VO：输出电压
R：电阻
VAN、VBN、VCR、VO1、VO2：电压
355：非线性补偿电路
360：放大及补偿器
361：缩放及整流电路
362：缩放电路
363：加法器
364：乘法器
G：补偿信号
VCO：压控振荡器
TS：开关周期
400：电路示意图
VS1、VS2、VLC：电压
iS1、iS2：电流
LM：励磁电感
LLK1、LLK2：漏电感
iO1、iO2：输出电流
iM：励磁电流
COSS1、COSS2：输出电容
iL1、iL2：电感电流
T0、T1、T2、T3、T4、T5、T6、T7、T8、T9：时刻
701：峰值输入电流
702：平均输入电流
fS：开关频率
703：峰值输入电流
704：平均输入电流
900：升压整流器
CB：阻隔电容
1000：升压整流器
1100：升压整流器
TR：变压器
CB1、CB2：阻隔电容
DO1、DO2：整流器
LO：输出电感
CO：输出电容
1200：升压整流器
S3、S4：开关
1300：升压整流器
LR：谐振电感
CR1、CR2：谐振电容
1400：升压整流器
Cr：谐振电容
具体实施方式
体现本案特征与优点的一些典型实施例将在后段的说明中详细叙述。应理解的是本案能够在不同的态样上具有各种的变化，其皆不脱离本案的范围，且其中的说明及图示在本质上是当作说明之用，而非架构于限制本案。
图3示出了本案的一实施例中以零电压切换进行运行的升压整流器300。如图3所示，升压整流器300包含输入级305、切换式转换级310、解耦级315、控制电路350及输出级320。输入级305包含单相输入电压源VAC及输入滤波电容C1及C2。切换式转换级310包含升压电感L1及L2，且每一升压电感均耦接于输入电压源VAC的其中一个端点与整流电路的其中一个输入端之间。于此实施例中，整流电路包含二极管D1、D2、D3及D4，其中二极管D1、D2、D3及D4以全桥架构相连接而形成全桥整流器。此外，切换式转换级310还包含飞跨电容CR(亦可称作相输出电容)及串联连接的开关S1及S2，其中开关S1及S2之间电连接有一公共点N。飞跨电容CR和串联连接的开关S1及S2均跨接于切换式转换级310的所有相位端上(于此示例中为整流电路的输出端)。输入滤波电容C1及C2分别连接于输入电压源VAC的其中一个端点与开关S1及S2的公共点N之间。解耦级315包含耦合电感LC，其中耦合电感LC将切换式转换级310的输出端间(即飞跨电容CR上)的共模噪声与输出级320相隔离。输出级320包含串联连接的输出滤波电容CO1及CO2，其中输出滤波电容CO1及CO2之间电连接有一公共点(等同于公共点N)。再者，串接的输出滤波电容CO1及CO2之间的公共点耦接于输入滤波电容C1及C2之间的公共点。于图3中，升压整流器300的输出电压VO被施加在电阻性输出负载上(以电阻R表示)。于此实施例中，升压整流器300为PFC DCM升压整流器。
输入滤波电容C1及C2在公共点N处提供介于输入电压源VAC的峰值和谷值之间的中间电压(例如为输入电压源VAC的幅值的一半)。在此架构中，公共点N上的电压可使流经升压电感L1及L2的两电流相解耦，亦即，流经升压电感L1的电流仅取决于输入滤波电容C1上的相电压VAN，流经升压电感L2的电流仅取决于输入滤波电容C2上的相电压VBN。于此实施例中，相电压VAN及VBN具有实质上相等的幅值，但两者的极性相反。具体而言，当开关S1在输入电压源VAC的正半周期间导通时，输入滤波电容C1通过串联连接的升压电感L1和开关S1传递电流。类似地，当开关S2在输入电压源VAC的负半周期间导通时，输入滤波电容C2通过串联连接的升压电感L2和开关S2传递电流。当开关S1关断时，升压电感L1中所存储的能量被传递至飞跨电容CR。同样地，当开关S2关断时，升压电感L2中所存储的能量被传递至飞跨电容CR。
在每一开关周期的特定部分中，公共点N与飞跨电容CR的各端子之间具有快速电压变化(即较大的电压变化率dV/dt)，而通过耦合电感LC将飞跨电容CR与输出级320相隔离，可减少由该快速电压变化所导致的超出可接收程度的共模电磁干扰(electromagneticinterference，EMI)噪声。于此架构中，由于输出共模噪声位于相对小电路或由开关S1和S2及飞跨电容CR所形成的回路中，故输出共模噪声极低。再者，利用耦合电感LC在输出级320与开关S1和S2之间提供阻抗，使得多个并联整流器之间的平行或交错运行成为可能(即多个切换式转换级可通过多个解耦级而并联耦接于同一输出级)。
图3还示出了控制电路350的方框示意图，其中控制电路350将前馈信号与输出电压反馈控制信号相结合。前馈信号是依据升压整流器300的输入及输出电压所得出的。前馈信号响应以预定方式操纵控制系统，而与输出负载无关。反之，反馈控制信号使控制系统响应输出负载。于一些实施例中，控制电路350包含控制器及栅极驱动电路，栅极驱动电路根据非线性补偿信号来控制开关S1及S2的运行，其中非线性补偿信号是由单相输入电压的大小及输出负载上的电压或电流所推得。其中，在本实施例中，升压整流器300可以是功率因数校正(PFC)非连续导通模式(DCM)升压整流器。
如图3所示，控制电路350包含非线性补偿电路355，其中非线性补偿电路355的缩放及整流电路361自输入电压源VAC接收输入电压，并对所接收的输入电压进行整流及以特定比例缩放，从而提供比例调整及整流后的电压k||VAC||。而后，加法器363将比例调整及整流后的电压k||VAC||减去比例调整后的输出电压2kVO，其中比例调整后的输出电压2kVO是由缩放电路362基于输出电压VO所输出。加法器363输出代表电压差的非线性补偿项k(2VO-||VAC||)。接着，乘法器364将非线性补偿项与补偿信号G相乘，其中补偿信号G由放大及补偿器360所提供。补偿信号G是基于输出电压VO而自反馈控制信号推得。补偿信号G与非线性补偿项的乘积(即为非线性控制信号)用以驱动压控振荡器VCO，其中压控振荡器VCO产生用以控制开关S1及S2的栅极信号。开关S1及S2的栅极信号为交错而互不重叠的脉冲信号，并具有近似50％的占空比，且其开关周期TS和非线性控制信号与压控振荡器VCO的实质固定增益的乘积成正比。借由上述的控制方式，控制电路350可使升压整流器300具有低总谐波失真及理想的高功率因数，且可无需采用主动电流塑形控制方式。于此实施例中，非线性补偿电路355被集成于控制器中，而控制器为控制电路350的一部分。于一些实施例中，非线性补偿电路355被用以将自升压整流器300的输入及输出电压推得的前馈信号与输出电压反馈信号相结合，并产生一输出信号，而控制电路350根据非线性补偿电路355所产生的输出信号来控制开关S1及S2的运行。于一些实施例中，非线性补偿电路355可被集成在控制器中或作为控制电路350的一部分。于另一些实施例中，非线性补偿电路355及控制电路350亦可相独立。
图4为本案的一实施例的升压整流器300的运行的电路示意图400。在开关S1及S2的共同开关频率明显高于线频率时，输入滤波电容C1和C2、飞跨电容CR及输出滤波电容CO1和CO2上的纹波电压可忽略不计，故其上的电压可分别以固定电压VAN、VBN、VCR、VO1及VO2表示。于图4中，即使未忽略开关S1和S2的输出电容，半导体开关S1和S2在导通时仍被视为具有实质为零的电阻(即被视为短路)。此外，耦合电感LC在图4中等效为包含励磁电感LM及漏电感LLK1和LLK2的双绕组理想变压器。由于飞跨电容CR上的平均电压实质上等于输出电压VO(输出电压VO等于电压VO1和VO2的和)，故飞跨电容CR可等效为固定电压VCR。于图4中，电流及电压的参考方向是对应于满足VAC>0、VAN>0及VBN<0的半周期时间段。
图5A至图5I分别示出了本案的一实施例的电路示意图400在开关S1及S2的共同开关周期中的不同时间段的拓扑。图6示出了在图5A至图5I所处的开关周期中的各个功率级主要波形。于图6中，开关S1和S2的栅极信号分别以符号“S1”和“S2”标示。类似地，常数“L1”和“L2”分别表示升压电感L1和L2的电感值。VS1、VS2及VLC分别为第一开关S1、第二开关S2及耦合电感LC上的电压，iS1及iS2分别为流经第一开关S1及第二开关S2的电流。
如图6所示，开关S1及S2的栅极信号互不重叠，并以实质为180°的角度相互错相，且在任一开关的关断时刻与另一开关的导通时刻之间具有一短暂的死区时间(例如时刻T1至T的期间)，借此，开关S1及S2均可实现零电压切换。为在输入及输出电压的变化范围内皆可维持零电压切换，本案的一实施例的升压整流器是采用一可变开关频率控制方法。在采用此可变开关频率控制方法时，低开关频率是对应于重载或低输入电压，而高开关频率则对应于轻载或高输入电压，在一实施例中，升压整流器为功率因数校正(PFC)非连续导通模式(DCM)升压整流器。本案的一实施例的升压整流器可在极轻载或零负载条件下工作于受控突发模式(controlled burst mode)或脉冲跳跃模式(pulse-skip mode)，从而避免任何非必要的高频率操作，在一实施例中，升压整流器为功率因数校正(PFC)非连续导通模式(DCM)升压整流器。
如图5A及图6所示，在时刻T0至T1期间，当在开关S2处于关断状态，且处于导通状态的开关S1尚未被关断时，升压电感L1上的电感电流iL1以实质为VAN/L1的速率流经开关S1，并在时刻T1达到峰值
Figure BDA0003281780150000101
峰值
Figure BDA0003281780150000102
可近似为：
Figure BDA0003281780150000111
其中VAN为输入滤波电容C1上的相电压，TS为共同开关周期。由于开关S1关断的时刻T1与开关S2导通的时刻T2之间的死区时间相较于开关周期TS而言较短，故等式(1)并未考虑到时刻T1至T2的时间段。在时间T0至T1期间，源自漏电感LLK1的输出电流iO1以
Figure BDA0003281780150000112
的速率降低，而源自漏电感LLK2的输出电流iO2以
Figure BDA0003281780150000113
的速率增加，其中VCR是飞跨电容CR上的电压。源自励磁电感LM的励磁电流iM可由输出电流iO1和iO2之间的差值得出。于此实施例中，励磁电感LM足够大，故可使耦合电感LC中的纹波电流不至于显著影响功率因数校正(PFC)非连续导通模式(DCM)升压整流器的运行。
如图4所示，耦合电感LC中的两个绕组分别在输出电流iO1和iO2中有对应的差分电流，且源自该差分电流的磁通量可相互抵消，进而使励磁电感LM可由磁芯中的微小气隙所提供，且不会造成饱和。
图5B示出了本案的一实施例的电路示意图400在开关S1及S2的一开关周期的时刻T1至T2期间的拓扑。当开关S1在时刻T1关断时，升压电感L1中的电感电流iL1开始为开关S1的输出电容COSS1充电。由于开关S1和S2上的电压之和受飞跨电容CR上的电压VCR所限制，故开关S1和S2的输出电容COSS1和COSS2分别以大致相同的速率进行充电和放电。在时刻T2，开关S2的输出电容COSS2完全放电，使得开关S2的反并联体二极管开始导通。
图5C示出了本案的一实施例的电路示意图400在开关S1及S2的一开关周期的时刻T2至T3期间的拓扑。如图6所示，当开关S2的体二极管在时刻T2顺偏时，电感电流iL2开始线性增加。在时刻T3，开关S2在零电压条件下导通，电感电流iL2开始流过开关S2。
图5D示出了本案的一实施例的电路示意图400在开关S1及S2的一开关周期的时刻T3至T4期间的拓扑。电感电流iL2持续流经开关S2，流经升压电感L1的电流iL1在时刻T4降为零。
为维持DCM运行，时刻T3至T4的时长需维持在小于开关周期TS的一半，使得电感电流iL1的上升速率小于下降速率。于此开关方式中，飞跨电容CR上的电压为最小电压
Figure BDA0003281780150000121
进而产生最小输出电压值
Figure BDA0003281780150000122
其中最小电压
Figure BDA0003281780150000123
可由等式(2)得出。
Figure BDA0003281780150000124
其中，
Figure BDA0003281780150000125
代表输入滤波电容C1上的峰值相电压，VAC,RMS代表输入电压VAC的均方根(root-mean-square，RMS)值。由于电感电流iL1和iL2在时刻T2至T4期间的流动方向相反，故流经开关S2的平均电流小于个别电流，导值功耗降低。
图5E示出了本案的一实施例的电路示意图400在开关S1及S2的一开关周期的时刻T4至T5期间的拓扑。在时刻T4至T5期间，电感电流iL2持续流经开关S2，并以VBN/L2的速率增加，且在时刻T5达到峰值
Figure BDA0003281780150000126
其中峰值
Figure BDA0003281780150000127
近似为：
Figure BDA0003281780150000128
其中，VBN为输入滤波电容C2上的相电压。等式(1)及(3)分别示出了电感电流iL1及iL2的峰值，且由于电感L1及L2的电感值实质上相等，故电感电流iL1及iL2的峰值分别与其对应的相电压成正比。
图5F示出了本案的一实施例的电路示意图400在开关S1及S2的一开关周期的时刻T5至T6期间的拓扑。于时刻T5，开关S2关断，使得电感电流iL2开始对开关S2的输出电容COSS2进行充电，并对开关S1的输出电容COSS1进行放电。
图5G示出了本案的一实施例的电路示意图400在开关S1及S2的一开关周期的时刻T6至T7期间的拓扑。在时刻T6，开关S1的输出电容COSS1完全放电，且开关S1的反并联体二极管开始导通。同时，开关S1在零电压条件下导通。如图6所示，开关S1在时刻T7导通。
图5H示出了本案的一实施例的电路示意图400在开关S1及S2的一开关周期的时刻T7至T8期间的拓扑。一旦开关S1导通，上升中的电感电流iL1和电感电流iL2以相反的方向流经开关S1，使得流经开关S1的电流实质上等于电感电流iL1与iL2之间的差值。
图5I示出了本案的一实施例的电路示意图400在开关S1及S2的一开关周期的时刻T8至T9期间的拓扑。于时刻T8，电感电流iL2降至零。于时刻T9，新的开关周期开始，同时开关S1关断。
如图6所示，当开关S1或S2导通时，其对应的相电压经由全桥整流器中的导电二极管而被施加在与其连接的升压电感L1或L2上。反之，当开关S1或S2关断时，其对应的相电压与飞跨电容CR上的电压VCR的电压差被施加在与其相连的升压电感L1或L2上，直至升压电感中的电流iL1或iL2达到零。开关周期TS上的平均电感电流
Figure BDA0003281780150000131
可由等式(4)得出。
Figure BDA0003281780150000132
其中L为升压电感L1及L2的实质等效电感值，ω为线电压的角频率。为实现功率因数校正，在一实施例中，开关周期TS较佳为与
Figure BDA0003281780150000134
成正比，抑或是如等式(5)所示。
TS＝K(2VCR-VAC,RMSsinωt) (5)
其中K为常数。据此开关频率，可进一步推得等式(6)。
Figure BDA0003281780150000133
由于电感L及飞跨电容CR上的电压VCR在开关周期TS期间实质上为固定的，故平均电感电流
Figure BDA0003281780150000142
与输入电压
Figure BDA0003281780150000141
成正比。
请再参阅图3。加法器363的输出信号实质上为等式(5)中的非线性补偿项2VCR-VAC,RMS sinωt。因此，开关S1和S2的栅极信号的开关周期TS正比于等式(5)中的非线性补偿项2VCR-VAC,RMS sinωt。据此，升压整流器300可无需通过主动电流塑形控制方式即可自动实现功率因数校正。在本实施例中，升压整流器300是为功率因数校正(PFC)非连续导通模式(DCM)升压整流器。
图7示出了在未施加非线性补偿信号时(即在乘法器364中将非线性补偿项2VCR-VAC,RMS sinωt设为1)，处于输入电压源VAC的正半周期间的升压整流器300的峰值输入电流701及平均输入电流702和对应的开关频率fS。开关频率fS等于1/TS。
图8示出了在施加非线性补偿信号时(即在乘法器364中将非线性补偿项2VCR-VAC,RMSsinωt与信号G相乘)，处于输入电压源VAC的正半周期间的升压整流器300的峰值输入电流703及平均输入电流704和对应的开关频率fS。如图8所示，根据等式(5)中的非线性补偿项，开关频率fS随输入电压源VAC及输出电压VO变化而变化。
本案发明内容可视实际需求而有各种可能的变化及调整。举例而言，图9示出了本案的一实施例的升压整流器900，其中与图3所示的升压整流器300不同的是，升压整流器900具有位于串接的开关S1及S2间的公共点N与串接的输出滤波电容CO1及CO2间的公共点之间的阻隔电容CB。于此实施例中，输出级320中的串接输出滤波电容CO1和CO2之间的公共点和切换式转换级310中的串接开关S1和S2之间的公共点经由阻隔电容CB而相互连接。阻隔电容CB将显著削减任何流经公共点N及输出滤波电容CO1和CO2之间的公共点的低频电流。阻隔电容CB的容值可远小于输出滤波电容CO1和CO2的容值。
图10示出了本案的一实施例的升压整流器1000，其中与图3所示的升压整流器300不同的是，升压整流器1000具有位于整流电路的下游侧的升压电感L1及L2，整流电路包含形成全桥结构的二极管D1至D4。
图11示出了本案的一实施例的升压整流器1100，其在隔离输出级中具有变压器TR。如图11所示，变压器TR包含初级侧绕组，初级侧绕组的中心分接头连接于切换式转换级的第一及第二开关S1和S2之间的公共点。升压整流器1100以变压器TR取代图3所示的升压整流器300中的耦合电感LC，其中变压器TR为中心抽头，以为初级侧绕组及次级侧绕组提供虚接地端。阻隔电容CB1和CB2将初级侧绕组的对应端点与切换式转换级的相位端相连接。整流器DO1和DO2串联连接于变压器TR的次级侧绕组，其中变压器TR为中心抽头以提供虚接地端。于此实施例中，输出级还包含一输出LC滤波器，如图11所示，输出LC滤波器可包含耦接于整流器DO1和DO2与输出电阻性负载(即电阻R)之间的输出电感LO及输出电容CO。在一实施例中，升压整流器1100为功率因数校正(PFC)非连续导通模式(DCM)升压整流器。
图12示出了本案的一实施例的升压整流器1200，其具有形成全桥结构的开关S1至S4。于升压整流器1200中，包含隔离变压器TR的初级侧绕组及阻隔电容CB的串联电路连接于开关S1和S2之间的公共点及开关S3和S4之间的公共点。相较于图3所示的升压整流器300，升压整流器1200额外包含了开关S3和S4，开关S3和S4可与开关S1和S2形成全桥架构以实现大功率转换。在本实施例中，升压整流器1200可为功率因数校正(PFC)非连续导通模式(DCM)升压整流器。
图13示出了本案的一实施例的升压整流器1300，其具有开关S1及S2，且开关S1及S2与谐振电感LR及谐振电容CR1及CR2形成半桥谐振型电路。于升压整流器1300中，隔离变压器TR的初级侧绕组串联连接于电感LR，其中电感LR位于公共点N与串联连接的谐振电容CR1和CR2间的公共点之间。借此，隔离变压器TR的初级侧绕组与电感LR形成多个LC电路，多个LC电路位于公共点N与切换式转换级的每一相位端之间。于此实施例中，变压器TR形成一解耦级，且其初级侧绕组通过谐振型电路而连接于切换式转换级的每一相位端。一般而言，谐振型电路可包含一或多个谐振电感及一或多个谐振电容。如图13所示，谐振型电路包含位于切换式转换级的各相位端之间的串接谐振电容CR1和CR2、串接谐振电容CR1和CR2之间的公共点及变压器TR的初级侧绕组。因此，于图13的示例中，变压器TR的初级侧绕组经由谐振型电路连接于切换式转换级的各相位端，其中谐振型电路可包含一或多个谐振电感及一或多个谐振电容。在本实施例中，升压整流器1300可为功率因数校正(PFC)非连续导通模式(DCM)升压整流器。
图14示出了本案的一实施例的升压整流器1400，其具有开关S1至S4，且开关S1至S4与谐振电感LR及谐振电容Cr形成全桥谐振型电路。于升压整流器1400中，隔离变压器TR的初级侧绕组串联连接于电感LR及谐振电容Cr，其中电感LR及谐振电容Cr位于公共点N与串联连接的开关S1和S2间的公共点之间。借此，隔离变压器TR的初级侧绕组与电感LR及谐振电容Cr形成一LC电路，其中LC电路位于公共点N与切换式转换级的各相位端之间。在本实施例中，升压整流器1400可为功率因数校正(PFC)非连续导通模式(DCM)升压整流器。
本案的升压整流器可采用任何形式的谐振腔电路，其可为串联或并联连接的LLC谐振电路、LCC谐振电路及LLCC谐振电路中的一种或多种的组合。
综上所述，通过结合包含非线性补偿项的前馈信号与输出电压反馈控制信号，本案的升压整流器可实现零电压切换、5％甚至更低的输入电流总谐波失真及可调开关频率。由于可以无需额外的宽带宽及主动电流塑形控制方式即可获得低总谐波失真，故可实现高功率因数的功效。于至少一实施例中，非线性补偿项同时依据输入及输出电压而推得。再者，本案的升压整流器可降低共模噪声。
须注意，上述仅是为说明本案而提出的较佳实施例，本案不限于所述的实施例，本案的范围由如附权利要求决定。且本案得由熟习此技术的人士任施匠思而为诸般修饰，然皆不脱如附权利要求所欲保护者。

Claims (20)

1.一种升压整流器，架构于以一单相输入电压运行，且包含：
一输入级，包含第一及第二端和第一及第二输入滤波电容，其中该第一及第二端适于接收该单相输入电压；
一切换式转换级，具有多个输入端和第一及第二相位端，其中该多个输入端耦接于该输入级的该第一及第二端，该切换式转换级包含：
一整流电路，耦接于该多个输入端与多个该相位端之间；
一电感电路，包含第一及第二升压电感，且耦接于该多个输入端与该多个相位端之间；
串联连接的第一及第二开关，其中该第一及第二开关之间具有一公共点，该公共点通过该输入级的该第一及第二输入滤波电容而分别耦接于该输入级的该第一及第二端；以及
一相输出电容，连接于该第一及第二相位端之间；
一输出级，架构于将该相输出电容中所存储的能量传递至一输出负载；
一解耦级，架构于在该切换式转换级与该输出级之间进行高阻抗解耦；以及
一控制电路，架构于依据一非线性补偿信号控制该第一及第二开关的运行，其中该非线性补偿信号是由该单相输入电压的大小及该输出负载上的电压或电流所推得。
2.如权利要求1所述的升压整流器，其中该整流电路包含以全桥架构相连接的第一、第二、第三及第四二极管。
3.如权利要求1所述的升压整流器，其中该第一及第二升压电感分别将该输入级的该第一及第二端连接于该整流电路。
4.如权利要求1所述的升压整流器，其中该整流电路将该输入级的该第一及第二端分别连接于该第一及第二升压电感。
5.如权利要求1所述的升压整流器，其中该输出级包含串联连接的第一及第二输出电容，且该输出级的该第一及第二输出电容之间具有一公共点，该输出级的该第一及第二输出电容之间的该公共点连接于该切换式转换级的该第一及第二开关之间的该公共点。
6.如权利要求5所述的升压整流器，还包含一阻隔电容，其中该输出级的该第一及第二输出电容之间的该公共点和该切换式转换级的该第一及第二开关之间的该公共点通过该阻隔电容而相互连接。
7.如权利要求1所述的升压整流器，其中该解耦级包含一耦合电感。
8.如权利要求1所述的升压整流器，其中该解耦级包含一变压器，该变压器包含一初级侧绕组，该初级侧绕组的一中心分接头连接于该切换式转换级的该第一及第二开关之间的该公共点。
9.如权利要求1所述的升压整流器，其中该解耦级包含一变压器，该变压器的一初级侧绕组经由一谐振型电路而连接于该切换式转换级的该多个相位端。
10.如权利要求9所述的升压整流器，其中该谐振型电路包含一或多个谐振电感及一或多个谐振电容。
11.如权利要求10所述的升压整流器，其中该谐振型电路包含连接于该切换式转换级的该第一及第二相位端之间的多个串接的谐振电容，该多个串接的谐振电容具有耦接于该变压器的初级侧绕组的一公共点。
12.如权利要求1所述的升压整流器，其中该切换式转换级还包含串联连接的第三及第四开关，该第三及第四开关之间具有一公共点，该解耦级包含一变压器，该变压器具有一初级侧绕组，该初级侧绕组连接于该切换式转换级的该第一及第二开关间的该公共点与该切换式转换级的该第三及第四开关间的该公共点之间。
13.如权利要求12所述的升压整流器，还包含一谐振型电路，其中该谐振型电路耦接于该变压器的该初级侧绕组，且位于该切换式转换级的该第一及第二开关间的该公共点与该切换式转换级的该第三及第四开关间的该公共点之间。
14.如权利要求1所述的升压整流器，其中该解耦级包含一变压器，该变压器具有一次级侧绕组，该次级侧绕组的一中心分接头为该输出级提供一虚接地端。
15.如权利要求1所述的升压整流器，其中该单相输入电压的大小包含该单相输入电压的均方根值。
16.如权利要求1所述的升压整流器，其中该控制电路根据该非线性补偿信号决定该第一及第二开关的一共同开关周期。
17.如权利要求16所述的升压整流器，其中可经由一控制信号驱动一压控振荡器而对该开关周期进行调节，该控制信号是基于该非线性补偿信号所产生。
18.如权利要求17所述的升压整流器，其中该控制信号为该非线性补偿信号与一反馈信号的乘积，该反馈信号是基于该输出负载上的电压或电流而产生。
19.如权利要求1所述的升压整流器，其中该控制电路将一前馈信号与一输出电压反馈控制信号相结合，该前馈信号是自该升压整流器的输入及输出电压推得。
20.如权利要求1所述的升压整流器，还包含一非线性补偿电路，其中该非线性补偿电路将一前馈信号与一输出电压反馈控制信号相结合，以产生用以控制该第一及第二开关的一输出信号，其中该前馈信号是自该升压整流器的输入及输出电压推得。
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