JP2022185770A - 電力変換装置及び電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】自立運転時に単相３線出力を提供する電力変換装置において、電力損失の抑制とコンパクト化とを実現する。【解決手段】交流電路に交流出力を提供するインバータの直流側にあって、電位順に、第１線、中間電位線、及び、第２線を有し、第１線及び第２線がインバータへの直流入力線となり、中間電位線が交流電路の中性線と接続されるＤＣバスと、第１線と中間電位線との間に設けられた第１のコンデンサと、中間電位線と第２線との間に設けられた第２のコンデンサと、直流電源からの入力電圧に基づいて第１の直流電圧を生成し、第１線と第２線との線間に出力する第１のＤＣ／ＤＣコンバータと、直流電源からの入力電圧を第２の直流電圧に変換して第１線及び第２線のいずれか一方と中間電位線との線間に出力する第２のＤＣ／ＤＣコンバータと、を備えた電力変換装置である。【選択図】図２

Description

本開示は、電力変換装置及び電源装置に関する。

従来、太陽光発電パネルに接続された電力変換装置（パワーコンディショナ）では、系統連系時は単相２線で２００Ｖを出力し、自立運転時は専用の自立出力コンセントから単相２線で１００Ｖを出力するのが一般的であった。
一方、近年、太陽光発電パネルのみならず蓄電池にも接続できる高機能なハイブリッド型の電力変換装置が登場し、系統連系時でも自立運転時でも、単相３線２００／１００Ｖの出力ができるようになってきた。

単相３線式の自立出力を提供することができる電力変換装置が、例えば特許文献１に提案されている。特許文献１の電力変換装置は、直流電源に接続されたＤＣ／ＤＣコンバータと、ＤＣバスの中点電位を調節するコンバータと、直流／交流の変換を行うインバータと、を含むものである。ＤＣバスの中点電位を制御するコンバータは、ＤＣバスの２線間に接続した一対のコンデンサの直列体における相互接続点の電位が、ＤＣバスの２線間の電位の中間になるように制御する。この相互接続点は、単相３線の中性線と直結されている。

特開２０１４－８７１６０号公報（図１）

特許文献１のような電力変換装置では、直流電源に接続されたＤＣ／ＤＣコンバータは、交流２００Ｖのピーク電圧より高い例えば３５０Ｖの直流電圧を２線で出力する。直流電源の電圧が交流２００Ｖのピーク電圧より低い場合は、必ず、このＤＣ／ＤＣコンバータが必要になる。ＤＣバスの中点電位を制御するコンバータは、３５０Ｖの中点電位である１７５Ｖを維持するよう動作する。

この場合、全ての直流電力が一旦３５０Ｖへの昇圧過程を経て供給されるので、ＤＣ／ＤＣコンバータのリアクトルも相応に大型になる。また、一旦３５０Ｖの電圧を生じさせた後、中点電位の１７５Ｖを生じさせる、という昇圧及び降圧が行われるので、スイッチングによる電力損失が大きい。さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータ内のスイッチング素子は、３５０Ｖ以上の耐圧性能を有することが必要である。耐圧性能が大きいほど、スイッチングによる電力損失も大きくなる。

本開示は、自立運転時に単相３線出力を提供する電力変換装置において、電力損失の抑制とコンパクト化とを実現することを目的とする。

本開示は、以下の発明を含む。但し、本発明は特許請求の範囲によって定められるものである。

開示するのは、直流電源と単相３線式の交流電路との間に設けられる電力変換装置であって、
前記交流電路に交流出力を提供するインバータと、
前記インバータの直流側にあって、電位順に、第１線、中間電位線、及び、第２線を有し、前記第１線及び前記第２線が前記インバータへの直流入力線となり、前記中間電位線が前記交流電路の中性線と接続されるＤＣバスと、
前記第１線と前記中間電位線との間に設けられた第１のコンデンサと、
前記中間電位線と前記第２線との間に設けられた第２のコンデンサと、
前記直流電源と前記ＤＣバスとの間に設けられ、前記直流電源からの入力電圧に基づいて第１の直流電圧を生成し、前記第１線と前記第２線との線間に出力する第１のＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記直流電源と前記ＤＣバスとの間に設けられ、前記直流電源からの入力電圧を第２の直流電圧に変換して前記第１線及び前記第２線のいずれか一方と前記中間電位線との線間に出力する第２のＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記インバータ並びに前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御部と、
を備えた電力変換装置である。

電源装置としては、上記のような電力変換装置と、直流電源とを含むものである。

本開示によれば、自立運転時に単相３線出力を提供する電力変換装置において、電力損失の抑制とコンパクト化とを実現することができる。

図１は、本開示の電力変換装置及び電源装置の基本コンセプトを示す接続図である。 図２は、第１実施形態に係る電力変換装置及び電源装置の回路図である。 図３は、第２実施形態に係る電力変換装置及び電源装置の回路図である。 図４は、第３実施形態に係る電力変換装置及び電源装置の回路図である。 図５は、第４実施形態に係る電力変換装置及び電源装置の回路図である。 図６は、第５実施形態に係る電力変換装置及び電源装置の回路図である。 図７は、参考のために、１台のＤＣ／ＤＣコンバータと、インバータとにより、単相２線の自立出力をそのまま単相３線のＵ線－Ｗ線間に出力してＵ相（Ｕ線－Ｏ線）、Ｗ相（Ｗ線－Ｏ線）で極端に不平衡となる負荷に給電した場合の電圧及び電流を示すグラフである。 図８は、第１実施形態（図２）の電力変換装置を用いて、自立出力を単相３線のＵ線－Ｗ線間に出力してＵ相（Ｕ線－Ｏ線）、Ｗ相（Ｗ線－Ｏ線）で極端に不平衡となる負荷に給電した場合の電圧及び電流を示すグラフである。 図９は、第１実施形態の電力変換装置を用いて、自立運転により、単相３線の交流出力を平衡負荷に提供した場合の電圧及び電流を示すグラフである。 図１０は、第１実施形態の電力変換装置を用いて、図９とは異なる電圧目標値の制御に基づく自立運転により、単相３線の交流出力を平衡負荷に提供した場合の電圧及び電流を示すグラフである。 図１１は、第５実施形態（図６）の電力変換装置を用いて、自立運転により、単相３線の交流出力を平衡負荷に提供した場合の電圧及び電流を示すグラフである。 図１２は、第２実施形態（図３）の変形例ともいえる電力変換装置及び電源装置の回路図である。

［本開示の実施形態の説明］
本開示の実施形態には、その要旨として、少なくとも以下のものが含まれる。

（１）これは、直流電源と単相３線式の交流電路との間に設けられる電力変換装置であって、前記交流電路に交流出力を提供するインバータと、前記インバータの直流側にあって、電位順に、第１線、中間電位線、及び、第２線を有し、前記第１線及び前記第２線が前記インバータへの直流入力線となり、前記中間電位線が前記交流電路の中性線と接続されるＤＣバスと、前記第１線と前記中間電位線との間に設けられた第１のコンデンサと、前記中間電位線と前記第２線との間に設けられた第２のコンデンサと、前記直流電源と前記ＤＣバスとの間に設けられ、前記直流電源からの入力電圧に基づいて第１の直流電圧を生成し、前記第１線と前記第２線との線間に出力する第１のＤＣ／ＤＣコンバータと、前記直流電源と前記ＤＣバスとの間に設けられ、前記直流電源からの入力電圧を第２の直流電圧に変換して前記第１線及び前記第２線のいずれか一方と前記中間電位線との線間に出力する第２のＤＣ／ＤＣコンバータと、前記インバータ並びに前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御部と、を備えた電力変換装置である。

このような電力変換装置では、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ及び第２のＤＣ／ＤＣコンバータがそれぞれ所定の直流電圧を出力することにより、ＤＣバスの３線（第１線、中間電位線、第２線）の相互間の電位差を所望の値に維持して、自立運転時にも安定した単相３線出力を提供することができる。第２のＤＣ／ＤＣコンバータは、第１のＤＣ／ＤＣコンバータより低い電圧を出力するので、電圧が低い分だけ、電力損失の抑制とコンパクト化とを実現することができる。こうして、自立運転時に単相３線出力を提供する電力変換装置において、電力損失の抑制とコンパクト化とを実現することができる。

（２）前記（１）の電力変換装置において、例えば、自立運転時の前記制御部は、前記第１線と前記第２線との間に前記第１の直流電圧が出力されるように前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータを定電圧制御し、かつ、前記中間電位線と前記第２線又は前記第１線との間に前記第２の直流電圧が出力されるように前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータを定電圧制御する。
この場合、第１のＤＣ／ＤＣコンバータの電圧目標値は、第１線と第２線との間の第１の直流電圧である。第２のＤＣ／ＤＣコンバータの電圧目標値は、中間電位線と第２線との間の第２の直流電圧である。

（３）前記（１）の電力変換装置において、例えば、自立運転時の前記制御部は、前記第１線と前記中間電位線との間に前記第１の直流電圧と前記第２の直流電圧との差電圧が出力されるように前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータを定電圧制御し、かつ、前記中間電位線と前記第２線との間に前記第２の直流電圧が出力されるように前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータを定電圧制御する。
この場合、第１のＤＣ／ＤＣコンバータの電圧目標値は、第１線と第２線との間の第１の直流電圧と、中間電位線と第２線との間の第２の直流電圧との、差電圧である。第２のＤＣ／ＤＣコンバータの電圧目標値は、第２の直流電圧である。

（４）前記（１）から（３）の電力変換装置において、前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記直流電源の電圧を昇圧して前記第１の直流電圧とし、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記直流電源の電圧を昇圧して前記第２の直流電圧とする回路構成としてもよい。
第１の直流電圧をＶ_１、第２の直流電圧をＶ_２、直流電源の電源電圧をＶ_Ｓとした場合に、Ｖ_Ｓ＜Ｖ_２＜Ｖ_１の関係であれば、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ及び第２のＤＣ／ＤＣコンバータは共に電源電圧Ｖ_Ｓを昇圧して、第１の直流電圧Ｖ_１及び第２の直流電圧Ｖ_２を得ることができる。

（５）前記（１）から（３）の電力変換装置において、前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記直流電源の電圧を昇圧して前記第１の直流電圧とし、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記直流電源の電圧を降圧して前記第２の直流電圧とする回路構成としてもよい。
第１の直流電圧をＶ_１、第２の直流電圧をＶ_２、直流電源の電源電圧をＶ_Ｓとした場合に、Ｖ_２＜Ｖ_Ｓ＜Ｖ_１の関係であれば、第１のＤＣ／ＤＣコンバータは電源電圧Ｖ_Ｓを昇圧して第１の直流電圧Ｖ_１とし、第２のＤＣ／ＤＣコンバータは電源電圧Ｖ_Ｓを降圧して第２の直流電圧Ｖ_２とすることができる。

（６）前記（１）から（３）の電力変換装置において、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記直流電源の電圧を昇圧して前記第２の直流電圧とし、前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第２の直流電圧を昇圧して前記第１の直流電圧とする回路構成としてもよい。
第１の直流電圧をＶ_１、第２の直流電圧をＶ_２、直流電源の電源電圧をＶ_Ｓとした場合に、Ｖ_Ｓ＜Ｖ_２＜Ｖ_１の関係であれば、第２のＤＣ／ＤＣコンバータは電源電圧Ｖ_Ｓを昇圧して第２の直流電圧Ｖ_２とし、第１のＤＣ／ＤＣコンバータは第２の直流電圧をさらに昇圧して第１の直流電圧Ｖ_１とすることができる。

（７）前記（１）から（３）の電力変換装置において、前記直流電源は、第１の直流電源と、第２の直流電源とを含むものであって、前記第１の直流電源の電圧は、前記第２の直流電源の電圧より高い場合に、前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータは前記第１の直流電源に接続され、かつ、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータは第２の直流電源に接続され、前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１の直流電源の電圧を昇圧して前記第１の直流電圧とし、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第２の直流電源の電圧を昇圧して前記第２の直流電圧とする回路構成であってもよい。
第１の直流電圧をＶ_１、第２の直流電圧をＶ_２、第１の直流電源の電圧をＶ_ＳＡ、第２の直流電源の電圧をＶ_ＳＢとした場合に、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ及び第２のＤＣ／ＤＣコンバータはそれぞれ、電圧Ｖ_ＳＡ及び電圧Ｖ_ＳＢを昇圧して、第１の直流電圧Ｖ_１及び第２の直流電圧Ｖ_２を得ることができる。

（８）前記（７）の電力変換装置において、前記第１の直流電圧をＶ_１、前記第２の直流電圧をＶ_２、前記第１の直流電源の電源電圧をＶ_ＳＡ、前記第２の直流電源の電源電圧をＶ_ＳＢとした場合に、例えば、
Ｖ_ＳＢ＜Ｖ_ＳＡ＜Ｖ_２＜Ｖ_１、又は、Ｖ_ＳＢ＜Ｖ_２＜Ｖ_ＳＡ＜Ｖ_１、
の関係にあることが、電圧の高低関係として好適である。
この場合、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ及び第２のＤＣ／ＤＣコンバータのそれぞれの昇圧比を抑制し、電力損失を低減することができる。

（９）前記（１）から（８）のいずれかの電力変換装置において、前記第２の直流電圧は、許容範囲として、前記第１の直流電圧の（５０±１０）％である。
第２の直流電圧は、第１の直流電圧の５０％であることが望ましいが、単相３線の交流電圧の許容範囲を考慮すれば、（５０±１０）％であればよいと考えられる。

（１０）電源装置としては、前記（１）から（９）のいずれかの電力変換装置と、前記直流電源とを含むものである。
このような電源装置は、自立運転で単相３線出力を安定して提供することができ、また、電力損失の抑制とコンパクト化とを実現することができる。

［本開示の実施形態の詳細］
《電力変換装置及び電源装置の構成》
以下、本開示の電力変換装置及びこれを含む電源装置の具体例について、図面を参照して説明する。
図１は、本開示の電力変換装置及び電源装置の基本コンセプトを示す接続図である。図において、電力変換装置１は、直流電源２と、単相３線の交流電路３との間に設けられている。電力変換装置１は、直流電源２と共に、電源装置１００を構成する。電力変換装置１は、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１と、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ１２と、高電位側コンデンサ１３と、低電位側コンデンサ１４と、インバータ１５とを備え、これらは図示のように接続されている。直流電源２は、例えば、蓄電池の他、太陽光発電パネル等の再生可能エネルギー源、又は燃料電池であってもよい。

ＤＣバス１６は、電位の異なる３線より構成されている。例えば、上の第１線１６ａは３５０Ｖ、中間電位線１６ｃは１７５Ｖ、下の第２線１６ｂは０Ｖである。なお、電圧値は説明上の一例に過ぎないので、これらの数値に限定するものではない（以下同様。）。第２のＤＣ／ＤＣコンバータ１２は直流電源２からの入力電圧を１７５Ｖで出力し、中間電位線１６ｃと第２線１６ｂとの線間電圧を低電位側コンデンサ１４が平滑する。第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１は直流電源２からの入力電圧を３５０Ｖで出力し、第１線１６ａと第２線１６ｂとの線間電圧を高電位側コンデンサ１３及び低電位側コンデンサ１４が平滑する。ＤＣバス１６の第１線１６ａと中間電位線１６ｃとの線間、及び、中間電位線１６ｃと第２線１６ｂとの線間で見れば、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１及び第２のＤＣ／ＤＣコンバータ１２は共に、１７５Ｖの出力を行っている。

インバータ１５は、第１線１６ａと第２線１６ｂとから入力される３５０Ｖの電圧から交流電圧波形を作り出し、単相３線の電圧線であるＵ線、Ｗ線の２線間に出力する。ＤＣバス１６の中間電位線１６ｃは、インバータ１５を素通りして中性線のＯ線と互いに直結されている。系統連系時にはＯ線は接地されており、０Ｖである。従って、ＤＣバス１６の中間電位線１６ｃも０Ｖとなる。この場合、第１線の電位は１７５Ｖ、第２線の電位は－１７５Ｖとなる。自立運転時は、電力変換装置１内又は交流電路３にある分電盤、切替器等の内部でＯ線が接地される。

以下、電力変換装置１の、より具体的な実施形態について説明する。なお、各実施形態の開示は、部分的に組み合わせることもできる。
電力変換装置１は、系統連系運転又は自立運転が可能であるが、以下の開示では主として自立運転時の動作について説明する。また、電力変換装置１は双方向性があり、直流電源２から交流電路３への出力又は、交流電路３（若しくはＤＣバス１６）から直流電源２の充電も可能である。但し、以下の開示では主として直流電源２から交流電路３への出力について説明する。

（第１実施形態：昇圧２組）
図２は、第１実施形態に係る電力変換装置１及び電源装置１００の回路図である。図２において、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、直流電源２の両端に接続されている。第２のＤＣ／ＤＣコンバータ１２も、直流電源２の両端に接続されている。直流電源２の両端の電圧Ｖ_Ｓは、１７５Ｖより低い。例えば電圧Ｖ_Ｓは、１００Ｖとする。

第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、直流リアクトル１１０と、ハイサイドのスイッチング素子１１１と、ローサイドのスイッチング素子１１２とを備え、これらは図示のように接続されている。第２のＤＣ／ＤＣコンバータ１２は、直流リアクトル１２０と、ハイサイドのスイッチング素子１２１と、ローサイドのスイッチング素子１２２とを備え、これらは図示のように接続されている。

ＤＣバス１６は、電位の異なる３線より構成されている。上の第１線１６ａは３５０Ｖ、中間電位線１６ｃは１７５Ｖ、下の第２線１６ｂは０Ｖである。第１線１６ａと中間電位線１６ｃとの間には、高電位側コンデンサ１３が接続されている。中間電位線１６ｃと第２線１６ｂとの間には、低電位側コンデンサ１４が接続されている。第１線１６ａと第２線１６ｂとの間には、電圧センサ１７が接続されている。中間電位線１６ｃと第２線１６ｂとの間すなわち低電位側コンデンサ１４の両端には、電圧センサ１８が接続されている。

インバータ１５は、フルブリッジ回路を構成する４つのスイッチング素子１５１，１５２，１５３，１５４と、Ｕ線に至る電路に設けられた交流リアクトル１５５と、Ｗ線に至る電路に設けられた交流リアクトル１５６と、Ｕ線－Ｏ線間に設けられたコンデンサ１５７と、Ｏ線－Ｗ線間に設けられたコンデンサ１５８とを、図示のように接続して構成されている。ＤＣバス１６の中間電位線１６ｃは、インバータ１５を素通りして中性線のＯ線と互いに直結されている。

上記スイッチング素子１１１，１１２，１２１，１２２，１５１～１５４は、例えばＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であり、制御部２１により制御される。但し、ＭＯＳＦＥＴに代えてＩＧＢＴを用いることもできる。第２実施形態以降のスイッチング素子も同様である。電圧センサ１７，１８の検出信号は、制御部２１に送られる。
制御部２１は、例えばコンピュータを含み、コンピュータがソフトウェア（コンピュータプログラム）を実行することで、必要な制御機能を実現する。ソフトウェアは、制御部２１の記憶装置（図示せず。）に格納される。

図２において、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ１２は直流電源２からの入力電圧を昇圧して１７５Ｖで出力し、中間電位線１６ｃと第２線１６ｂとの線間電圧を低電位側コンデンサ１４が平滑する。第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１は直流電源２からの入力電圧を昇圧して３５０Ｖで出力し、第１線１６ａと第２線１６ｂとの線間電圧を高電位側コンデンサ１３及び低電位側コンデンサ１４が平滑する。ＤＣバス１６の３線の線間で見れば、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１及び第２のＤＣ／ＤＣコンバータ１２は共に、中間電位線１６ｃとの間に、１７５Ｖの出力を行っている。

自立運転時、制御部２１は、電圧センサ１８が検出する第２のＤＣ／ＤＣコンバータ１２の実際の出力電圧が、電圧目標値と一致するように第２のＤＣ／ＤＣコンバータ１２を定電圧制御する。第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１の制御の仕方は２種類ある。
第１の制御方法では、電圧センサ１７の検出する電圧が、電圧目標値（３５０Ｖ）と一致するように、制御部２１は、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１を定電圧制御する。
第２の制御方法では、電圧センサ１７の検出する電圧と、電圧センサ１８の検出する電圧との差電圧が、電圧目標値（１７５Ｖ）と一致するように、制御部２１は、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１を定電圧制御する。

ここで、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ１２は、１００Ｖから１７５Ｖへの昇圧で足りるので、１００Ｖから３５０Ｖへの昇圧に比べると直流リアクトル１２０の小型化が可能であり、これにより、電力変換装置１のコンパクト化が可能である。また、スイッチング素子１２１，１２２に印加され得る最大電圧が１７５Ｖとなるので、スイッチング素子１２１，１２２の耐圧を、１７５Ｖ以上で３５０Ｖより低くすることができる。これにより、スイッチングによる電力損失を低減し、部品のコストも低減することができる。

なお、電圧センサの設け方としては、図２の配置の他、第１線１６ａと第２線１６ｂとの間の電圧を検出する電圧センサと、第１線１６ａと中間電位線１６ｃとの間の電圧を検出する電圧センサであってもよい。また、第１線１６ａと中間電位線１６ｃとの間の電圧を検出する電圧センサと、中間電位線１６ｃと第２線１６ｂとの間の電圧を検出する電圧センサであってもよい。要するに、３線中の異なる組み合わせの２線間の電圧を検出すれば、いずれの線間の電圧も取得することができる。他の実施形態でも同様である。

なお、第１線１６ａと中間電位線１６ｃとの間の電圧を検出する電圧センサ、及び、中間電位線１６ｃと第２線１６ｂとの間の電圧を検出する電圧センサを設ける場合、それぞれの電圧センサの基準電位に共通性がないため、互いに独立して設けることが必要となる。これは、配線の容易さの観点からは、やや複雑で面倒である。これに対して、図２のように電圧センサ１７，１８を設けると、基準電位（第２線１６ｂ）が共通になるので、配線が容易になる利点がある。

インバータ１５は、ＤＣバス１６の第１線１６ａと第２線１６ｂとから入力される３５０Ｖの電圧から交流電圧波形を作り出し、単相３線の電圧線であるＵ線、Ｗ線の２線間に出力する。なお、実際にはインバータ１６の交流側にも電流センサ及び電圧センサが設けられるが、本開示の主要部ではないので、ここでは説明を省略する。

系統連系時にはＯ線は系統側で接地されており、電位は０Ｖである。従って、ＤＣバス１６の中間電位線１６ｃも０Ｖとなる。この場合、第１線の電位は１７５Ｖ、第２線の電位は－１７５Ｖとなる。自立運転時は、電力変換装置１内又は交流電路３にある分電盤内等でＯ線が接地されるので、同様の電位となる。

なお、系統連系時は、交流電路３の単相３線の電圧（電位）が商用電力系統によって支配され、所定値に維持された状態となるため、電力変換装置１は、電流制御を行う。この場合、インバータ１５は、ＤＣバス１６の定電圧制御を行う。第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、定電流制御を行う。第２のＤＣ／ＤＣコンバータ１２は、動作する必要は無く、停止していることになる。

（第２実施形態：昇圧と降圧）
図３は、第２実施形態に係る電力変換装置１及び電源装置１００の回路図である。図３において、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、直流電源２の両端に接続されている。第２のＤＣ／ＤＣコンバータ２２も、直流電源２の両端に接続されている。この実施形態では、第１の直流電圧をＶ_１、第２の直流電圧をＶ_２、直流電源の電源電圧をＶ_Ｓとした場合に、Ｖ_２＜Ｖ_Ｓ＜Ｖ_１の関係である。すなわち、直流電源２の両端の電圧Ｖ_Ｓ［Ｖ］は、１７５＜Ｖ_Ｓ＜３５０の関係にある。例えば電圧Ｖ_Ｓは２００Ｖであるとする。

第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、直流リアクトル１１０と、ハイサイドのスイッチング素子１１１と、ローサイドのスイッチング素子１１２とを備え、これらは図示のように接続されている。第２のＤＣ／ＤＣコンバータ２２は、直流リアクトル２２０と、ハイサイドのスイッチング素子２２１と、ローサイドのスイッチング素子２２２とを備え、これらは図示のように接続されている。

ＤＣバス１６、高電位側コンデンサ１３、低電位側コンデンサ１４、電圧センサ１７，１８、及び、インバータ１５については、第１実施形態と同様であるので、説明は省略する。

図３において、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ２２は直流電源２からの入力電圧を降圧して１７５Ｖで出力し、中間電位線１６ｃと第２線１６ｂとの線間電圧を低電位側コンデンサ１４が平滑する。第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１は直流電源２からの入力電圧を昇圧して３５０Ｖで出力し、第１線１６ａと第２線１６ｂとの線間電圧を高電位側コンデンサ１３及び低電位側コンデンサ１４が平滑する。ＤＣバス１６の３線の線間で見れば、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１及び第２のＤＣ／ＤＣコンバータ２２は共に、中間電位線１６ｃとの間に、１７５Ｖの出力を行っている。

自立運転時、制御部２１は、電圧センサ１８が検出する第２のＤＣ／ＤＣコンバータ２２の実際の出力電圧が、電圧目標値と一致するように第２のＤＣ／ＤＣコンバータ２２を定電圧制御する。第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１の制御の仕方は２種類ある。
第１の制御方法では、電圧センサ１７の検出する電圧が、電圧目標値（３５０Ｖ）と一致するように、制御部２１は、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１を定電圧制御する。
第２の制御方法では、電圧センサ１７の検出する電圧と、電圧センサ１８の検出する電圧との差電圧が、電圧目標値（１７５Ｖ）と一致するように制御部２１は、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１を定電圧制御する。

ここで、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ２２は、２００Ｖから１７５Ｖへの少しの降圧で足りるので、直流リアクトル２２０の小型化が可能であり、これにより、電力変換装置１のコンパクト化が可能である。また、スイッチング素子２２１，２２２に印加され得る最大電圧が１７５Ｖとなるので、スイッチング素子２２１，２２２の耐圧は、１７５Ｖ以上であればよく、３５０Ｖと比べて低い耐圧で足りる。これにより、スイッチングによる電力損失を低減し、部品のコストも低減することができる。

（第３実施形態：２段昇圧）
図４は、第３実施形態に係る電力変換装置１及び電源装置１００の回路図である。図４において、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ３２は、直流電源２の両端に接続されている。第１のＤＣ／ＤＣコンバータ３１の入力側は、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ３２の出力線となる中間電位線１６ｃに接続されている。第１のＤＣ／ＤＣコンバータ３１の出力側は、第１線１６ａに接続されている。第１のＤＣ／ＤＣコンバータ３１の入出力共通線は第２線１６ｂとなっている。直流電源２の電圧は例えば５０Ｖである。

第１のＤＣ／ＤＣコンバータ３１は、直流リアクトル３１０と、ハイサイドのスイッチング素子３１１と、ローサイドのスイッチング素子３１２とを備え、これらは図示のように接続されている。第２のＤＣ／ＤＣコンバータ３２は、直流リアクトル３２０と、ハイサイドのスイッチング素子３２１と、ローサイドのスイッチング素子３２２とを備え、これらは図示のように接続されている。

ＤＣバス１６、高電位側コンデンサ１３、低電位側コンデンサ１４、電圧センサ１７，１８、及び、インバータ１５については、第１実施形態と同様であるので、説明は省略する。

図４において、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ３２は直流電源２からの入力電圧を昇圧して１７５Ｖで出力し、中間電位線１６ｃと第２線１６ｂとの線間電圧を低電位側コンデンサ１４が平滑する。第１のＤＣ／ＤＣコンバータ３１は中間電位線１６ｃからの入力電圧を昇圧して第２線１６ｂを基準とすれば３５０Ｖで出力し、中間電位線１６ｃを基準とすれば１７５Ｖ昇圧して出力する。第１線１６ａと第２線１６ｂとの線間電圧を高電位側コンデンサ１３及び低電位側コンデンサ１４が平滑する。ＤＣバス１６の３線の線間で見れば、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１及び第２のＤＣ／ＤＣコンバータ１２は共に、中間電位線１６ｃとの間に、１７５Ｖの出力を行っている。

第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、５０Ｖを１７５Ｖまで昇圧する。第２のＤＣ／ＤＣコンバータ１２は、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１から入力される電圧１７５Ｖを３５０Ｖまで昇圧する。この場合、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１は１２５Ｖ昇圧することになり、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ１２は、１７５Ｖ昇圧することになる。

自立運転時、制御部２１は、電圧センサ１８が検出する第２のＤＣ／ＤＣコンバータ１２の実際の出力電圧が、電圧目標値と一致するように第２のＤＣ／ＤＣコンバータ１２を定電圧制御する。第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１の制御の仕方は２種類ある。
第１の制御方法では、電圧センサ１７の検出する電圧が、電圧目標値（３５０Ｖ）と一致するように、制御部２１は、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ３１を定電圧制御する。
第２の制御方法では、電圧センサ１７の検出する電圧と、電圧センサ１８の検出する電圧との差電圧が、電圧目標値（１７５Ｖ）と一致するように制御部２１は、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ３１を定電圧制御する。

上記のような２段昇圧を行うことにより、直流電源２の電圧を一気に３５０Ｖまで昇圧する場合と比べると、各段の昇圧比が低下する。そのため、直流リアクトル３１０，３２０の小型化が可能であり、これにより、電力変換装置１のコンパクト化が可能である。また、スイッチング素子３２１，３２２に印加され得る最大電圧が１７５Ｖとなるので、スイッチング素子３２１，３２２の耐圧は１７５Ｖ以上であればよく、３５０Ｖと比べて低い耐圧で足りる。これにより、スイッチングによる電力損失を低減し、部品のコストも低減することができる。

（第４実施形態：直流電源が２個）
図５は、第４実施形態に係る電力変換装置１及び電源装置１００の回路図である。図５において、直流電源２は、直流電源２Ａと、直流電源２Ｂとにより構成されている。第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、直流電源２Ａの両端に接続されている。第２のＤＣ／ＤＣコンバータ１２は、直流電源２Ｂの両端に接続されている。直流電源２Ｂの両端の電圧Ｖ_ＳＢ［Ｖ］は、Ｖ_ＳＢ＜１７５の関係にある。例えば電圧Ｖ_ＳＢは１００Ｖである。直流電源２Ａの両端の電圧Ｖ_ＳＡ［Ｖ］は、Ｖ_ＳＡ＜３５０の関係にある。例えば電圧Ｖ_ＳＡは２００Ｖである。

第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、直流リアクトル１１０と、ハイサイドのスイッチング素子１１１と、ローサイドのスイッチング素子１１２とを備え、これらは図示のように接続されている。第２のＤＣ／ＤＣコンバータ１２は、直流リアクトル１２０と、ハイサイドのスイッチング素子１２１と、ローサイドのスイッチング素子１２２とを備え、これらは図示のように接続されている。

ＤＣバス１６、高電位側コンデンサ１３、低電位側コンデンサ１４、電圧センサ１７，１８、及び、インバータ１５については、第１実施形態と同様であるので、説明は省略する。

図５において、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ１２は直流電源２Ｂからの入力電圧を昇圧して１７５Ｖで出力し、中間電位線１６ｃと第２線１６ｂとの線間電圧を低電位側コンデンサ１４が平滑する。第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１は直流電源２Ａからの入力電圧を昇圧して３５０Ｖで出力し、第１線１６ａと第２線１６ｂとの線間電圧を高電位側コンデンサ１３及び低電位側コンデンサ１４が平滑する。ＤＣバス１６の３線の線間で見れば、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１及び第２のＤＣ／ＤＣコンバータ１２は共に、中間電位線１６ｃとの間に、１７５Ｖの出力を行っている。

自立運転時、制御部２１は、電圧センサ１８が検出する第２のＤＣ／ＤＣコンバータ１２の実際の出力電圧が、電圧目標値と一致するように第２のＤＣ／ＤＣコンバータ１２を定電圧制御する。第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１の制御の仕方は２種類ある。
第１の制御方法では、電圧センサ１７の検出する電圧が、電圧目標値（３５０Ｖ）と一致するように、制御部２１は、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１を定電圧制御する。
第２の制御方法では、電圧センサ１７の検出する電圧と、電圧センサ１８の検出する電圧との差電圧が、電圧目標値（１７５Ｖ）と一致するように制御部２１は、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１を定電圧制御する。

ここで、電圧目標値になるべく近い電圧の直流電源２Ａ，２Ｂを用いれば、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１及び第２のＤＣ／ＤＣコンバータ１２は共に、昇圧比を低減することができる。昇圧比を低減できれば、直流リアクトル１１０，１２０の小型化が可能であり、これにより、電力変換装置１のコンパクト化が可能である。また、スイッチング素子１２１，１２２に印加され得る最大電圧が１７５Ｖとなるので、スイッチング素子１２１，１２２の耐圧は１７５Ｖ以上であればよく、３５０Ｖより低い耐圧で足りる。これにより、スイッチングによる電力損失を低減し、部品のコストも低減することができる。

一般化して表現すれば、第１線１６ａと第２線１６ｂとの線間電圧の電圧目標値である第１の直流電圧をＶ_１、中間電位線１６ｃと第２線１６ｂとの線間電圧の電圧目標値である第２の直流電圧をＶ_２、そして、第１の直流電源２Ａの電源電圧をＶ_ＳＡ、第２の直流電源２Ｂの電源電圧をＶ_ＳＢとした場合に、
Ｖ_ＳＢ＜Ｖ_ＳＡ＜Ｖ_２＜Ｖ_１、又は、
Ｖ_ＳＢ＜Ｖ_２＜Ｖ_ＳＡ＜Ｖ_１、
の関係にある場合に図５の回路構成が好適である。この場合、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１及び第２のＤＣ／ＤＣコンバータ１２のそれぞれの昇圧比を抑制し、電力損失を低減し、また、直流リアクトル１１０，１２０を小型化することができる。

（第５実施形態：他の直流電源との組み合わせ）
図６は、第５実施形態に係る電力変換装置１及び電源装置１００の回路図である。図６において、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、蓄電池である直流電源２の両端に接続されている。第２のＤＣ／ＤＣコンバータ１２も、直流電源２の両端に接続されている。直流電源２の両端の電圧Ｖ_Ｓ［Ｖ］は、Ｖ_Ｓ＜１７５の関係にある。例えば電圧Ｖ_Ｓは１００Ｖであるとする。

第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、直流リアクトル１１０と、ハイサイドのスイッチング素子１１１と、ローサイドのスイッチング素子１１２とを備え、これらは図示のように接続されている。第２のＤＣ／ＤＣコンバータ１２は、直流リアクトル１２０と、ハイサイドのスイッチング素子１２１と、ローサイドのスイッチング素子１２２とを備え、これらは図示のように接続されている。

太陽光発電パネル１９は、逆流防止用のダイオード２０を介して、第３のＤＣ／ＤＣコンバータ２３と接続されている。第３のＤＣ／ＤＣコンバータ２３は、直流リアクトル２３０と、ハイサイドのスイッチング素子２３１と、ローサイドのスイッチング素子２３２と、平滑用のコンデンサ２３３とを備え、これらは図示のように接続されている。第３のＤＣ／ＤＣコンバータ２３の出力は、ＤＣバス１６の第１線１６ａ及び第２線１６ｂの線間に接続されている。その他の回路構成は、図２と同様であるので、説明を省略する。

図６において、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ１２は直流電源２からの入力電圧を昇圧して１７５Ｖで出力し、中間電位線１６ｃと第２線１６ｂとの線間電圧を低電位側コンデンサ１４が平滑する。第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１は直流電源２からの入力電圧を昇圧して３５０Ｖで出力し、第１線１６ａと第２線１６ｂとの線間電圧を高電位側コンデンサ１３及び低電位側コンデンサ１４が平滑する。ＤＣバス１６の３線の線間で見れば、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１及び第２のＤＣ／ＤＣコンバータ１２は共に、中間電位線１６ｃとの間に、１７５Ｖの出力を行っている。第３のＤＣ／ＤＣコンバータ２３は、太陽光発電パネル２０から出力される発電電圧を３５０Ｖに昇圧して、ＤＣバス１６の第１線１６ａと第２線１６ｂとの線間に供給する。

制御部２１は、電圧センサ１８が検出する第２のＤＣ／ＤＣコンバータ１２の実際の出力電圧が、電圧目標値と一致するように第２のＤＣ／ＤＣコンバータ１２を制御する。第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１の制御の仕方は２種類ある。
第１の制御方法では、電圧センサ１７の検出する電圧が、電圧目標値（３５０Ｖ）と一致するように、制御部２１は、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１を制御する。
第２の制御方法では、電圧センサ１７の検出する電圧と、電圧センサ１８の検出する電圧との差電圧が、電圧目標値（１７５Ｖ）と一致するように制御部２１は、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１を制御する。

さらに、図６の回路構成の場合、第３のＤＣ／ＤＣコンバータ２３からＤＣバス１６に供給される電力を、インバータ１５に接続された負荷に供給することができる。インバータ１５に接続された負荷との関係で余剰電力が生じる場合は、第３のＤＣ／ＤＣコンバータ２３から出力される電力を用いて、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１を降圧チョッパとして逆方向動作させ、蓄電池である直流電源２を充電することができる。
なお、ＤＣバス１６には、直流負荷を接続することもできる。

《検証》
（参考例）
図７は、参考のために、１台のＤＣ／ＤＣコンバータと、インバータとにより、単相２線の自立出力をそのまま単相３線のＵ線－Ｗ線間に出力してＵ相（Ｕ線－Ｏ線）、Ｗ相（Ｗ線－Ｏ線）で極端に不平衡となる負荷に給電した場合の電圧及び電流を示すグラフである。負荷は、Ｕ相に抵抗負荷を接続し、Ｗ相には抵抗とコンデンサの並列体にダイオードを直列接続したもの、を接続している。直流電源の電圧は２００Ｖであり、これをＤＣ／ＤＣコンバータにより３５０Ｖに昇圧する。ＤＣバスの中間電位線はＤＣバスの２線間に一対のコンデンサの直列体を配置し、その相互接続点を中間電位線とした。すなわち、ＤＣバスの３線の電位は、上から順に、３５０Ｖ、１７５Ｖ、０Ｖである。交流の目標出力電圧はＵ線－Ｗ線間で２００Ｖ（実効値）である。上段、中段、下段の３つのグラフの横軸は共通の時間軸であり、交流（５０Ｈｚ）の３サイクル（０．０６秒）に相当する。

上段のグラフにおけるＶｄｃ１は、ＤＣバスの第１線と中間電位線との間の電圧、Ｖｄｃ２は、中間電位線と第２線との間の電圧である。理想的にはどちらも１７５Ｖとなるべきであるが、双方とも１７５Ｖから大きく乖離している。
中段のグラフにおけるＶｕｏはＵ相電圧、ＶｗｏはＷ相電圧である。Ｖｕｏ，Ｖｗｏ共に、振動の中心が０から乖離している。
下段のグラフにおけるＩｕは、Ｕ線に流れる電流、ＩｗはＷ線に流れる電流である。Ｉｕ，Ｉｗ共に、振動の中心が０から乖離している。

（第１実施形態（図２）の電力変換装置）
次に、実施形態の代表として、第１実施形態の電力変換装置について、検証する。
図８は、第１実施形態（図２）の電力変換装置１を用いて、自立出力を単相３線のＵ線－Ｗ線間に出力してＵ相（Ｕ線－Ｏ線）、Ｗ相（Ｗ線－Ｏ線）で極端に不平衡となる負荷に給電した場合の電圧及び電流を示すグラフである。負荷は、上記の参考例と同様に、Ｕ相に抵抗負荷を接続し、Ｗ相には抵抗とコンデンサの並列体にダイオードを直列接続したもの、を接続している。直流電源の電圧は１００Ｖであり、これを第１，第２のＤＣ／ＤＣコンバータ１１，１２により３５０Ｖ／１７５Ｖに昇圧する。交流の目標出力電圧はＵ線－Ｏ線間に１００Ｖ（実効値）、Ｗ線－Ｏ線間に１００Ｖ（実効値）である。上段、中段、下段の３つのグラフの横軸は共通の時間軸であり、交流（５０Ｈｚ）の３サイクル（０．０６秒）に相当する。

図８において、上段のグラフにおけるＶｄｃ１は、ＤＣバス１６の第１線１６ａと中間電位線１６ｃとの間の電圧、Ｖｄｃ２は、中間電位線１６ｃと第２線１６ｂとの間の電圧である。双方とも概ね１７５Ｖに制御されている。
中段のグラフにおけるＶｕｏはＵ相電圧、ＶｗｏはＷ相電圧である。Ｖｕｏ，Ｖｗｏ共に、振動の中心が０の正弦波となっている。
下段のグラフにおけるＩｕは、Ｕ線に流れる電流、ＩｗはＷ線に流れる電流である。Ｉｕは振動の中心が０の正弦波となっている。Ｉｗはダイオードの存在のため、半サイクルごとの波形となるが、０を振動の中心とする正弦波の半波整流波形となっていることがわかる。

上記のように、好適な結果が得られており、他の実施形態についても同様に好適な結果が得られる。

（電圧目標値の設定の仕方について）
次に、電圧目標値の設定の仕方による違いについて検証する。上記各実施形態で述べたように、電圧目標値の設定の仕方は、以下の２種類がある。
（ａ）電圧センサ１７の検出する電圧が、電圧目標値（３５０Ｖ）と一致するように、制御部２１は、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１を定電圧制御する。
（ｂ）電圧センサ１７の検出する電圧と、電圧センサ１８の検出する電圧との差電圧が、電圧目標値（１７５Ｖ）と一致するように制御部２１は、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１を定電圧制御する。

図９は、第１実施形態の電力変換装置１を用いて、上記（ａ）の制御を行って自立運転により、単相３線の交流出力を平衡負荷に提供した場合の電圧及び電流を示すグラフである。上段、中段、下段の３つのグラフの横軸は共通の時間軸であり、交流の３サイクル（０．０６秒）に相当する。上段のグラフは、縦軸のスケールを拡大して変動を誇張したものである。

図９において、上段のグラフにおけるＶｄｃ１は、ＤＣバス１６の第１線１６ａと中間電位線１６ｃとの間の電圧、Ｖｄｃ２は、中間電位線１６ｃと第２線１６ｂとの間の電圧である。双方とも１７５Ｖを中心に変動している。３サイクルなので変動が顕著に現れているが、もっと長い期間で平均すれば特に問題は無い。
中段のグラフにおけるＶｕｏはＵ相電圧、ＶｗｏはＷ相電圧である。Ｖｕｏ，Ｖｗｏ共に、振動の中心が０の正弦波となっている。
下段のグラフにおけるＩｕは、Ｕ線に流れる電流、ＩｗはＷ線に流れる電流である。Ｉｕ、Ｉｗ共に、振動の中心が０の正弦波となっている。

図１０は、第１実施形態の電力変換装置１を用いて、上記（ｂ）の制御を行って自立運転により、単相３線の交流出力を平衡負荷に提供した場合の電圧及び電流を示すグラフである。上段、中段、下段の３つのグラフの横軸は共通の時間軸であり、交流（５０Ｈｚ）の３サイクル（０．０６秒）に相当する。上段のグラフは、縦軸のスケールを拡大して変動を誇張したものである。

図１０において、上段のグラフにおけるＶｄｃ１は、ＤＣバス１６の第１線１６ａと中間電位線１６ｃとの間の電圧、Ｖｄｃ２は、中間電位線１６ｃと第２線１６ｂとの間の電圧である。双方とも１７５Ｖを中心に変動している。図９と同様に、３サイクルなので変動がやや顕著に現れているが、もっと長い期間で平均すれば特に問題は無い。図９との比較で言えば、図１０の方が、変動が抑制されている。
中段のグラフにおけるＶｕｏはＵ相電圧、ＶｗｏはＷ相電圧である。Ｖｕｏ，Ｖｗｏ共に、振動の中心が０の正弦波となっている。
下段のグラフにおけるＩｕは、Ｕ線に流れる電流、ＩｗはＷ線に流れる電流である。Ｉｕ、Ｉｗ共に、振動の中心が０の正弦波となっている。

（充電を併用した場合）
図１１は、第５実施形態（図６）の電力変換装置１を用いて、自立運転により、単相３線の交流出力を平衡負荷に提供した場合の電圧及び電流を示すグラフである。上段、中段、下段の３つのグラフの横軸は共通の時間軸であり、交流（５０Ｈｚ）の３サイクル（０．０６秒）に相当する。

図１０において、上段のグラフにおけるＶｄｃ１は、ＤＣバス１６の第１線１６ａと中間電位線１６ｃとの間の電圧、Ｖｄｃ２は、中間電位線１６ｃと第２線１６ｂとの間の電圧である。双方とも１７５Ｖを中心に僅かに変動している程度で、ほとんど一定に維持されていることがわかる。
中段のグラフにおけるＶｕｏはＵ相電圧、ＶｗｏはＷ相電圧である。Ｖｕｏ，Ｖｗｏ共に、振動の中心が０の正弦波となっている。
下段のグラフにおけるＩｕは、Ｕ線に流れる電流、ＩｗはＷ線に流れる電流、Ｉｂａｔは直流電源２への充電電流である。充電をマイナスで表している。若干、プラス側にも振れているが、実質的には、脈動する直流である。脈動は、交流の影響を受けて商用交流の２倍の周期となっている。

（第６実施形態：変形例）
なお、第１～第５実施形態ではいずれも、２つのＤＣ／ＤＣコンバータによって、第２線１６ｂから見た第１線１６ａの電圧と中間電位線１６ｃの電圧とを出力しようとするが、第１線１６ａから見た第２線１６ｂの電圧と中間電位線１６ｃの電圧とを出力してもよい。
図１２は、第２実施形態（図３）の変形例ともいえる電力変換装置１及び電源装置１００の回路図である。図１２において、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、直流電源２の両端に接続されている。第２のＤＣ／ＤＣコンバータ４２は、第１線１６ａと直流電源２のプラス側端子との間に接続されている。第１線１６ａと直流電源２のプラス側端子との間にはコンデンサ４３が設けられ、第１線１６ａと直流電源２のプラス側端子との間の電圧を安定させている。直流電源２の両端の電圧Ｖ_Ｓは、例えば１００Ｖである。

第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、直流リアクトル１１０と、ハイサイドのスイッチング素子１１１と、ローサイドのスイッチング素子１１２とを備え、これらは図示のように接続されている。第２のＤＣ／ＤＣコンバータ４２は、直流リアクトル４２０と、ハイサイドのスイッチング素子４２１と、ローサイドのスイッチング素子４２２とを備え、これらは図示のように接続されている。

ＤＣバス１６、高電位側コンデンサ１３、低電位側コンデンサ１４、電圧センサ１７，１８、及び、インバータ１５については、第１実施形態と同様であるので、説明は省略する。

図１２において、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１は直流電源２からの入力電圧を昇圧して３５０Ｖで出力し、第１線１６ａと第２線１６ｂとの線間電圧を高電位側コンデンサ１３及び低電位側コンデンサ１４が平滑する。第２のＤＣ／ＤＣコンバータ４２は、第１線１６ａと直流電源２のプラス側端子との差電圧（２５０Ｖ）を降圧して１７５Ｖで出力し、中間電位線１６ｃと第１線１６ａとの線間電圧を高電位側コンデンサ１３が平滑する。ＤＣバス１６の３線の線間で見れば、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１及び第２のＤＣ／ＤＣコンバータ２２は共に、中間電位線１６ｃとの間に、１７５Ｖの出力を行っている。

自立運転時の制御については、第２実施形態と同様である。
第２のＤＣ／ＤＣコンバータ４２は、２５０Ｖから１７５Ｖへの降圧で足りるので、直流リアクトル４２０の小型化が可能であり、これにより、電力変換装置１のコンパクト化が可能である。また、スイッチング素子４２１，４２２に印加され得る最大電圧が２５０Ｖとなるので、スイッチング素子４２１，４２２の耐圧は２５０Ｖ以上であればよく、３５０Ｖより低い耐圧で足りる。これにより、スイッチングによる電力損失を低減し、部品のコストも低減することができる。

《開示のまとめ》
以上、開示したのは、直流電源２と単相３線式の交流電路３との間に設けられる電力変換装置１である。この電力変換装置１は、交流電路３に交流出力を提供するインバータ１５と、インバータ１５の直流側にあって、電位順に、第１線１６ａ、中間電位線１６ｃ、及び、第２線１６ｂを有し、第１線１６ａ及び第２線１６ｂがインバータ１５への直流入力線となり、中間電位線１６ｃが交流電路３の中性線（Ｏ線）と接続されるＤＣバス１６と、第１線１６ａと中間電位線１６ｃとの間に設けられた高電位側コンデンサ１３と、中間電位線１６ｃと第２線１６ｂとの間に設けられた低電位側コンデンサ１４と、直流電源２とＤＣバス１６との間に設けられた第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１（３１）と、直流電源２とＤＣバス１６との間に設けられた第２のＤＣ／ＤＣコンバータ１２（２２，３２，４２）と、インバータ１５並びに第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１（３１）及び第２のＤＣ／ＤＣコンバータ１２（２２，３２，４２）を制御する制御部２１と、を備えている。

そして、第１のＤＣ／ＤＣコンバータは、直流電源２からの入力電圧に基づいて第１の直流電圧（例えば３５０Ｖ）を生成し、第１線１６ａと第２線１６ｂとの線間に出力する。第２のＤＣ／ＤＣコンバータは、直流電源２からの入力電圧を第２の直流電圧（例えば１７５Ｖ）に変換して第１線１６ａ及び第２線１６ｂのいずれか一方と中間電位線１６ｃとの線間に出力する。

このような電力変換装置１では、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１及び第２のＤＣ／ＤＣコンバータ１２がそれぞれ所定の直流電圧を出力することにより、ＤＣバス１６の３線（第１線１６ａ、中間電位線１６ｃ、第２線１６ｂ）の相互間の電位差を所望の値に維持して、自立運転時にも安定した単相３線出力を提供することができる。第２のＤＣ／ＤＣコンバータ１２は、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１より低い電圧を出力するので、電圧が低い分だけ、電力損失の抑制とコンパクト化とを実現することができる。こうして、自立運転時に単相３線出力を提供する電力変換装置１において、電力損失の抑制とコンパクト化とを実現することができる。

第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１の制御については、第１の直流電圧の検出値を電圧目標値（例えば３５０Ｖ）に合わせるフィードバック制御を行うか、または、第１の直流電圧と第２の直流電圧との差電圧を電圧目標値（例えば１７５Ｖ）に合わせるフィードバック制御を行うことができる。

第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１及び第２のＤＣ／ＤＣコンバータ１２の回路構成は、直流電源２の電圧との関係で種々のバリエーションが可能である。前述のように、昇圧２組（図２）、昇圧と降圧（図３）、２段昇圧（図４）、直流電源を個別に設ける昇圧（図５）が可能である。その他、直流電源の電圧が高い場合には降圧２組もあり得る。直流電源を個別に設ける場合には一方が昇圧、他方が降圧、ということもあり得る。

なお、ＤＣバス１６に関して、上記各実施形態では電位の高い方から順に、第１線、中間電位線、第２線としたが、「第１線」、「第２線」は便宜上の呼称であり、逆に、電位の低い方から順に、第１線、中間電位線、第２線と考えてもよい。

《補記》
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。

１ 電力変換装置
２，２Ａ，２Ｂ 直流電源
３ 交流電路
１１ 第１のＤＣ／ＤＣコンバータ
１２ 第２のＤＣ／ＤＣコンバータ
１３ 高電位側コンデンサ
１４ 定電位側コンデンサ
１５ インバータ
１６ ＤＣバス
１６ａ 第１線
１６ｂ 第２線
１６ｃ 中間線
１７，１８ 電圧センサ
１９ 太陽光発電パネル
２０ ダイオード
２１ 制御部
２２ 第２のＤＣ／ＤＣコンバータ
２３ 第３のＤＣ／ＤＣコンバータ
３１ 第１のＤＣ／ＤＣコンバータ
３２ 第２のＤＣ／ＤＣコンバータ
４２ 第２のＤＣ／ＤＣコンバータ
４３ コンデンサ
１００ 電源装置
１１０ 直流リアクトル
１１１，１１２ スイッチング素子
１２０ 直流リアクトル
１２１，１２２ スイッチング素子
１５１，１５２，１５３．１５４ スイッチング素子
１５５，１５６ 交流リアクトル
１５７，１５８ コンデンサ
２２０ 直流リアクトル
２２１，２２２ スイッチング素子
２３０ 直流リアクトル
２３１，２３２ スイッチング素子
２３３ コンデンサ
３１０ 直流リアクトル
３１１，３１２ スイッチング素子
３２０ 直流リアクトル
３２１，３２２ スイッチング素子
４２０ 直流リアクトル
４２１，４２２ スイッチング素子

Claims (10)

1. 直流電源と単相３線式の交流電路との間に設けられる電力変換装置であって、
   前記交流電路に交流出力を提供するインバータと、
   前記インバータの直流側にあって、電位順に、第１線、中間電位線、及び、第２線を有し、前記第１線及び前記第２線が前記インバータへの直流入力線となり、前記中間電位線が前記交流電路の中性線と接続されるＤＣバスと、
   前記第１線と前記中間電位線との間に設けられた第１のコンデンサと、
   前記中間電位線と前記第２線との間に設けられた第２のコンデンサと、
   前記直流電源と前記ＤＣバスとの間に設けられ、前記直流電源からの入力電圧に基づいて第１の直流電圧を生成し、前記第１線と前記第２線との線間に出力する第１のＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記直流電源と前記ＤＣバスとの間に設けられ、前記直流電源からの入力電圧を第２の直流電圧に変換して前記第１線及び前記第２線のいずれか一方と前記中間電位線との線間に出力する第２のＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記インバータ並びに前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御部と、
   を備えた電力変換装置。
2. 自立運転時の前記制御部は、
   前記第１線と前記第２線との間に前記第１の直流電圧が出力されるように前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータを定電圧制御し、かつ、
   前記中間電位線と前記第２線又は前記第１線との間に前記第２の直流電圧が出力されるように前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータを定電圧制御する、
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 自立運転時の前記制御部は、
   前記第１線と前記中間電位線との間に前記第１の直流電圧と前記第２の直流電圧との差電圧が出力されるように前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータを定電圧制御し、かつ、
   前記中間電位線と前記第２線との間に前記第２の直流電圧が出力されるように前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータを定電圧制御する、
   請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記直流電源の電圧を昇圧して前記第１の直流電圧とし、
   前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記直流電源の電圧を昇圧して前記第２の直流電圧とする、
   請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記直流電源の電圧を昇圧して前記第１の直流電圧とし、
   前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記直流電源の電圧を降圧して前記第２の直流電圧とする、
   請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記直流電源の電圧を昇圧して前記第２の直流電圧とし、
   前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第２の直流電圧を昇圧して前記第１の直流電圧とする、
   請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 前記直流電源は、第１の直流電源と、第２の直流電源とを含むものであって、前記第１の直流電源の電圧は、前記第２の直流電源の電圧より高い場合に、
   前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータは前記第１の直流電源に接続され、かつ、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータは第２の直流電源に接続され、
   前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１の直流電源の電圧を昇圧して前記第１の直流電圧とし、
   前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第２の直流電源の電圧を昇圧して前記第２の直流電圧とする、
   請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 前記第１の直流電圧をＶ_１、前記第２の直流電圧をＶ_２、前記第１の直流電源の電源電圧をＶ_ＳＡ、前記第２の直流電源の電源電圧をＶ_ＳＢとした場合に、
   Ｖ_ＳＢ＜Ｖ_ＳＡ＜Ｖ_２＜Ｖ_１、又は、
   Ｖ_ＳＢ＜Ｖ_２＜Ｖ_ＳＡ＜Ｖ_１、
   の関係にある請求項７に記載の電力変換装置。
9. 前記第２の直流電圧は、前記第１の直流電圧の（５０±１０）％である請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
10. 請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置と、前記直流電源とを含む電源装置。
    

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