JP2023020537A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング制御の実行に伴いスイッチ部で発生する熱量の増大要求がある場合において、スイッチ部の熱量を適正に増加できる電力変換装置を提供する。【解決手段】電力変換装置は、第１スイッチＱ１で発生する熱量の増大要求があると判定した場合、増大要求がないと判定する場合よりも第１スイッチＱ１のゲート電圧を低下させる制御を行う。電力変換装置は、第１スイッチＱ１の主端子間電圧を検出する分圧抵抗体Ｒｂ１，Ｒｂ２を備えている。電力変換装置は、上記増大要求があると判定した場合において第１スイッチＱ１をオン状態にするとき、検出した主端子間電圧Ｖｓを目標値Ｖｓ＊にフィードバック制御すべく、第１スイッチＱ１のゲート電圧を操作する。目標値Ｖｓ＊は、第１スイッチＱ１のゲート電圧の変化に伴い変化する第１スイッチＱ１の主端子間電圧の範囲内に設定されている。【選択図】 図３

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

従来、電力変換装置に含まれるスイッチ部のスイッチング制御により、蓄電部から入力される電気エネルギを熱エネルギに変換し、その熱エネルギにより蓄電部を昇温することが行われている。特許文献１には、スイッチ部がオン状態にされる場合のゲート電圧を低下させ、スイッチ部のオン抵抗を増加させる電力変換装置が開示されている。オン抵抗を増加させることにより、スイッチ部の導通損が大きくなり、スイッチ部で発生する熱量を増加させることができる。発生した熱は、蓄電部の昇温に用いられる。

特許第４６６５９１１号公報

熱量を増加させる上で適正なゲート電圧は、非常に狭い電圧範囲の値であり、この電圧範囲では、ゲート電圧の単位変化量あたりのオン抵抗の変化量が大きい。ここで、熱量を増加させる上で適正なゲート電圧範囲は、スイッチ部の温度や個体差等に依存する。このため、上記適正なゲート電圧範囲に対する実際のゲート電圧のずれが小さい場合であっても、オン抵抗が想定した値に対して大きく低下してしまう懸念がある。この場合、スイッチ部で発生する熱量が大きく低下してしまう懸念がある。

本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、その主たる目的は、スイッチ部のスイッチング制御の実行に伴いスイッチ部で発生する熱量の増大要求がある場合において、スイッチ部の熱量を適正に増加できる電力変換装置を提供することである。

本発明は、入力側端子、出力側端子及びスイッチ部を有し、前記スイッチ部のスイッチング制御を行うことにより、前記入力側端子から入力される電力を前記出力側端子へと伝達する電力変換装置において、
前記スイッチング制御の実行に伴い前記スイッチ部で発生する熱量の増大要求があるか否かを判定する要求判定部と、
前記増大要求があると判定された場合、前記増大要求がないと判定される場合よりも前記スイッチ部のゲート電圧を低下させる制御を行うゲート制御部と、
前記スイッチ部の主端子間電圧を検出する電圧検出部と、を備え、
前記ゲート制御部は、前記増大要求があると判定された場合において前記スイッチ部をオン状態にするとき、検出された前記主端子間電圧を目標値にフィードバック制御すべく、前記スイッチ部のゲート電圧を操作し、
前記目標値は、前記ゲート電圧の変化に伴い変化する前記主端子間電圧の範囲内に設定されている。

熱量を増加させる上で適正なゲート電圧の範囲に対応する主端子間電圧の電圧範囲は、上記ゲート電圧の範囲よりも一般的に広い。このため、熱量を増加させる上で適正なゲート電圧の目標値に実際のゲート電圧を制御するよりも、熱量を増加させる上で適正な主端子間電圧の目標値に実際の主端子間電圧を制御する方が、スイッチ部のオン抵抗を高精度に調整できる。

この点に鑑み、本発明では、スイッチ部で発生する熱量の増大要求があると判定された場合においてスイッチ部をオン状態にするとき、電圧検出部により検出された主端子間電圧を目標値にフィードバック制御すべく、ゲート電圧が操作される。目標値は、熱量を増加させる上で適正な主端子間電圧の範囲であり、ゲート電圧の変化に伴い変化する主端子間電圧の範囲内に設定されている。以上説明した本発明によれば、スイッチ部の発熱量を適正に増加させることができる。

第１実施形態に係る電力変換装置の構成図。 制御部の処理を示す機能ブロック図。 ゲート電圧駆動部の構成図。 スイッチのゲート電圧とドレインソース間電圧との関係を示す図。 各スイッチの駆動状態等の推移を示すタイミングチャート。 本実施形態の効果を示す図。 第２実施形態に係るゲート電圧駆動部及び電圧算出部の構成図。 第３実施形態に係る電力変換装置の構成図。 第４実施形態に係る電力変換装置の構成図。 第５実施形態に係る電力変換装置の構成図。 第６実施形態に係る電力変換装置の構成図。

＜第１実施形態＞
以下、本発明に係る電力変換装置を具体化した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。本実施形態の電力変換装置は、プラグインハイブリッド自動車や電気自動車等の電動化車両に搭載される。

図１に示すように、電力変換システムは、蓄電池１０、給電対象１１、第１コンデンサ１２、第２コンデンサ１３及び電力変換装置２０を備えている。

蓄電池１０は、電力変換装置２０を介して、給電対象１１に電力を供給する。蓄電池１０は、充放電可能な２次電池であり、例えば、リチウムイオン蓄電池である。

電力変換装置２０は、第１高電位側端子ＣＨ１、第１低電位側端子ＣＬ１、第２高電位側端子ＣＨ２、第２低電位側端子ＣＬ２及びスイッチ部２１を備えている。本実施形態において、第１高電位側端子ＣＨ１及び第１低電位側端子ＣＬ１が入力側端子に相当し、第２高電位側端子ＣＨ２及び第２低電位側端子ＣＬ２が出力側端子に相当する。

スイッチ部２１は、第１フルブリッジ回路３０、第２フルブリッジ回路４０及びトランス５０を備えている。第１フルブリッジ回路３０は、第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４を備えている。第２フルブリッジ回路４０は、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８を備えている。本実施形態において、第１～第８スイッチＱ１～Ｑ８は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。

第１フルブリッジ回路３０において、第１スイッチＱ１及び第３スイッチＱ３のドレインには、第１高電位側端子ＣＨ１が接続されている。第１スイッチＱ１のソースには、第２スイッチＱ２のドレインが接続され、第３スイッチＱ３のソースには、第４スイッチＱ４のドレインが接続されている。第２スイッチＱ２及び第４スイッチＱ４のソースには、第１低電位側端子ＣＬ１が接続されている。第１高電位側端子ＣＨ１には、蓄電池１０の正極端子が接続され、第１低電位側端子ＣＬ１には、蓄電池１０の負極端子が接続されている。蓄電池１０の正極端子と負極端子との間には第１コンデンサ１２が接続されている。

第２フルブリッジ回路４０において、第５スイッチＱ５及び第７スイッチＱ７のドレインには、第２高電位側端子ＣＨ２が接続されている。第５スイッチＱ５のソースには、第６スイッチＱ６のドレインが接続され、第７スイッチＱ７のソースには、第８スイッチＱ８のドレインが接続されている。第６スイッチＱ６及び第８スイッチＱ８のソースには、第２低電位側端子ＣＬ２が接続されている。第２高電位側端子ＣＨ２と第２低電位側端子ＣＬ２との間には、給電対象１１及び第２コンデンサ１３が並列接続されている。

トランス５０は、第１コイル５０ａ及び第２コイル５０ｂを有している。第１コイル５０ａの第１端には、第１スイッチＱ１のソース及び第２スイッチＱ２のドレインが接続され、第１コイル５０ａの第２端には、第３スイッチＱ３のソース及び第４スイッチＱ４のドレインが接続されている。第２コイル５０ｂの第１端には、第５スイッチＱ５のソース及び第６スイッチＱ６のドレインが接続され、第２コイル５０ｂの第２端には、第７スイッチＱ７のソース及び第８スイッチＱ８のドレインが接続されている。

第１コイル５０ａ及び第２コイル５０ｂは、互いに磁気結合する。第１コイル５０ａの第２端に対する第１端の電位が高くなる場合、第２コイル５０ｂには、その第２端よりも第１端の電位が高くなるような誘起電圧が発生する。一方、第１コイル５０ａの第１端に対する第２端の電位が高くなる場合、第２コイル５０ｂには、その第１端よりも第２端の電位が高くなるような誘起電圧が発生する。

電力変換システムは、第１電流センサ６０、第１電圧センサ６１、第２電流センサ６２、第２電圧センサ６３及び温度センサ６４を備えている。第１電流センサ６０は、第１高電位側端子ＣＨ１を流れる第１電流Ｉ１を検出し、第１電圧センサ６１は、第１高電位側端子ＣＨ１及び第１低電位側端子ＣＬ１の端子間電圧である第１電圧Ｖ１を検出する。ここで、第１電流Ｉ１は、蓄電池１０に放電電流が流れる場合を正とし、充電電流が流れる場合を負とする。

第２電流センサ６２は、第２高電位側端子ＣＨ２を流れる第２電流Ｉ２を検出し、第２電圧センサ６３は、第２高電位側端子ＣＨ２及び第２低電位側端子ＣＬ２の端子間電圧である第２電圧Ｖ２を検出する。ここで、第２電流Ｉ２は、第２高電位側端子ＣＨ２から第５スイッチＱ５及び第７スイッチＱ７のドレイン方向へ電流が流れる場合を正とし、その逆方向に電流が流れる場合を負とする。

温度センサ６４は環境温度Ｔを検出する。ここで、本実施形態において、環境温度Ｔは昇温対象要素の温度である。昇温対象要素は、例えば、電力変換装置２０又は蓄電池１０である。

各検出値Ｉ１，Ｖ１，Ｉ２，Ｖ２，Ｔは、電力変換装置２０が備える制御部７０に入力される。制御部７０は、各検出値Ｉ１，Ｖ１，Ｉ２，Ｖ２，Ｔに基づいて、各スイッチＱ１～Ｑ８のゲートにゲート電圧Ｖｇを出力し、各スイッチＱ１～Ｑ８のスイッチング制御を実行する。

次に、本実施形態で実施される昇温制御について説明する。本実施形態では、蓄電池１０から電力変換装置２０を介して給電対象１１へと電力を伝達する場合の昇温制御について説明する。この場合、第１フルブリッジ回路３０は、入力側フルブリッジ回路に相当し、入力側スイッチとしての第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４のスイッチング制御の実行により、蓄電池１０から入力される直流電圧を交流電圧に変換して第１コイル５０ａに印加する。また、第２フルブリッジ回路４０は、出力側フルブリッジ回路に相当し、出力側スイッチとしての第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８のスイッチング制御の実行により、第２コイル５０ｂから出力される交流電圧を直流電圧に変換して給電対象１１に出力する。

昇温制御において、環境温度Ｔが設定温度より高い場合は、スイッチング制御の実行に伴いスイッチで発生する熱量の増大要求がないとして通常モードに設定される。一方、環境温度Ｔが設定温度以下の場合は、増大要求があるとして発熱モードに設定される。

図２を用いて、まず、制御部７０が実施する通常モードにおけるスイッチング制御について説明する。

指令電流設定部７１は、電流算出部７２及び最小値選択部７３を備えている。電流算出部７２は、目標電力値ＰＷ＊を、第２電圧センサ６３の検出電圧である第２電圧Ｖ２で除算することにより、指令電流Ｉ２ｆを算出する。指令電流Ｉ２ｆの符号の定義は、第２電流Ｉ２の符号の定義と同一である。

最小値選択部７３は、電流算出部７２により算出された指令電流Ｉ２ｆと、電流指令値Ｉ２＊とのうち、絶対値が小さい方を最終的な指令電流Ｉｒｅｆ２として選択する。電流指令値Ｉ２＊は、例えば、第１フルブリッジ回路３０に流すことのできる電流値の上限値に設定されている。最小値選択部７３から出力された指令電流Ｉｒｅｆ２は、第１リミッタ７４により上限値又は下限値が制限される。

電流制御器７５は、電流偏差算出部７６、第１フィードバック制御部７７及び第２リミッタ７８を備えている。電流偏差算出部７６は、第１リミッタ７４から出力された指令電流Ｉｒｅｆ２から、第２電流センサ６２の検出電流である第２電流Ｉ２を減算することにより、電流偏差ΔＩ２を算出する。

第１フィードバック制御部７７は、算出された電流偏差ΔＩ２を０にフィードバックするための操作量として、ポート間位相φ２１を算出する。本実施形態では、このフィードバック制御として、正のフィードバックゲインを用いた比例積分制御が実行される。なお、第１フィードバック制御部７７で実行されるフィードバック制御は、比例積分制御に限らず、例えば、比例積分微分制御であってもよい。

第１フィードバック制御部７７により算出されたポート間位相φ２１は、第２リミッタ７８により上限値又は下限値が制限される。本実施形態では、ポート間位相φ２１は、－９０°から９０°までの範囲で設定される。ポート間位相φ２１の符号は、電力の伝達方向を表す。ただし、本実施形態では、第１フルブリッジ回路３０から第２フルブリッジ回路４０へと向かう方向に電力が伝達される例について説明する。このため、以降、ポート間位相φ２１は、０°から９０°までの範囲の値とする。ポート間位相φ２１が大きくなるほど、蓄電池１０から給電対象１１への伝達電力が大きくなる。

ＰＷＭ生成部７９は、第２リミッタ７８から出力されたポート間位相φ２１に基づいて、各スイッチＱ１～Ｑ８の駆動信号ＳＤを生成し、ゲート電圧駆動部８０へ出力する。ＰＷＭ生成部７９は、第１，第４スイッチＱ１，Ｑ４の組と、第２，第３スイッチＱ２，Ｑ３の組とを交互にオン状態にするための第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４の駆動信号ＳＤを生成する。また、ＰＷＭ生成部７９は、第５，第８スイッチＱ５，Ｑ８の組と、第６，第７スイッチＱ６，Ｑ７の組とを交互にオン状態にするための第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８の駆動信号ＳＤを生成する。本実施形態において、各スイッチＱ１～Ｑ８の１スイッチング周期Ｔｓｗは互いに同じである。また、各スイッチＱ１～Ｑ８の１スイッチング周期Ｔｓｗに対するオン期間Ｔｏｎの比率であるＤｕｔｙ比（＝Ｔｏｎ／Ｔｓｗ）も互いに同じ値（例えば０．５）である。ＰＷＭ生成部７９は、第１，第４スイッチＱ１，Ｑ４のオン状態への切り替えタイミングに対して、第２リミッタ７８から出力されたポート間位相φ２１だけ進めたタイミングを第５スイッチＱ５のオン状態への切り替えタイミングとするように各スイッチＱ１～Ｑ８の駆動信号ＳＤを生成する。

第１，第４スイッチＱ１，Ｑ４がオン状態にされて、かつ、第５，第８スイッチＱ５，Ｑ８がオン状態にされること、又は第２，第３スイッチＱ２，Ｑ３がオン状態にされて、かつ、第６，第７スイッチＱ６，Ｑ７がオン状態にされることを条件に、蓄電池１０から給電対象１１への電力伝達が行われる。電力伝達が行われる期間は、第１フルブリッジ回路３０から第１コイル５０ａに印加される電圧の極性と、第２フルブリッジ回路４０から第２コイル５０ｂに印加される電圧の極性とが同じになる期間である。

一方、第１，第４スイッチＱ１，Ｑ４がオン状態にされて、かつ、第５，第８スイッチＱ５，Ｑ８がオフ状態にされる場合、又は第２，第３スイッチＱ２，Ｑ３がオン状態にされて、かつ、第６，第７スイッチＱ６，Ｑ７がオフ状態にされる場合には、蓄電池１０から給電対象１１への電力（有効電力）の伝達が行われない。電力の伝達が行われない期間は、第１フルブリッジ回路３０から第１コイル５０ａに印加される電圧の極性と、第２フルブリッジ回路４０から第２コイル５０ｂに印加される電圧の極性とが逆となる逆極性期間である。

ゲート電圧駆動部８０は、入力された駆動信号ＳＤに基づいて、各スイッチＱ１～Ｑ８のゲートにゲート電圧Ｖｇを出力する。この場合に、ゲート電圧駆動部８０は、各スイッチＱ１～Ｑ８をオン状態にする場合におけるゲート電圧Ｖｏｎを、各スイッチＱ１～Ｑ８の閾値電圧Ｖｔｈ以上の第１オン電圧Ｖαに設定する。第１オン電圧Ｖαが入力されると、各スイッチＱ１～Ｑ８はフルオン状態となる。

続いて、発熱モードについて説明する。

ゲート電圧駆動部８０は、出力された駆動信号ＳＤに基づいて、各スイッチＱ１～Ｑ８のゲートにゲート電圧Ｖｇを出力する。発熱モードにおいて、ゲート電圧駆動部８０は、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８をオン状態にする場合におけるゲート電圧Ｖｏｎを第１オン電圧Ｖαに設定する。一方、ゲート電圧駆動部８０は、第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４をオン状態にする場合におけるゲート電圧Ｖｏｎを、第１オン電圧Ｖαよりも低い第２オン電圧Ｖβ（≧Ｖｔｈ）に設定する。

つまり、発熱モードでは、通常モードを実行する場合よりも第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４をオン状態にする場合のゲート電圧Ｖｏｎが低下される。第２オン電圧Ｖβがゲートに印加されると、第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４はハーフオン状態となる。ハーフオン状態とされるスイッチのオン抵抗は、フルオン状態とされるスイッチのオン抵抗よりも大きくなる。その結果、ハーフオン状態とされるスイッチに発生する導通損は、フルオン状態とされるスイッチに発生する導通損よりも大きくなる。これにより、発熱モードにおいて第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４で発生する熱量は、通常モードにおいて第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４で発生する熱量よりも大きくなる。

図３に、ゲート電圧駆動部８０の回路構成を示す。図３では、第１スイッチＱ１に対応するゲート電圧駆動部８０を例にして説明する。なお、第２～第８スイッチＱ２～Ｑ８に対応するゲート電圧駆動部８０は、第１スイッチＱ１に対応するゲート電圧駆動部８０と基本的には同じ構成であるため説明を省略する。

ゲート電圧駆動部８０は、充電抵抗体ＲＣ及び放電抵抗体ＲＤを備えている。充電抵抗体ＲＣの一端は、充電スイッチＳＷＣを介して、第１電源ＰＳ１に接続されており、充電抵抗体ＲＣの他端は、充放電経路ＬＡを介して第１スイッチＱ１のゲートに接続されている。放電抵抗体ＲＤの一端は、充放電経路ＬＡを介して第１スイッチＱ１のゲートに接続され、放電抵抗体ＲＤの他端は、放電スイッチＳＷＣを介して第１スイッチＱ１のソースに接続されている。

充電スイッチＳＷＣのゲートには、第１スイッチＱ１に対応する駆動信号ＳＤが入力され、放電スイッチＳＷＣのゲートには、反転回路ＣＲにより駆動信号ＳＤの論理反転信号ＳＲが入力される。駆動信号ＳＤがオン信号となる場合、充電スイッチＳＷＣがオン状態となり、放電スイッチＳＷＣがオフ状態となる。この場合、第１電源ＰＳ１から第１スイッチＱ１のゲートに、第１スイッチＱ１をオン状態にするための電源電圧が印加され、第１スイッチＱ１のゲートに電荷が流入する。その結果、第１スイッチＱ１のゲート電圧Ｖｇが閾値電圧Ｖｔｈ以上となり、第１スイッチＱ１がオン状態になる。

一方、駆動信号ＳＤがオフ信号となる場合、充電スイッチＳＷＣがオフ状態となり、放電スイッチＳＷＣがオフ状態となる。この場合、第１スイッチＱ１のゲートから充放電経路ＬＡ及び放電スイッチＳＷＣを介してソースへと電荷が流出する。その結果、第１スイッチＱ１のゲート電圧Ｖｇが閾値電圧Ｖｔｈ未満となり、第１スイッチＱ１がオフ状態になる。

ゲート電圧駆動部８０は、第１分圧抵抗体Ｒｂ１及び第２分圧抵抗体Ｒｂ２（「電圧検出部」に相当）の直列接続体を備えている。この直列接続体により、第１スイッチＱ１のドレインとソースとが接続されている。

ゲート電圧駆動部８０は、オペアンプＣＰ、第１～第５抵抗体Ｒ１～Ｒ５、ツェナーダイオードＤＴ、切替スイッチＳＷＫ及び調整スイッチＳＷＮを備えている。

オペアンプＣＰの反転入力端子は、第１抵抗体Ｒ１を介して、第１分圧抵抗体Ｒｂ１及び第２分圧抵抗体Ｒｂ２の接続点に接続されている。第１スイッチＱ１の主端子間電圧（ドレインソース間電圧）Ｖｄｓが第１分圧抵抗体Ｒｂ１及び第２分圧抵抗体Ｒｂ２で分圧され、この分圧電圧ＶｓがオペアンプＣＰの反転入力端子に入力される。オペアンプＣＰの非反転入力端子は、接続経路ＬＢを介して第２電源ＰＳ２（「電源部」に相当）に接続されている。

接続経路ＬＢには、第２抵抗体Ｒ２が設けられている。接続経路ＬＢのうち第２抵抗体Ｒ２よりもオペアンプＣＰの非反転入力端子側は、ツェナーダイオードＤＴと第３駆動スイッチＳＷ３とのそれぞれにより第１スイッチＱ１のソース（低圧側端子）に接続されている。ツェナーダイオードＤＴのカソードは、接続経路ＬＢに接続されており、ツェナーダイオードＤＴのアノードは、第１スイッチＱ１のソースに接続されている。切替スイッチＳＷＫは、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであり、切替スイッチＳＷＫのドレインは接続経路ＬＢに接続されている。切替スイッチＳＷＫのソースは、第１スイッチＱ１のソースに接続されている。

オペアンプＣＰの出力端子は、第３抵抗体Ｒ３及び第４抵抗体Ｒ４の直列接続体を介して第１スイッチＱ１のソースに接続されている。反転入力端子と出力端子とは、位相補償回路としての第５抵抗体Ｒ５及びコンデンサＣＮの直列接続体により接続されている。

調整スイッチＳＷＮは、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタであり、調整スイッチＳＷＮのコレクタは、ダイオードＤＩのカソードに接続されている。ダイオードＤＩのアノードは、充放電経路ＬＡに接続されている。調整スイッチＳＷＮのエミッタは、第１スイッチＱ１のソースに接続されている。調整スイッチＳＷＮのベースは、第３抵抗体Ｒ３及び第４抵抗体Ｒ４の接続点に接続されている。調整スイッチＳＷＮは、オペアンプＣＰの出力端子から出力される出力信号ＳＴにより駆動される。調整スイッチＳＷＮがオン状態とされる場合、充放電経路ＬＡを介して第１スイッチＱ１のゲートから電荷が抜き取られる。なお、本実施形態において、第３抵抗体Ｒ３、第４抵抗体Ｒ４、ダイオードＤＩ及び調整スイッチＳＷＮが「電圧調整部」に相当する。

オペアンプＣＰは、第３電源ＰＳ３及び第１スイッチＱ１のソースに接続されており、第３電源ＰＳ３の出力電圧及びソース電位により、出力信号ＳＴのレンジが定まる。制御部７０は、通常モードにおいて切替スイッチＳＷＫをオン状態に切り替える。この場合、オペアンプＣＰの非反転入力端子には、第１スイッチＱ１のソース電圧であるグランド電圧が印加される。この場合、オペアンプＣＰは、調整スイッチＳＷＮをオフ状態とする出力信号ＳＴを出力する。これにより、調整スイッチＳＷＮはオフ状態となる。その結果、第１スイッチＱ１をオン状態にする場合におけるゲート電圧Ｖｏｎが第１オン電圧Ｖαとなる。

一方、制御部７０は、発熱モードにおいて切替スイッチＳＷＫをオフ状態に切り替える。この場合、オペアンプＣＰの非反転入力端子には、目標値Ｖｓ＊が印加される。ここで目標値Ｖｓ＊は、ツェナーダイオードＤＴの降伏電圧である。目標値Ｖｓ＊は、第１スイッチＱ１のゲート電圧Ｖｇｓと第１スイッチＱ１の主端子間電圧Ｖｄｓとの関係を示す特性（図４に示す特性）において、ゲート電圧Ｖｇｓの変化に伴い変化する主端子間電圧Ｖｄｓの範囲に対応する分圧電圧Ｖｓに設定されている。

第１スイッチＱ１のゲート電圧Ｖｇｓが第１スイッチＱ１の閾値電圧Ｖｔｈとされる場合における第１スイッチＱ１の主端子間電圧Ｖｄｓよりも低くて、かつ、第１スイッチＱ１が取り得る主端子間電圧の上限値（図４では４００Ｖ）の１／１００よりも高い範囲を適正電圧範囲とする。本実施形態において、この上限値は、蓄電池１０の出力電圧である。この場合において、目標値Ｖｓ＊は、上記適正電圧範囲に対応する分圧電圧Ｖｓに設定されていればよい。

ここで、図４を用いて、目標値Ｖｓ＊について説明する。図４（Ａ）は、各スイッチＱ１～Ｑ８のゲート電圧Ｖｇｓに対するドレインソース間電圧Ｖｄｓの関係を示す特性図である。図４（Ｂ）は、図４（Ａ）に示す特性図のうち、ゲート電圧Ｖｇｓが２．６９Ｖ付近となる部分の拡大図である。以下では、第１スイッチＱ１を例にして説明する。なお、図４では、スイッチに流れるドレインソース間電流Ｉｄｓ及びスイッチの温度が一定であるとしている。

通常モードの場合、少ない導通損で高効率駆動を行うために、十分高いゲート電圧である第１オン電圧Ｖα（例えば４Ｖ以上の電圧）が第１スイッチＱ１のゲートに印加される。この場合、第１スイッチＱ１の主端子間電圧Ｖｄｓは０Ｖ付近まで低下する。

一方、第１オン電圧Ｖαからゲート電圧を低下させていくと、２．８Ｖ付近において主端子間電圧Ｖｄｓが急激に増大するとともに、第１スイッチＱ１のオン抵抗も増大する。図４に示す例では、ゲート電圧をさらに低下させてゲート電圧が２．６９Ｖ付近になると、第１スイッチＱ１がオフ状態となる場合の主端子間電圧Ｖｄｓ（つまり、蓄電池１０の端子間電圧近傍の値）となる。

図４に示す特性を踏まえると、熱量を増加させる上で適正なゲート電圧範囲（例えば、２．６９０～２．７Ｖ。ΔＶｇ＝０．０１Ｖ）は、その電圧範囲に対応する第１スイッチＱ１の主端子間電圧Ｖｄｓの電圧範囲（例えば、５０～３００Ｖ。ΔＶｇ＝２５０Ｖ）に比べて非常に狭く、具体的には、主端子間電圧Ｖｄｓの電圧範囲の１／１００００以下である。このゲート電圧範囲では、ゲート電圧Ｖｇｓの単位変化量あたりのオン抵抗の変化量が大きい。ここで、熱量を増加させる上で適正なゲート電圧範囲は、第１スイッチＱ１の温度や製造上の個体差等に依存する。このため、上記適正なゲート電圧範囲に対する実際のゲート電圧のずれが小さい場合であっても、オン抵抗が想定した値に対して大きく低下してしまう懸念がある。この場合、第１スイッチＱ１で発生する熱量が大きく低下してしまう懸念がある。

そこで、本実施形態では、熱量を増加させる上で適正なゲート電圧の目標値に実際のゲート電圧を制御する構成に代えて、熱量を増加させる上で適正な主端子間電圧の目標値に実際の主端子間電圧を制御する構成が用いられる。これにより、第１スイッチＱ１のオン抵抗を高精度に調整できる。なお、熱量を増加させる上で適正なゲート電圧範囲は、その電圧範囲に対応する第１スイッチＱ１の主端子間電圧Ｖｄｓの電圧範囲の１／１００００以下に限らず、例えば、１／１０００以下、１／１００以下、又は１／１０以下であってもよい。換言すれば、熱量を増加させる上で適正なゲート電圧範囲は、その電圧範囲に対応する第１スイッチＱ１の主端子間電圧Ｖｄｓの電圧範囲に対して４オーダー小さい範囲限らず、例えば、３オーダー、２オーダー又は１オーダー小さい範囲であってもよい。

以上説明した構成によれば、目標値Ｖｓ＊に対する分圧電圧Ｖｓのずれが仮に発生した場合であっても、発熱モードにおけるオン抵抗が想定した値に対して大きく低下してしまうことがなく、第１スイッチＱ１で発生する熱量を適正に増加させることができる。

図５に、通常モード及び発熱モードにおける第１スイッチＱ１の駆動状態等の推移を示す。図５（Ａ），（Ｃ）は第１，第５スイッチＱ１，Ｑ５の駆動状態の推移を示し、図５（Ｂ），（Ｄ）は第１，第５スイッチＱ１，Ｑ５の主端子間電圧Ｖｄｓの推移を示す。図５（Ｅ）は、第１，第５スイッチＱ１，Ｑ５の主端子間電圧に流れる電流Ｉｄｓ１，Ｉｄｓ５の推移を示し、図５（Ｆ）は第１スイッチＱ１に発生する導通損の推移を示す。図５において、時刻ｔ１～ｔ２において通常モードが実施され、時刻ｔ２～ｔ３において発熱モードが実施される。また、図５において、Ｔｓｗは各スイッチの１スイッチング周期を示す。

図５に示す例では、通常モードにおいて、第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４をオン状態にする場合におけるゲート電圧Ｖｏｎとして第１オン電圧Ｖαが印加される。この場合、第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４の主端子間電圧Ｖｄｓは略ゼロとなる。

一方、発熱モードにおいては、第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４をオン状態にする場合におけるゲート電圧Ｖｏｎとして第２オン電圧Ｖβ（＜Ｖα）が印加される。そのため、例えば、第１スイッチＱ１がオン状態にされる場合において、第１スイッチＱ１の主端子間電圧Ｖｄｓは、通常モードが行われる場合の主端子間電圧Ｖｄｓよりも大きくなり、第１スイッチＱ１に発生する導通損が大きく増加する。その結果、図６（Ａ）に示すように、第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４に発生する熱量を大きく増加させることができる。

これに対し、図６（Ｂ）に示す比較例では、第３，第４スイッチＱ３，Ｑ４の導通損が大きく低下し、熱量を大きく増加させることができない。比較例は、スイッチのドレインソース間電圧の分圧検出値を目標値にフィードバック制御する構成を備えず、ゲート電圧検出値を目標値にフィードフォワード的に制御する構成のことである。また、図６のＫＬは、（Ａ），（Ｂ）の縦軸１目盛りの共通のスケールを示す。

以上説明した本実施形態によれば、第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４の電圧電流特性が、スイッチの温度や製造上の個体差等に依存する場合であっても、発熱モードにおいて第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４の発熱量を大きく増加させることができる。また、第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４の発熱量を極力バランスさせることができる。このため、第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４のうち、一部のスイッチに発熱が集中して過熱状態になる事態の発生を抑制することができる。

主端子間電圧Ｖｄｓの分圧電圧Ｖｓを目標値Ｖｓ＊にフィードバック制御する場合に、連続値であるアナログ信号を処理するオペアンプＣＰが用いられる。このため、離散値であるデジタル信号を処理するデジタル回路が用いられる場合に比べて、調整スイッチＳＷＮの駆動により第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４のゲートから抜き取る電荷量の調整精度を高めることができる。これにより、分圧電圧Ｖｓを目標値Ｖ＊に精度よく収束させることができ、ひいては発熱量を高精度に調整できる。

充放電経路ＬＡ上に、ゲート電荷量の調整部が設けられていない。これにより、充放電経路ＬＡ上のインピーダンス増大を抑制できる。その結果、第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４のスイッチング制御が不安定になるのを防止しつつ、第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４のゲート電圧を、発熱量を増加させる上で適正な電圧に調整できる。

切替スイッチＳＷＫのオン又はオフにより、オペアンプＣＰに入力される値が目標値Ｖｓ＊又は０に切り替えられる。これにより、発熱モード又は通常モードを簡易に切り替えることができる。

＜第２実施形態＞
以下、第２実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、第１電源ＰＳ１から第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４のゲートに印加される電源電圧を調整して、ゲートに流入する電荷量を調整する。

図７に、ゲート電圧駆動部８０及びその周辺構成を示す。図７では、第１スイッチＱ１に対応するゲート電圧駆動部８０を例にして説明する。なお、第２～第８スイッチＱ２～Ｑ８に対応するゲート電圧駆動部８０は、第１スイッチＱ１に対応するゲート電圧駆動部８０と基本的には同じ構成であるため説明を省略する。また、図７において、先の図３に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。

制御部７０は、電圧算出部９０を備えている。電圧算出部９０は、ＡＤ変換器９１、電圧偏差算出部９２、フィードバック制御部９３、切替部９４及び目標電圧算出部９５を備えている。ちなみに、本実施形態では、電圧算出部９０がデジタル回路で構成されている。これにより、制御系の構築がアナログ回路の場合よりも容易になり、電圧算出部９０の構成を簡素化できる。

ＡＤ変換器９１は、アナログ信号である分圧電圧Ｖｓをデジタル信号に変換する。電圧偏差算出部９２は、ＡＤ変換器９１から出力されたデジタル信号の分圧電圧Ｖｓを目標値Ｖｓ＊から減算することにより、電圧偏差ΔＶｓを算出する。

フィードバック制御部９３は、算出された電圧偏差ΔＶｓを０にフィードバックするための操作量として、フィードバック指令電圧Ｖｆｂを算出する。本実施形態では、このフィードバック制御として、比例積分制御が用いられる。なお、フィードバック制御は、比例積分制御に限らず、例えば、比例積分微分制御であってもよい。

切替部９４は、制御部７０により生成されるモード信号ＳＭに基づいて、フィードバック制御部９３により算出されたフィードバック指令電圧Ｖｆｂと、０Ｖとのうち、いずれかを指令電圧Ｖｒｅｆとして出力する。モード信号ＳＭは、制御モードが発熱モードである場合と通常モードである場合とで切り替わる信号である。切替部９４は、モード信号ＳＭに基づいて通常モードが実施されると判定した場合、指令電圧Ｖｒｅｆを０Ｖとする。一方、切替部９４は、モード信号ＳＭに基づいて発熱モードが実施されると判定した場合、指令電圧Ｖｒｅｆをフィードバック指令電圧Ｖｆｂとする。

目標電圧算出部９５は、第１オン電圧Ｖαから、切替部９４から出力された指令電圧Ｖｒｅｆを減算することにより、目標電源電圧Ｖоｎ＊を算出する。第１電源ＰＳ１は、出力電圧が、目標電圧算出部９５により算出された目標電源電圧Ｖоｎ＊となるように制御される。このため、通常モードにおいては、指令電圧Ｖｒｅｆが０とされ、第１スイッチＱ１をオン状態にする場合におけるゲート電圧Ｖｏｎは、第１オン電圧Ｖαとなる。一方、発熱モードにおいては、指令電圧Ｖｒｅｆがフィードバック指令電圧Ｖｆｂとされ、第１スイッチＱ１をオン状態にする場合におけるゲート電圧Ｖｏｎは、第２オン電圧Ｖβ（＝Ｖα－Ｖｆｂ）となる。

以上説明した本実施形態によれば、ゲート電圧駆動部８０への追加部品数を削減しつつ、第１スイッチＱ１のゲート電圧を、発熱量を増加させる上で適正な電圧に高精度に調整することができる。

＜第３実施形態＞
以下、第３～第５実施形態において、電力変換装置の別例について説明する。まず、第３実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。第１実施形態では、電力変換装置２０の構成にフルブリッジ回路を用いたが、これを変更する。本実施形態では、図８に示すように、電力変換装置２０の構成を位相シフトフルブリッジ回路とする。なお、図８において、先の図１に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。

図８に示すように、スイッチ部２１は、フルブリッジ回路３０、第１ダイオードＤＩ１、第２ダイオードＤＩ２、リアクトル１０１及びトランス５０を備えており、トランス５０は、第１～第３コイル５０ａ～５０ｃを有している。

第２コイル５０ｂの第１端には、第１ダイオードＤＩ１のアノードが接続され、第２コイル５０ｂの第２端には、第２低電位側端子ＣＬ２が接続されている。第３コイル５０ｃの第１端には、第２低電位側端子ＣＬ２が接続され、第３コイル５０ｃの第２端には、第２ダイオードＤＩ２のアノードが接続されている。第１，第２ダイオードＤＩ１，ＤＩ２のカソードには、リアクトル１０１の第１端が接続され、リアクトル１０１の第２端には、第２高電位側端子ＣＨ２が接続されている。

第１コイル５０ａ及び第３コイル５０ｃは、互いに磁気結合する。第１コイル５０ａの第２端に対する第１端の電位が高くなる場合、第３コイル５０ｃには、その第１端よりも第２端の電位が高くなるような誘起電圧が発生する。一方、第１コイル５０ａの第１端に対する第２端の電位が高くなる場合、第３コイル５０ｃには、その第１端よりも第２端の電位が低くなるような誘起電圧が発生する。

制御部７０は、各検出値Ｉ１，Ｖ１，Ｉ２，Ｖ２，Ｔに基づいて、第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４のゲートにゲート電圧Ｖｇを出力し、第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４をオンオフする。

＜第４実施形態＞
以下、第４実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。第１実施形態では、電力変換装置２０の構成にフルブリッジ回路を用いたが、これを変更する。本実施形態では、図９に示すように、電力変換装置２０の構成を昇圧チョッパ回路とする。なお、図９において、先の図１に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。

図９に示すように、スイッチ部２１は、リアクトル１０２及びハーフブリッジ回路１０３を備えている。

ハーフブリッジ回路１０３は、第１１スイッチＱ１１及び第１２スイッチＱ１２を備えている。本実施形態において、第１１，第１２スイッチＱ１１，Ｑ１２は、ＩＧＢＴである。第１１スイッチＱ１１のコレクタには、第２高電位側端子ＣＨ２が接続されている。第１１スイッチＱ１１のエミッタには、第１２スイッチＱ１２のコレクタが接続されている。第１２スイッチＱ１２のエミッタには、第１低電位側端子ＣＬ１及び第２低電位側端子ＣＬ２が接続されている。なお、第１１，第１２スイッチＱ１１，Ｑ１２には、フリーホイールダイオードが逆並列に接続されている。

リアクトル１０２の第１端は、第１高電位側端子ＣＨ１に接続されている。リアクトル１０２の第２端は、第１１スイッチＱ１１のエミッタ及び第１２スイッチＱ１２のコレクタに接続されている。

制御部７０は、各検出値Ｉ１，Ｖ１，Ｉ２，Ｖ２，Ｔに基づいて、第１１，第１２スイッチＱ１１，Ｑ１２のゲートにゲート電圧Ｖｇを出力し、第１１，第１２スイッチＱ１１，Ｑ１２をオンオフする。制御部７０は、リアクトル１０２に流れる電流を目標電流にフィードバック制御するために、第１１スイッチＱ１１のＤｕｔｙ比を算出する。

＜第５実施形態＞
以下、第５実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。第１実施形態では、電力変換装置２０の構成にフルブリッジ回路を用いたが、これを変更する。本実施形態では、図１０に示すように、電力変換装置２０の構成を３相インバータ回路とする。なお、図１０において、先の図１に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。

図１０に示すように、電力変換システムは、蓄電池１０、給電対象としての回転電機１２０、高電位側端子ＣＨ１、低電位側端子ＣＬ、Ｕ相端子ＣＮＵ、Ｖ相端子ＣＮＶ、Ｗ相端子ＣＮＷ及び電力変換装置２０を備えており、電力変換装置２０は、スイッチ部としてのインバータ１０４を備えている。

回転電機１２０は、ブラシレスの同期機であり、例えば永久磁石同期機である。回転電機１２０は、３相の電機子巻線であるＵ，Ｖ，Ｗ相巻線１２１Ｕ，１２１Ｖ，１２１Ｗを備えている。

回転電機１２０は、インバータ１０４を介して蓄電池１０に接続されている。インバータ１０４は、上アームスイッチＱＵＨ，ＱＶＨ，ＱＷＨと下アームスイッチＱＵＬ，ＱＶＬ，ＱＷＬとの直列接続体を備えている。Ｕ相上，下アームスイッチＱＵＨ，ＱＵＬの接続点には、Ｕ相端子ＣＮＵを介してＵ相巻線１２１Ｕの第１端が接続されている。Ｖ相上，下アームスイッチＱＶＨ，ＱＶＬの接続点には、Ｖ相端子ＣＮＶを介してＶ相巻線１２１Ｖの第１端が接続されている。Ｗ相上，下アームスイッチＱＷＨ，ＱＷＬの接続点には、Ｗ相端子ＣＮＷを介してＷ相巻線１２１Ｗの第１端が接続されている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線１２１Ｕ，１２１Ｖ，１２１Ｗの第２端は中性点ＰＴで接続されている。本実施形態では、各スイッチＱＵＨ～ＱＷＬとして、ＩＧＢＴが用いられており、各スイッチＱＵＨ～ＱＷＬには、フリーホイールダイオードが逆並列に接続されている。

インバータ１０４において各スイッチＱＵＨ～ＱＷＬよりも蓄電池１０側には、コンデンサ１０５が設けられている。コンデンサ１０５の高電位側端子には、高電位側端子ＣＨが接続され、コンデンサ１０５の低電位側端子には、低電位側端子ＣＬが接続されている。なお、コンデンサ１０５は、インバータ１０４外部に設けられていてもよい。

電力変換装置２０は、電流センサ１０６を備えている。電流センサ１０６は、回転電機１２０に流れる各相電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷのうち、少なくとも２相分の電流を検出する。

制御部７０は、各検出値ＩＵ，ＩＶ，ＩＷ，Ｔに基づいて、各スイッチＱＵＨ～ＱＷＬのゲートにゲート電圧Ｖｇを出力し、各スイッチＱＵＨ～ＱＷＬをオンオフする。制御部７０は、回転電機１２０の制御量（例えばトルク）を指令値にフィードバック制御すべく、各スイッチＳＵＨ～ＳＷＬのスイッチング制御を行う。

＜第６実施形態＞
以下、第６実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図１１に示すように、第１実施形態の構成に熱伝達部１１０を追加する。なお、図１１において、先の図１に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。

熱伝達部１１０は、各スイッチＱ１～Ｑ８、トランス５０及び給電対象１１を熱交換対象要素とし、熱交換対象要素で発生する熱を吸収可能に構成されている。熱伝達部１１０は、吸収した熱を昇温対象要素に伝達し、昇温対象要素を昇温させる。昇温対象要素は、例えば、給電対象１１である。

熱伝達部１１０としては、例えば、熱交換対象要素と昇温対象要素との間で冷却水が循環する循環経路を備え、この冷却水を介して昇温対象要素を昇温させるものであってもよい。なお、熱伝達部１１０としては、これ以外にも例えば、冷却流体として気体（空気）が用いられるものであってよい。また、熱伝達部１１０としては、例えば、冷却流体を用いず、熱交換対象要素及び昇温対象要素に当接するヒートシンク等の構成部材であってもよい。

以上説明した本実施形態によれば、電力変換に伴い発生した熱を回収し、昇温対象要素に伝達することができるため、効率的に昇温対象要素の温度を上昇させることができる。

＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・発熱モードにおいて、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８をオン状態にする場合におけるゲート電圧Ｖｏｎが第２オン電圧Ｖβにされてもよい。

・電力変換装置２０の構成は、第１実施形態、第４実施形態、第５実施形態及び第６実施形態に示すものに限らず、フォワード方式ＤＣＤＣコンバータ、ＬＬＣ方式ＤＣＤＣコンバータ及び単相ＤＣＡＣインバータ等であってもよい。

・第２実施形態において、電圧算出部９０がアナログ回路で構成されていてもよい。

・本開示に記載の制御部及びその手法は、コンピュータプログラムにより具体化された一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。あるいは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ以上の専用ハードウエア論理回路によってプロセッサを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。もしくは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリと一つ以上のハードウエア論理回路によって構成されたプロセッサとの組み合わせにより構成された一つ以上の専用コンピュータにより、実現されてもよい。また、コンピュータプログラムは、コンピュータにより実行されるインストラクションとして、コンピュータ読み取り可能な非遷移有形記録媒体に記憶されていてもよい。

２０…電力変換装置、２１…スイッチ部、７０…制御部、ＣＨ１…第１高電位側端子、ＣＨ２…第２高電位側端子、ＣＬ１…第１低電位側端子、ＣＬ２…第２低電位側端子。

Claims (7)

1. 入力側端子（ＣＨ１，ＣＬ１）、出力側端子（ＣＨ２，ＣＬ２）及びスイッチ部（２１，１０４）を有し、前記スイッチ部のスイッチング制御を行うことにより、前記入力側端子から入力される電力を前記出力側端子へと伝達する電力変換装置（２０）において、
   前記スイッチング制御の実行に伴い前記スイッチ部で発生する熱量の増大要求があるか否かを判定する要求判定部と、
   前記増大要求があると判定された場合、前記増大要求がないと判定される場合よりも前記スイッチ部のゲート電圧を低下させる制御を行うゲート制御部（ＣＰ，Ｒ３，Ｒ４，ＤＩ，ＳＷＮ，ＰＳ１，ＬＡ，ＳＷＫ，９０）と、
   前記スイッチ部の主端子間電圧を検出する電圧検出部（Ｒｂ１，Ｒｂ２）と、を備え、
   前記ゲート制御部は、前記増大要求があると判定された場合において前記スイッチ部をオン状態にするとき、検出された前記主端子間電圧を目標値にフィードバック制御すべく、前記スイッチ部のゲート電圧を操作し、
   前記目標値は、前記ゲート電圧の変化に伴い変化する前記主端子間電圧の範囲内に設定されている、電力変換装置。
2. 前記ゲート電圧の変化に伴い変化する前記主端子間電圧の範囲は、前記スイッチ部のゲート電圧が前記スイッチ部の閾値電圧とされる場合における前記主端子間電圧よりも低くて、かつ、前記スイッチ部が取り得る主端子間電圧の上限値の１／１００よりも高い範囲である、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記ゲート制御部は、
   一対の入力端子を有し、前記各入力端子のうち、一方の端子に検出された前記主端子間電圧が入力され、他方の端子に前記目標値が入力されるオペアンプ（ＣＰ）と、
   前記オペアンプの出力信号に基づいて前記スイッチ部のゲート電圧を調整することにより、検出された前記主端子間電圧を前記目標値にフィードバック制御する電圧調整部（Ｒ３，Ｒ４，ＤＩ，ＳＷＮ）と、
   を備える、請求項１又は２に記載の電力変換装置。
4. 前記ゲート制御部は、
   前記スイッチ部をオン状態にするための電源電圧を生成する電源部（ＰＳ１）と、
   前記電源部と前記スイッチ部のゲートとの間に介在する充電経路（ＬＡ）と、
   を備え、
   前記電圧調整部は、
   前記スイッチ部の一対の主端子のうち低電位側端子と、前記充電経路とに接続されており、
   前記オペアンプの出力信号に基づいて前記スイッチ部のゲートから前記充電経路を介して該ゲートから抜き取る電荷量を調整することにより、検出された前記主端子間電圧を前記目標値にフィードバック制御する、請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記ゲート制御部は、
   前記オペアンプにおける前記各入力端子のうち前記目標値が入力される端子と、前記スイッチ部の一対の主端子のうち低電位側端子とを接続する切替スイッチ（ＳＷＫ）を備え、
   前記増大要求がないと判定された場合に前記切替スイッチをオン状態に切り替え、前記増大要求があると判定された場合に前記切替スイッチをオフ状態に切り替える、請求項３又は４に記載の電力変換装置。
6. 前記ゲート制御部は、
   前記スイッチ部をオン状態にするための電源電圧を生成する電源部（ＰＳ１）と、
   前記電源部と前記スイッチ部のゲートとの間に介在する充電経路（ＬＡ）と、
   検出された前記主端子間電圧を前記目標値にフィードバック制御するための操作量として、前記電源電圧を算出する電圧算出部（９０）と、
   を備え、
   前記電源部は、算出された前記電源電圧が前記充電経路を介して前記ゲートに出力されるようにする、請求項１又は２に記載の電力変換装置。
7. 前記スイッチング制御に伴って発生した熱を吸収し、その熱を昇温対象要素に伝達する熱伝達部（１１０）を備える請求項１～６のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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