JP2022183824A - Gate drive device - Google Patents

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Abstract

To provide a gate drive device capable of quickly determining when a gate-drive type switching element is in a short-circuit state when driving a gate-drive type switching element.SOLUTION: A gate drive device that controls on/off by giving a gate drive signal to a gate-drive type semiconductor switching element by a drive circuit, comprises a determination circuit that detects the voltage between main terminals of the semiconductor switching element and determines the short-circuit state of the semiconductor switching element by the increase of the voltage between the main terminals during on drive, and a control circuit that shuts down the semiconductor switching element when the determination circuit determines the semiconductor switching element is in short circuit.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、ゲート駆動装置に関する。 The present invention relates to gate drives.

ゲート駆動型の半導体スイッチング素子であるMOSトランジスタなどのパワー素子を駆動制御するゲート駆動装置は、短絡時を検出する機能を備えたものがある。短絡時を検出する方式として、Desat方式がある。これは、オン指令時に短絡している場合にはドレイン・ソース間電圧Vdsが下がらない現象を利用するもので、ドレイン・ソース間電圧Vdsをモニタし、短絡しきい値と比較して短絡時を判定するものである。 2. Description of the Related Art Some gate drive devices that drive and control power elements such as MOS transistors, which are gate-driven semiconductor switching elements, have a function of detecting a short circuit. As a method for detecting a short circuit, there is a Desat method. This utilizes the phenomenon that the drain-source voltage Vds does not drop if there is a short circuit at the time of an ON command. It is a judgment.

Desat方式では、ターンオン指令により、パワー素子のゲート電圧が上昇すると共に、定電流IdesatによりコンデンサCdesatに電荷が充電され、Desat端の電圧すなわちコンデンサCdesatの端子電圧が上昇する。 In the Desat method, a turn-on command increases the gate voltage of the power element, charges the capacitor Cdesat by the constant current Idesat, and increases the voltage at the Desat end, that is, the terminal voltage of the capacitor Cdesat.

この場合、通常時は、パワー素子がオンすると、ドレイン・ソース間電圧Vdsが低下するので、定電流Idesatは、ダイオードを介してパワー素子側に流れ、コンデンサCdesatへの充電が停止するので、Desat端の電圧は短絡しきい値よりも低くなり、通常時と判定することができる。 In this case, normally, when the power element is turned on, the drain-source voltage Vds drops, so the constant current Idesat flows through the diode to the power element side, and charging of the capacitor Cdesat stops. The voltage at the end becomes lower than the short-circuit threshold and can be determined as normal.

一方、短絡時は、ドレイン・ソース間電圧Vdsが下がらないので、コンデンサCdesatへの定電流Idesatによる充電は継続することとなり、やがて短絡しきい値を超え、短絡時を判定することができる。そして、短絡時が判定されると、ゲート駆動装置は、ゲート電圧を下げパワー素子を遮断する。 On the other hand, when a short circuit occurs, the drain-source voltage Vds does not drop, so the charging of the capacitor Cdesat with the constant current Idesat continues, and the short circuit threshold value is exceeded before long, and the short circuit can be determined. Then, when a short circuit is determined, the gate driver lowers the gate voltage to cut off the power device.

しかしながら、このようにパワー素子のドレイン・ソース間電圧Vdsをモニタし、短絡を検出するDesat方式では、パワー素子の電流経路に含まれる配線寄生インダクタンスLsの影響によって短絡判定の遅れを招くことがある。そして、短絡判定の遅れは短絡時にパワー素子に加わる短絡エネルギーを増大させることとなる。また、短絡エネルギーが増大することは、これに耐性を持たせるためには、パワー素子の大型化を招くこととなる。 However, in the Desat method of monitoring the drain-source voltage Vds of the power element and detecting a short circuit in this way, a short circuit determination may be delayed due to the influence of the wiring parasitic inductance Ls included in the current path of the power element. . A delay in short-circuit determination increases the short-circuit energy applied to the power element at the time of short-circuiting. Further, an increase in short-circuit energy leads to an increase in the size of the power element in order to provide resistance to this.

特許06525141号公報Japanese Patent No. 06525141 特開2017-212870号公報JP 2017-212870 A 国際公開番号WO2017/141545A1International publication number WO2017/141545A1

本発明は、上記事情を考慮してなされたもので、その目的は、ゲート駆動型のスイッチング素子を駆動するときに、短絡時である場合にこれを迅速に判定することができ、スイッチング素子の短絡エネルギーを抑制させることで大型化することを回避できるようにしたゲート駆動装置を提供することにある。 SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in consideration of the above circumstances, and an object of the present invention is to be able to quickly determine if a short circuit has occurred when driving a gate-driven switching element. To provide a gate drive device capable of avoiding an increase in size by suppressing short-circuit energy.

請求項1に記載のゲート駆動装置は、ゲート駆動形の半導体スイッチング素子に対して駆動回路によりゲート駆動信号を与えてオンオフの制御を行うゲート駆動装置であって、前記半導体スイッチング素子の主端子間の電圧を検出し、オン駆動時に主端子間電圧が増大することをもって前記半導体スイッチング素子の短絡時を判定する判定回路(30、30a、30b、30c)と、前記判定回路により前記半導体スイッチング素子の短絡状態が判定されたときに前記半導体スイッチング素子を遮断する制御回路(20)とを備えている。 According to a first aspect of the present invention, there is provided a gate drive device for controlling on/off by applying a gate drive signal to a gate drive type semiconductor switching element from a drive circuit, wherein a gate drive signal is applied between main terminals of the semiconductor switching element. and determines whether the semiconductor switching element is short-circuited based on an increase in the voltage between the main terminals during on-driving; and a control circuit (20) for shutting off the semiconductor switching element when a short-circuit state is determined.

半導体スイッチング素子を上下アームに接続して負荷に給電する構成では、配線寄生インダクタンスがあるため、スイッチング動作の際に短絡があると、半導体スイッチング素子の主端子間電圧が、一度下がってから再び上がってくるという特性がある。このため、一般的に用いられるDesat方式による短絡判定では、主端子間電圧がしきい値レベルまで上昇するのに遅れ時間を伴うため判定遅れが生ずる。 In a configuration in which a semiconductor switching element is connected to the upper and lower arms to supply power to a load, there is wiring parasitic inductance, so if a short circuit occurs during switching operation, the voltage between the main terminals of the semiconductor switching element drops once and then rises again. It has the characteristic of coming. For this reason, in short-circuit determination by the generally used Desat method, there is a delay in the rise of the voltage between the main terminals to the threshold level, resulting in a determination delay.

これに対して、本方式では、上記構成を採用することにより、半導体スイッチング素子を駆動したときに、通常時と短絡時とで異なる主端子間電圧の変化を検出することで短絡時を判定することができる。 On the other hand, in the present method, by adopting the above configuration, when the semiconductor switching element is driven, a change in the voltage between the main terminals, which is different between the normal state and the short-circuit state, is detected to determine the state of the short-circuit state. be able to.

すなわち、通常時には半導体スイッチング素子の主端子間電圧はオン状態で最も低い電圧に保持されるが、短絡時には半導体スイッチング素子の主端子間電圧が、一度下がってから再び上がってくる。このような特性の相違を利用して、判定回路では、半導体スイッチング素子の主端子間電圧が上昇することをもって短絡時を判定することができる。 That is, normally, the voltage across the main terminals of the semiconductor switching element is held at the lowest voltage in the ON state, but in the event of a short circuit, the voltage across the main terminals of the semiconductor switching element drops once and then rises again. Utilizing such a difference in characteristics, the determination circuit can determine the occurrence of a short circuit based on an increase in the voltage between the main terminals of the semiconductor switching element.

したがって、一定のしきい値まで上昇するのを待って検出する方式と異なり、上昇に転じたことで判定するので、迅速に短絡状態を判定することができ、パワー素子として用いる半導体スイッチング素子の小型化を図ることができる。 Therefore, unlike the system that waits until the voltage rises to a certain threshold value for detection, the short-circuit state can be determined quickly when the voltage turns to rise, and the semiconductor switching element used as the power element can be made smaller. can be improved.

第1実施形態を示す電気的構成図Electrical configuration diagram showing the first embodiment 第1実施形態を示す作用説明図Effect explanatory drawing which shows 1st Embodiment 第2実施形態を示す電気的構成図Electrical configuration diagram showing the second embodiment 第2実施形態を示すタイミングチャートTiming chart showing the second embodiment 第3実施形態を示す電気的構成図Electrical configuration diagram showing the third embodiment 第4実施形態を示す電気的構成図Electrical configuration diagram showing the fourth embodiment 第4実施形態を示す作用説明図Effect explanatory drawing which shows 4th Embodiment 第5実施形態を示す電気的構成図Electrical configuration diagram showing the fifth embodiment 比較のために示す作用説明図Action explanatory diagram shown for comparison

(第1実施形態)
以下、本発明の第1実施形態について、図1、図2および図9を参照して説明する。
電気的構成を示す図1において、パワー素子であるゲート駆動形の半導体スイッチング素子としてのIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)1を上下アームにそれぞれ配置して負荷への通電経路を形成する回路に対して、ゲート駆動装置10は、一方のIGBT1をオン駆動制御する際に、他方のIGBTが短絡状態にあるかどうかを判定することができるようにした機能を備える。
(First embodiment)
A first embodiment of the present invention will be described below with reference to FIGS. 1, 2 and 9. FIG.
In FIG. 1, which shows the electrical configuration, for a circuit in which IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) 1 as gate-driven semiconductor switching devices, which are power devices, are placed on the upper and lower arms to form a current-carrying path to a load. , the gate drive device 10 has a function to determine whether or not the other IGBT 1 is in a short-circuit state when controlling the ON drive of one IGBT 1 .

ゲート駆動装置10は、制御回路20、判定回路30などを備えている。制御回路20は、外部から与えられるオン/オフ指令のオン指令信号に基づいてゲート駆動信号Sonを生成し、駆動回路21を介してIGBT1のゲートにゲート駆動電圧Vonを与える。制御回路20は、後述するように、IGBT1のオフ駆動機能も備えており、オン駆動中に短絡が検出された場合にはIGBT1を遮断する。 The gate drive device 10 includes a control circuit 20, a determination circuit 30, and the like. The control circuit 20 generates a gate drive signal Son based on an ON command signal of an ON/OFF command given from the outside, and applies a gate drive voltage Von to the gate of the IGBT 1 via the drive circuit 21 . As will be described later, the control circuit 20 also has an off-driving function for the IGBT 1, and cuts off the IGBT 1 when a short circuit is detected during on-driving.

判定回路30は、ボトムホールド回路40およびヒステリシス付きのコンパレータを有する比較回路50を備えている。判定回路30は、IGBT1のコレクタ・エミッタ間電圧(以下、単に「コレクタ電圧」と称す)Vceを取り込み、この電圧の変化状態から短絡の有無を検出して出力する。 The determination circuit 30 includes a bottom hold circuit 40 and a comparison circuit 50 having a comparator with hysteresis. The determination circuit 30 takes in the collector-emitter voltage (hereinafter simply referred to as "collector voltage") Vce of the IGBT 1, detects the presence or absence of a short circuit based on the changing state of this voltage, and outputs it.

ボトムホールド回路40は、オペアンプ41、トランジスタ42およびコンデンサ43を備える。オペアンプ41は、非反転入力端子にコレクタ電圧Vceが入力され、反転入力端子にはコンデンサ43の端子電圧Vbhが入力される。オペアンプ41の出力端子はトランジスタ42のベースに接続される。 The bottom hold circuit 40 has an operational amplifier 41 , a transistor 42 and a capacitor 43 . The operational amplifier 41 has a non-inverting input terminal to which the collector voltage Vce is input, and an inverting input terminal to which the terminal voltage Vbh of the capacitor 43 is input. The output terminal of operational amplifier 41 is connected to the base of transistor 42 .

トランジスタ42のエミッタはコンデンサ43を介して直流電源VDに接続され、コレクタはグランドに接続される。コンデンサ43の端子電圧Vphは、トランジスタ42のエミッタとコンデンサ43の共通接続点の電圧である。オペアンプ41は、コレクタ電圧Vceがコンデンサ43の端子電圧であるボトムホールド電圧Vbhよりも小さい期間中はトランジスタ42をオン駆動し、コンデンサ43の充電電荷を放電させる。 The emitter of transistor 42 is connected to DC power supply VD through capacitor 43, and the collector is grounded. The terminal voltage Vph of the capacitor 43 is the voltage at the common connection point between the emitter of the transistor 42 and the capacitor 43 . The operational amplifier 41 turns on the transistor 42 during the period when the collector voltage Vce is lower than the bottom hold voltage Vbh, which is the terminal voltage of the capacitor 43 , and discharges the charge in the capacitor 43 .

これにより、コレクタ電圧Vceがボトム電圧VBに達した後に上昇すると、オペアンプ41の出力信号が大きくなり、トランジスタ42がオフしてコンデンサ43への充電が停止する。この結果、コンデンサ43の端子電圧であるボトムホールド電圧Vbhは、コレクタ電圧Vceのボトム電圧VBとなりこの電圧が保持される。 As a result, when the collector voltage Vce rises after reaching the bottom voltage VB, the output signal of the operational amplifier 41 increases, the transistor 42 turns off, and the charging of the capacitor 43 stops. As a result, the bottom hold voltage Vbh, which is the terminal voltage of the capacitor 43, becomes the bottom voltage VB of the collector voltage Vce, and this voltage is held.

比較回路50は、コンパレータ51およびヒステリシス電圧Vhを与えるヒステリシス電源52を備える。コンパレータ51は非反転入力端子にコレクタ電圧Vceが入力され、反転入力端子にボトムホールド回路40の出力電圧であるボトムホールド電圧Vbhを、ヒステリシス電源52を通じてヒステリシス電圧Vhだけ上昇させた電圧が参照電圧Vhysとして入力される。 The comparison circuit 50 includes a comparator 51 and a hysteresis power supply 52 that provides a hysteresis voltage Vh. The comparator 51 has a non-inverting input terminal to which the collector voltage Vce is input, and an inverting input terminal to which the bottom hold voltage Vbh, which is the output voltage of the bottom hold circuit 40, is increased by the hysteresis voltage Vh through the hysteresis power supply 52 to obtain a reference voltage Vhys. is entered as

コンパレータ51は、コレクタ電圧Vceが参照電圧Vhysよりも大きいときにはハイレベル、小さくなるとローレベルとなる判定信号Sdを出力する。この判定信号Sdは、制御回路20および外部に出力される。 The comparator 51 outputs a determination signal Sd that is high level when the collector voltage Vce is higher than the reference voltage Vhys and low level when it is lower than the reference voltage Vhys. This determination signal Sd is output to the control circuit 20 and the outside.

次に、上記構成の作用について、図2および図9も参照して説明する。
まず、Desat方式による課題の原因と、本実施形態の検出方式について、図9を参照してMOSトランジスタを用いた構成で簡単に説明する。上下アームを設けて負荷Lに給電する構成においては、電流経路上に配線寄生インダクタンスLsがDesat方式における検出動作に悪影響を与えることがある。すなわち、MOS1がオン駆動されたときに、ドレイン電圧Vdsが時間と共に変化するときに、寄生インダクタンスLsによってd(Vds)/dtが発生する。このd(Vds)/dtの発生により、検出回路からMOS1のドレインに接続されるダイオードの接合容量によりコンデンサCdesatから電荷が引き抜かれる。
Next, the operation of the above configuration will be described with reference to FIGS. 2 and 9 as well.
First, the cause of the problem with the Desat method and the detection method of this embodiment will be briefly described with reference to FIG. 9 using a configuration using MOS transistors. In a configuration in which upper and lower arms are provided to supply power to the load L, the wiring parasitic inductance Ls on the current path may adversely affect the detection operation in the Desat method. That is, when the MOS1 is turned on, d(Vds)/dt is generated by the parasitic inductance Ls when the drain voltage Vds changes with time. Due to the generation of this d(Vds)/dt, charge is drawn from the capacitor Cdesat by the junction capacitance of the diode connected to the drain of MOS1 from the detection circuit.

コンデンサCdesatからd(Vds)/dtによって引き抜かれる電荷量が、検出回路側から定電流源によって流し込む電流による電荷量を上回り、Desatの容量が充電されるよりも放電される量が大となって、図示のようにDesat電圧が下がることがある。この結果、d(Vds)/dtによって引き抜かれた電荷を充電した後に再び充電動作によってDesat電圧が上昇し、しきい値電圧に達することで短絡判定がなされるので、配線寄生Lsがなければ狙いの時刻t0で短絡判定ができるところ、Desat電圧が低下してから元の電圧に戻るまでの時間Tだけ遅れた時刻t1になって短絡判定がなされるので、大幅な検出時間遅れを招くこととなっていた。 The amount of charge extracted from the capacitor Cdesat by d(Vds)/dt exceeds the amount of charge due to the current flowing from the detection circuit side by the constant current source, and the amount of discharge becomes larger than the amount of charge of the capacitance of Desat. , the Desat voltage may drop as shown. As a result, the Desat voltage rises again due to the charging operation after the charge extracted by d(Vds)/dt is charged, and when it reaches the threshold voltage, a short-circuit determination is made. At time t0, a short-circuit can be determined, but the short-circuit is determined at time t1, which is a delay of time T from when the Desat voltage drops until it returns to the original voltage, resulting in a large detection time delay. was becoming

本実施形態においては、配線寄生インダクタンスLsの影響によってコレクタ電圧Vceの時間変化に起因して電圧低下が発生することを利用している。IGBT1のオン駆動時に短絡状態が発生していると、コレクタ電圧Vceが一度低下した後に再び上昇するという特性を利用してこれを検知するようにしたものである。 This embodiment utilizes the fact that the voltage drop occurs due to the time change of the collector voltage Vce under the influence of the wiring parasitic inductance Ls. If a short-circuit state occurs when the IGBT 1 is driven on, it is detected by utilizing the characteristic that the collector voltage Vce drops once and then rises again.

図2の下段には、短絡が発生していない通常時においてIGBT1がゲートに駆動電圧が与えられた後にコレクタ電圧Vceが変化する様子を示している。ゲート電圧がしきい値電圧に達する時刻t0で、コレクタ電圧VceはVCEから低下し始める。コレクタ電圧Vceは、ミラー期間に入ると、電圧V1から低下の傾きが急峻になり、電圧V2に達するとオン状態となる。つまり、IGBT1のコレクタ電圧Vceは、ゲート駆動信号が与えられてオン駆動し始めると、電圧V1を経て電圧V2まで低下する。 The lower part of FIG. 2 shows how the collector voltage Vce changes after the drive voltage is applied to the gate of the IGBT 1 under normal conditions where no short circuit occurs. At time t0 when the gate voltage reaches the threshold voltage, the collector voltage Vce begins to drop from VCE. When the collector voltage Vce enters the mirror period, the slope of the drop from the voltage V1 becomes steep, and when it reaches the voltage V2, it turns on. That is, the collector voltage Vce of the IGBT 1 decreases to the voltage V2 through the voltage V1 when the gate driving signal is applied and the IGBT 1 starts to be turned on.

図2の上段および中段のそれぞれに、通常時および短絡時におけるコレクタ電圧Vceと判定信号Sdについて示している。まず、通常時においては、制御回路20が外部からオン/オフ指令によってオン駆動するタイミングになると、駆動回路21にオン駆動信号Sonを与えて、IGBT1のゲートにゲート駆動電圧Vonを与える。 The upper and middle parts of FIG. 2 show the collector voltage Vce and the determination signal Sd in the normal state and the short-circuit state, respectively. First, in a normal state, when the control circuit 20 is turned on by an external on/off command, the driving circuit 21 is supplied with the on-driving signal Son, and the gate of the IGBT 1 is supplied with the gate driving voltage Von.

これにより、時刻t0でIGBT1のゲート電圧Vgがしきい値電圧に達すると、コレクタ電圧Vceは、配線寄生インダクタンスLsの影響でコレクタ電流Icの時間変化でLs・dIc/dtによって電圧VCEから低下し始める。この後、時刻t1でゲート電圧Vgがミラー期間に入って一定になると、コレクタ電圧Vceはさらに急峻に低下していく。時刻t2になってミラー期間が終了してコレクタ電流Icが負荷電流に達すると、IGBT1はオン状態となり、コレクタ電圧Vceはほぼ0Vの低い電圧で一定となる。このときのコレクタ電圧Vceは、これより低下しないから、ボトム電圧VBとなる。 As a result, when the gate voltage Vg of the IGBT 1 reaches the threshold voltage at time t0, the collector voltage Vce drops from the voltage VCE by Ls·dIc/dt due to the time variation of the collector current Ic under the influence of the wiring parasitic inductance Ls. start. After that, when the gate voltage Vg enters the mirror period at time t1 and becomes constant, the collector voltage Vce further sharply drops. When the mirror period ends at time t2 and the collector current Ic reaches the load current, the IGBT1 is turned on and the collector voltage Vce becomes constant at a low voltage of approximately 0V. Since the collector voltage Vce at this time does not drop below this, it becomes the bottom voltage VB.

これに対して、判定回路30においては、ボトムホールド回路40にコレクタ電圧Vceが取り込まれ、オペアンプ41に入力されている。ボトムホールド回路40は、コレクタ電圧Vceが下降している期間中はトランジスタ42を駆動させてコンデンサ43に充電することでボトムホールド電圧Vbhを下げていく。コレクタ電圧Vceがボトム電圧VBを経てその電圧に保持されるかあるいは上昇する場合には、トランジスタ42は駆動されず、ボトムホールド電圧Vbhはボトム電圧VBに保持される。 On the other hand, in the determination circuit 30 , the bottom hold circuit 40 takes in the collector voltage Vce and inputs it to the operational amplifier 41 . The bottom hold circuit 40 lowers the bottom hold voltage Vbh by driving the transistor 42 and charging the capacitor 43 while the collector voltage Vce is dropping. If the collector voltage Vce passes through the bottom voltage VB and is held at that voltage or rises, the transistor 42 is not driven and the bottom hold voltage Vbh is held at the bottom voltage VB.

比較回路50においては、ボトムホールド電圧Vbhがヒステリシス電源52を介してヒステリシス電圧Vhが加算された参照電圧Vhysとしてコンパレータ51に入力される。コンパレータ51は、コレクタ電圧Vceが参照電圧Vhysよりも大きくなることはないので、通常時であると判定してローレベルの判定信号Sdを出力する。 In the comparison circuit 50 , the bottom hold voltage Vbh is input to the comparator 51 via the hysteresis power supply 52 as the reference voltage Vhys to which the hysteresis voltage Vh is added. Since the collector voltage Vce never exceeds the reference voltage Vhys, the comparator 51 determines that it is normal and outputs a low-level determination signal Sd.

次に、短絡時においては、同様に、制御回路20が外部からオン/オフ指令によってオン駆動するタイミングになると、駆動回路21にオン駆動信号Sonを与えて、IGBT1のゲートにゲート駆動電圧Vonを与える。 Next, in the event of a short circuit, similarly, when the control circuit 20 is turned on by an on/off command from the outside, an on drive signal Son is given to the drive circuit 21 to apply the gate drive voltage Von to the gate of the IGBT 1. give.

これにより、時刻t0でIGBT1のゲート電圧Vgがしきい値電圧に達すると、コレクタ電圧Vceは、配線寄生インダクタンスLsの影響でコレクタ電流Icの時間変化でLs・dIc/dtによって電圧VCEから一旦低下し始め、この後、時刻t1以後は再び上昇していく。したがって、コレクタ電圧Vceのボトム電圧VBは、一旦低下した時刻t1の時点の電圧となる。 As a result, when the gate voltage Vg of the IGBT 1 reaches the threshold voltage at time t0, the collector voltage Vce temporarily drops from the voltage VCE by Ls·dIc/dt due to the time variation of the collector current Ic under the influence of the wiring parasitic inductance Ls. After that, it rises again after time t1. Therefore, the bottom voltage VB of the collector voltage Vce becomes the voltage at time t1, which has once decreased.

これに対して、判定回路30においては、ボトムホールド回路40により時刻t1のボトム電圧VBがボトムホールド電圧Vbhとして検出され、このボトム電圧VBが保持される。比較回路50においては、ボトムホールド電圧Vbhにヒステリシス電圧Vhを加算した参照電圧Vhysがコンパレータ51に入力される。コンパレータ51は、コレクタ電圧Vceがボトム電圧VBから上昇する途中の時刻txで参照電圧Vhysよりも大きくなるので、短絡時であると判定してハイレベルの判定信号Sdを出力する。これにより、制御回路20は、判定回路30からハイレベルの判定信号Sdが入力された時点でIGBT1をオフさせて遮断するようになる。 On the other hand, in the determination circuit 30, the bottom hold circuit 40 detects the bottom voltage VB at the time t1 as the bottom hold voltage Vbh, and holds the bottom voltage VB. In the comparison circuit 50 , a reference voltage Vhys obtained by adding the hysteresis voltage Vh to the bottom hold voltage Vbh is input to the comparator 51 . Since the collector voltage Vce becomes higher than the reference voltage Vhys at the time tx in the middle of rising from the bottom voltage VB, the comparator 51 determines that a short circuit occurs and outputs a high-level determination signal Sd. As a result, the control circuit 20 turns off the IGBT 1 when the high-level determination signal Sd is input from the determination circuit 30 to cut off the IGBT 1 .

このような本実施形態によれば、判定回路30としてボトムホールド回路40および比較回路50を設け、コレクタ電圧Vceのボトムホールド電圧から参照電圧Vhysを生成してコレクタ電圧Vceとの比較により短絡状態を判定するようにしたので、従来のDesat方式による検出と異なり、短絡を早期に検出することができるようになり、IGBT1を早期に遮断することで過剰な耐性を持たせたものを使用する必要がなくなり、パワー素子として用いる半導体スイッチング素子の小型化に貢献できる。 According to this embodiment, the bottom hold circuit 40 and the comparison circuit 50 are provided as the determination circuit 30, the reference voltage Vhys is generated from the bottom hold voltage of the collector voltage Vce, and the short circuit state is detected by comparison with the collector voltage Vce. Since it is determined, unlike the detection by the conventional Desat method, it is possible to detect a short circuit at an early stage, and it is necessary to use an IGBT 1 that has excessive resistance by shutting off the IGBT 1 early. This contributes to miniaturization of semiconductor switching elements used as power elements.

(第2実施形態)
図3および図4は第2実施形態を示すもので、以下、第1実施形態と異なる部分について説明する。この実施形態では、第1実施形態におけるような判定回路30のボトムホールド回路40によりコレクタ電圧Vceのボトムホールド電圧Vbhを検出する場合に、コレクタ電圧Vceの波形が異なる場合に対応してボトムホールド電圧Vbhをスイッチング毎にリセットできるようにしたものである。
(Second embodiment)
3 and 4 show the second embodiment, and the differences from the first embodiment will be explained below. In this embodiment, when the bottom hold voltage Vbh of the collector voltage Vce is detected by the bottom hold circuit 40 of the determination circuit 30 as in the first embodiment, the bottom hold voltage Vbh can be reset at each switching.

図3において、ゲート駆動装置110は、判定回路30に代えて判定回路30aを備えている。判定回路30aは、ボトムホールド回路40に代わるボトムホールド回路40aを備える。ボトムホールド回路40aは、リセットスイッチ44が追加された構成である。リセットスイッチ44は、コンデンサ43の両端子間を短絡可能に接続されている。また、リセットスイッチ44は、制御回路20からリセット信号Swが与えられるとオンしてコンデンサ43の端子間を短絡状態として電荷の放電を実施する。 In FIG. 3, the gate drive device 110 includes a determination circuit 30a instead of the determination circuit 30. FIG. The determination circuit 30 a includes a bottom hold circuit 40 a that replaces the bottom hold circuit 40 . The bottom hold circuit 40a has a configuration in which a reset switch 44 is added. The reset switch 44 is connected to short-circuit between both terminals of the capacitor 43 . Further, the reset switch 44 is turned on when a reset signal Sw is given from the control circuit 20 to short-circuit the terminals of the capacitor 43 to discharge electric charges.

次に、上記構成の作用について説明する。図4は各部の信号の変化状態を示している。この実施形態では、制御回路20は、オン/オフ指令によりオン指令信号が与えられている期間中は、リセットスイッチ44をリセット解除すなわちローレベルのリセット信号Swを与えてオフ状態に保持し、オフ指令信号が与えられている期間中は、リセットスイッチ44をリセット状態すなわちハイレベルのリセット信号Swを与えてオン状態に保持する。 Next, the operation of the above configuration will be described. FIG. 4 shows the changing state of the signal of each part. In this embodiment, the control circuit 20 holds the reset switch 44 in the off state by giving the reset signal Sw of reset release, ie, the low level, during the period when the on command signal is given by the on/off command. During the period in which the command signal is applied, the reset switch 44 is reset, that is, the reset signal Sw of high level is applied to keep it on.

これにより、時刻t0のタイミングでオン指令が与えられると、リセットスイッチ44は、リセット信号Swがローレベルとなってリセット解除となり、ボトムホールド回路40aでは、コレクタ電圧Vceのボトムホールドを行い、コンデンサ43にボトムホールド電圧VBが出力される。これにより、前述した判定処理の動作が行われる。 As a result, when an ON command is given at the timing of time t0, the reset signal Sw of the reset switch 44 becomes low level and the reset is released. , the bottom hold voltage VB is output. As a result, the operation of the determination process described above is performed.

この後、時刻t1でオン指令からオフ指令に切り替わると、制御回路20は、リセットスイッチ44にハイレベルのリセット信号Swを出力してリセット動作させ、コンデンサ43の電荷を放電させ、ボトムホールド電圧Vbhを電圧VCEにする。オフ指令が与えられている期間中は、ボトムホールド電圧Vbhが電圧VCEに保持される。 After that, when the ON command is switched to the OFF command at time t1, the control circuit 20 outputs a high-level reset signal Sw to the reset switch 44 to perform a reset operation, discharge the charge of the capacitor 43, and restore the bottom hold voltage Vbh. to the voltage VCE. The bottom hold voltage Vbh is held at the voltage VCE during the period in which the OFF command is given.

時刻t2で再びオン指令が与えられると、時刻t3のオフ指令が与えられるまでの間、制御回路20はリセット信号Swを解除する。以下、上述と同様にして、制御回路20は、スイッチング毎にリセット解除を実施してコレクタ電圧Vceが変動する場合でも、これに対応してその都度ボトムホールド電圧Vbhがそのときのボトム電圧VBに追随できるように動作させることができる。 When the ON command is given again at time t2, the control circuit 20 cancels the reset signal Sw until the OFF command is given at time t3. Thereafter, in the same manner as described above, even when the collector voltage Vce fluctuates due to reset cancellation at each switching, the bottom hold voltage Vbh changes to the bottom voltage VB at that time. It can be operated so that it can follow.

このような第2実施形態によれば、ボトムホールド回路40aにリセットスイッチ44を設けて、スイッチング毎にボトムホールド電圧Vbhをリセットさせるようにしたので、コレクタ電圧Vceがスイッチング毎に変動した場合でも、ボトムホールド電圧Vbhを正確に検出できるようになる。 According to the second embodiment, the bottom hold circuit 40a is provided with the reset switch 44 to reset the bottom hold voltage Vbh at each switching. It becomes possible to accurately detect the bottom hold voltage Vbh.

なお、リセットはオフ指令が与えられている期間中行う上記実施形態の場合に加えて、ノイズなどによる悪影響が無い場合には、オフ指令が与えられた直後に短時間で実施することもできる。 In addition to the above-described embodiment in which the reset is performed while the OFF command is given, it can also be performed in a short period of time immediately after the OFF command is given if there is no adverse effect due to noise or the like.

(第3実施形態)
図5は第3実施形態を示すもので、以下、第1実施形態と異なる部分について説明する。この実施形態では、ゲート駆動装置120は、IGBT1のコレクタ電圧Vceを直接取り込むのではなく、分圧回路2を介して分圧コレクタ電圧Vcedを取り込む構成としている。
(Third embodiment)
FIG. 5 shows a third embodiment, and portions different from the first embodiment will be described below. In this embodiment, the gate drive device 120 does not take in the collector voltage Vce of the IGBT 1 directly, but takes in the divided collector voltage Vced via the voltage dividing circuit 2 .

分圧回路2は、分圧抵抗2aおよび2bを直列接続したもので、コレクタ電圧Vceを分圧回路2の一端子に入力し、分圧抵抗2aおよび2bの共通接続点から分圧された分圧コレクタ電圧Vcedを得る構成である。 The voltage dividing circuit 2 is formed by connecting voltage dividing resistors 2a and 2b in series. This is the configuration for obtaining the voltage collector voltage Vced.

IGBT1の使用形態によっては、コレクタに高電圧が印加される場合がある。このような場合においては、ゲート駆動装置120においては、高電圧のコレクタ電圧Vceを取り込んで判定回路30により判定を行う構成においても高電圧を取り扱える構成が必要となるので、全体が大型化したり高価になったりすることがあるが、本実施形態のように分圧コレクタ電圧Vcedを取り扱えるようにすることで小型化、低価格化を図ることができる。
なお、分圧回路2は、分圧抵抗2a、2bによる構成に限らず、2個のコンデンサにより分圧する構成とすることもできる。
A high voltage may be applied to the collector depending on how the IGBT 1 is used. In such a case, the gate drive device 120 needs a configuration capable of handling a high voltage even in a configuration in which the high voltage collector voltage Vce is taken in and the determination circuit 30 performs determination. However, by making it possible to handle the divided collector voltage Vced as in this embodiment, it is possible to reduce the size and cost.
The voltage dividing circuit 2 is not limited to the configuration of the voltage dividing resistors 2a and 2b, and may be configured to divide the voltage by two capacitors.

(第4実施形態)
図6および図7は第4実施形態を示すもので、以下第1実施形態と異なる部分について説明する。この実施形態では、ゲート駆動装置130として、図6に示すように、判定回路30bの比較回路50aの出力段にフィルタ53を設けている。フィルタ53は、ノイズを除去するためのローパスフィルタの機能を持つもので、コレクタ電圧Vceなどに重畳されるノイズを除去して判定信号Sdを出力しようとするものである。
(Fourth embodiment)
FIGS. 6 and 7 show a fourth embodiment, and the differences from the first embodiment will be explained below. In this embodiment, as the gate drive device 130, as shown in FIG. 6, a filter 53 is provided at the output stage of the comparison circuit 50a of the determination circuit 30b. The filter 53 has a function of a low-pass filter for removing noise, and removes noise superimposed on the collector voltage Vce or the like to output the determination signal Sd.

これにより、例えば図7に示すように、判定回路30bにおいて、入力されるコレクタ電圧Vceが短絡時のものであって、時刻txで短絡状態を判定するハイレベルの判定信号Sdが出力された後に、時刻tyでコレクタ電圧Vceにノイズが重畳した場合には、判定信号Sdが一時的にローレベルの誤検出パルスを出力してしまう恐れがあった。 As a result, for example, as shown in FIG. 7, in the determination circuit 30b, the input collector voltage Vce is the one at the time of short circuit, and after the high-level determination signal Sd for determining the short circuit state is output at time tx, , when noise is superimposed on the collector voltage Vce at time ty, there is a possibility that the determination signal Sd temporarily outputs an erroneous detection pulse of low level.

これに対して、この実施形態においては、時刻tyでフィルタ前の判定信号Sdにノイズに起因したハイレベルの信号が出力されていた場合でも、フィルタ53を介して出力される判定信号Sdではノイズによるハイレベルの信号部分が除去されるので、誤検出することなく検出動作が行われる。 On the other hand, in this embodiment, even if a high-level signal caused by noise is output in the pre-filtered determination signal Sd at time ty, the determination signal Sd output through the filter 53 is noise. Since the high-level signal portion due to is removed, the detection operation is performed without erroneous detection.

(第5実施形態)
図8は第5実施形態を示すもので、以下第1実施形態と異なる部分について説明する。
この実施形態では、図8に示すように、ゲート駆動装置140は、判定回路30cにおいて、比較回路50bとして、ヒステリシス電源52に代えてヒステリシス電圧Vhを変更設定することができる可変ヒステリシス電源54を設ける構成としている。
(Fifth embodiment)
FIG. 8 shows a fifth embodiment, and portions different from the first embodiment will be described below.
In this embodiment, as shown in FIG. 8, the gate drive device 140 is provided with a variable hysteresis power supply 54 capable of changing the hysteresis voltage Vh instead of the hysteresis power supply 52 as the comparison circuit 50b in the determination circuit 30c. It is configured.

可変ヒステリシス電源54により、ヒステリシス電圧Vhを変更設定することで、システムにおいて発生するノイズで誤動作しないように適切なヒステリシス電圧Vhとすることができる。システムにおいてノイズ量は様々であるから、そのノイズ量に応じてヒステリシス電圧Vhを調整することで誤動作の発生を抑制すことができる。 By changing and setting the hysteresis voltage Vh using the variable hysteresis power supply 54, it is possible to set the hysteresis voltage Vh appropriately so as not to cause malfunction due to noise generated in the system. Since the amount of noise varies in the system, the occurrence of malfunctions can be suppressed by adjusting the hysteresis voltage Vh according to the amount of noise.

(他の実施形態)
なお、本発明は、上述した実施形態のみに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々の実施形態に適用可能であり、例えば、以下のように変形または拡張することができる。
(Other embodiments)
The present invention is not limited to the above-described embodiments, and can be applied to various embodiments without departing from the scope of the invention. For example, the following modifications or extensions can be made.

上記各実施形態では、パワー素子としてIGBTを用いた場合で説明したが、IGBT以外にSiCMOSトランジスタなどのパワー系のゲート駆動型の半導体スイッチング素子のいずれにおいても適用することができる。
上記各実施形態は、第1実施形態を基本とし、その応用として示しているが、もちろん他の実施形態に複合的に適用することもできる。
In each of the above-described embodiments, an IGBT is used as a power element, but the present invention can be applied to any gate-driven semiconductor switching element of a power system such as a SiCMOS transistor, in addition to the IGBT.
Each of the above-described embodiments is based on the first embodiment and shown as an application thereof, but of course it can be applied to other embodiments in a complex manner.

本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。 Although the present disclosure has been described with reference to examples, it is understood that the present disclosure is not limited to such examples or structures. The present disclosure also includes various modifications and modifications within the equivalent range. In addition, various combinations and configurations, as well as other combinations and configurations, including single elements, more, or less, are within the scope and spirit of this disclosure.

図面中、1はIGBT(ゲート駆動型の半導体スイッチング素子)、2は分圧回路、10、110、120、130はゲート駆動装置、20は制御回路、21は駆動回路、30、30a、30b、30cは判定回路、40、40aはボトムホールド回路、41はオペアンプ、42はトランジスタ、43はコンデンサ、44はリセットスイッチ、50、50a、50bは比較回路、51はコンパレータ、52はヒステリシス電源、53はフィルタ、54は可変ヒステリシス電源である。 In the drawings, 1 is an IGBT (gate-driven semiconductor switching element), 2 is a voltage dividing circuit, 10, 110, 120, and 130 are gate driving devices, 20 is a control circuit, 21 is a driving circuit, 30, 30a, 30b, 30c is a judgment circuit, 40 and 40a are bottom hold circuits, 41 is an operational amplifier, 42 is a transistor, 43 is a capacitor, 44 is a reset switch, 50, 50a and 50b are comparison circuits, 51 is a comparator, 52 is a hysteresis power supply, and 53 is a hysteresis power supply. Filter 54 is a variable hysteresis power supply.

Claims (5)

ゲート駆動形の半導体スイッチング素子に対して駆動回路によりゲート駆動信号を与えてオンオフの制御を行うゲート駆動装置であって、
前記半導体スイッチング素子の主端子間の電圧を検出し、オン駆動時に主端子間電圧が増大することをもって前記半導体スイッチング素子の短絡状態を判定する判定回路(30、30a、30b、30c)と、
前記判定回路により前記半導体スイッチング素子の短絡状態が判定されたときに前記半導体スイッチング素子を遮断する制御回路(20)と
を備えたゲート駆動装置。
A gate drive device for controlling on/off by applying a gate drive signal from a drive circuit to a gate drive type semiconductor switching element,
a determination circuit (30, 30a, 30b, 30c) for detecting a voltage across the main terminals of the semiconductor switching element and determining a short-circuit state of the semiconductor switching element based on an increase in the voltage across the main terminals during on-driving;
and a control circuit (20) for shutting off the semiconductor switching element when the determination circuit determines that the semiconductor switching element is short-circuited.
前記判定回路は、
前記半導体スイッチング素子の主端子間電圧のボトム電圧を保持するボトムホールド回路(40、40a)と、
前記半導体スイッチング素子の前記主端子間電圧が、前記ボトム電圧をヒステリシス電圧分を加算した参照電圧よりも大きくなったときに短絡状態を判定する比較回路(50、50a、50b)と
を備える請求項1に記載のゲート駆動装置。
The determination circuit is
a bottom hold circuit (40, 40a) for holding the bottom voltage of the voltage between the main terminals of the semiconductor switching element;
A comparison circuit (50, 50a, 50b) for determining a short-circuit state when the voltage between the main terminals of the semiconductor switching element becomes larger than a reference voltage obtained by adding the hysteresis voltage to the bottom voltage. 2. The gate drive device according to 1.
前記ボトムホールド回路は、前記半導体スイッチング素子がオフすると前記ボトム電圧の保持をリセットするリセットスイッチ(44)を備える請求項2に記載のゲート駆動装置。 3. The gate drive device according to claim 2, wherein the bottom hold circuit includes a reset switch (44) that resets holding of the bottom voltage when the semiconductor switching element is turned off. 前記比較回路は、前記ヒステリシス電圧分を調整可能な可変ヒステリシス電源(54)を備える請求項2または3に記載のゲート駆動装置。 4. The gate drive device according to claim 2, wherein said comparison circuit comprises a variable hysteresis power supply (54) capable of adjusting said hysteresis voltage. 前記半導体スイッチング素子の主端子間の電圧を分圧する分圧回路(2)を備え、
前記判定回路は、前記分圧回路により分圧された前記半導体スイッチング素子の主端子間の電圧を入力して前記半導体スイッチング素子の短絡状態を判定する請求項2から4のいずれかに記載のゲート駆動装置。
A voltage dividing circuit (2) that divides the voltage between the main terminals of the semiconductor switching element,
5. The gate according to any one of claims 2 to 4, wherein the determination circuit inputs a voltage between main terminals of the semiconductor switching element divided by the voltage dividing circuit to determine a short-circuit state of the semiconductor switching element. drive.
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